CN103457582B - 一种脉冲宽度调制电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及脉冲调制电路。本发明针对现有技术PWM电路抗干扰能力较差的问题，公开了一种脉冲宽度调制电路，其技术方案包括第一比较器、第二比较器和压控电流源电路；所述压控电流源电路输入端连接振荡器输出电压，将振荡器输出电压转换为与输入信号互补的信号输入第一比较器的一个输入端，第一比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第一比较器输出端输出第一PWM信号；所述第二比较器的一个输入端连接振荡器输出电压，第二比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第二比较器的输出端输出第二PWM信号。本发明利用完全对称的三角波信号产生需要的PWM信号，避免了毛刺的出现，减少了耦合干扰，有效提高采样电路精确性和系统稳定性。

Description

一种脉冲宽度调制电路

技术领域

本发明集成电路技术领域，特别涉及一种脉冲宽度调制(PWM)电路。

背景技术

在电子系统中，PWM电路常为整个电路系统提供脉冲调制信号，调节脉冲的占空比，实现各种电路功能，是一个不可或缺的功能模块。传统的PWM电路一般采用比较器将振荡器输出信号V_{C_R}(通常为三角波)和误差放大器输出电压V_EAO进行比较，产生一个由反馈信号决定占空比的方波(PWM信号)。但是，通常一个电子系统中PWM比较器的两个信号线之间存在耦合电容，一条信号线上的脉冲跃变会损坏另一条信号线上的信号，这样的PWM比较器抗干扰能力较低，造成系统时序产生毛刺，甚至导致系统时序紊乱等问题，严重影响电子系统的整体性能。对于D类放大器(ClassD)以及马达驱动电路等全桥电路而言，往往需要两只PWM比较器，产生一对相位互补的驱动信号，而这些缺陷产生的毛刺会对这类电路产生严重的干扰，影响电路的线性度，并且带来额外的电磁干扰。由于毛刺信号对性能要求较高的电路有很大的影响，因此如何有效抑制毛刺信号就成了一个非常突出的问题。

传统的PWM电路如图1所示，该电路直接通过振荡器输出信号V_{C_R}(通常为三角波)和误差放大器输出电压V_EAO比较，产生一个由反馈信号决定占空比的方波，由于振荡器输出信号V_{C_R}和误差放大器输出电压V_EAO之间的电容耦合作用，输出电压V_EAO会产生毛刺，使输出信号发生变化，影响电路功率的完成，如图3A所示。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是现有技术PWM电路抗干扰能力较差的问题，提供一种高精确性抗干扰能力强的PWM电路。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，一种脉冲宽度调制电路，包括第一比较器和第二比较器，其特征在于，还包括压控电流源电路；所述压控电流源电路输入端连接振荡器输出电压，将振荡器输出电压转换为与输入信号互补的信号输入第一比较器的一个输入端，第一比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第一比较器输出端输出第一PWM信号；所述第二比较器的一个输入端连接振荡器输出电压，第二比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第二比较器的输出端输出第二PWM信号。

进一步的，所述第一PWM信号和第二PWM信号相位互补。

更进一步的，所述第一比较器和第二比较器结构相同。

具体的，所述压控电流源电路包括NMOS管M6、NMOS管M7，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M8、PMOS管M9，电阻R1和电阻R；

具体连接关系如下：PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4、PMOS管M8、PMOS管M9源极接高电平，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4管栅极相连，PMOS管M1栅极和漏极相连通过电流源接地，PMOS管M2管漏极连接PMOS管M3管源极和电阻R1的一端，PMOS管M4管漏极连接PMOS管M5源极和电阻R1的另一端，PMOS管M3管漏极接地，PMOS管M3管栅极连接电压基准，PMOS管M5管漏极连接NMOS管M6管的栅极和漏极，PMOS管M5管栅极连接振荡器输出电压，NMOS管M6和NMOS管M7栅极相连，NMOS管M6和NMOS管M7源极接地，NMOS管M7管漏极和PMOS管M8管的漏极相连，PMOS管M8管栅极和漏极连接，PMOS管M8和PMOS管M9栅极相连，PMOS管M9的漏极为压控电流源电路输出端并通过电阻R接地。

本发明的有益效果是，可以利用完全对称的三角波信号产生需要的互补驱动信号，从而相互抵消各自输入端三角波耦合到误差放大器输出信号上的毛刺。这样误差放大器输出信号中的噪声就完全抵消，避免了毛刺的出现，减少了耦合干扰，有效地提高采样电路精确性和系统稳定性。

附图说明：

图1为传统的PWM电路结构示意图；

图2为本发明的PWM电路结构示意图；

图3为传统的PWM电路和本发明的PWM电路对耦合噪声抑制效果的示意图，其中A为传统PWM电路耦合干扰示意图，B为本发明的PWM电路耦合干扰示意图；

图4为本发明的PWM电路中压控电流源电路结构示意图。

其中：COMP1为第一比较器；COMP2为第二比较器；VCCS为压控电流源电路；R1、R为第二电阻；M6、M7为NMOS管；M1、M2、M3、M4、M5、M8、M9为PMOS管。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的阐述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性的劳动成果前提下所获得的所以其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图2所示，本发明的脉冲宽度调制电路包括压控电流源电路VCCS、第一比较器COMP1和第二比较器COMP2。其中，压控电流源电路VCCS实现振荡器输出电压V_{C_R}的整形，通过该压控电流源电路VCCS实现对V_{C_R}电压的相位和幅度调制，将振荡器输出电压转换为与输入信号V_{C_R}互补的信号V_{C_RA}输入第一比较器COMP1的反相输入端，第一比较器COMP1的同相输入端连接误差放大器输出信号V_EAO，第一比较器COMP1实现经调制后的振荡器电压V_{C_RA}信号和误差放大器输出信号V_EAO的比较，输出第一PWM信号V_OA。第二比较器COMP2的反相输入端连接振荡器输出电压V_{C_R}，第二比较器COMP2的同相输入端连接误差放大器输出信号V_EAO，第二比较器COMP2实现振荡器输出电压V_{C_R}和误差放大器输出信号V_EAO的比较，输出第二PWM信号V_OB。

如图3B所示，由于V_{C_R}信号V_{C_RA}信号互补(完全对称、相位相反)他们通过线间耦合电容在信号线L1上产生的干扰相互抵消，对误差放大器输出电压V_EAO的影响降到最低，提高了电路稳定性。

上述电路结构产生的第一PWM信号V_OA与第二PWM信号V_OB相位互补，可以用于D类放大器或马达驱动电路等全桥电路。本发明的脉冲宽度调制电路第一比较器COMP1和第二比较器COMP2采用完全相同的电路结构，可以降低集成电路工艺复杂性，简化制造工艺流程。

本发明中，压控电流源电路VCCS结构如图4所示，包括NMOS管M6、NMOS管M7，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M8、PMOS管M9，电阻R1和电阻R。

压控电流源电路VCCS具体连接关系如下：

PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4、PMOS管M8、PMOS管M9源极接高电平VDD，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4管栅极相连，PMOS管M1栅极和漏极相连通过电流源IB接地，PMOS管M2管漏极连接PMOS管M3管源极和电阻R1的一端，PMOS管M4管漏极连接PMOS管M5源极和电阻R1的另一端，PMOS管M3管漏极接地VSS，PMOS管M3管栅极连接电压基准V_REF，PMOS管M5管漏极连接NMOS管M6管的栅极和漏极，PMOS管M5管栅极连接振荡器输出电压V_{C_R}，NMOS管M6和NMOS管M7栅极相连，NMOS管M6和NMOS管M7源极接地VSS，NMOS管M7管漏极和PMOS管M8管的漏极相连，PMOS管M8管栅极和漏极连接，PMOS管M8和PMOS管M9栅极相连，PMOS管M9的漏极为压控电流源电路输出端V_{C_RA}并通过电阻R接地。

如图4所示，压控电流源电路VCCS中，V_{C_R}为振荡器输出电压。通过镜像电流源PMOS管M2、PMOS管M4为PMOS管M3、PMOS管M5提供恒定电流I_B。通过设置电阻R1与M2、M4管的电流可以使得M3、M5管都工作在饱和区。通过电阻R₁上的输出电流I_R1如式(1)、(2)所示：

$I_{R1}=\frac{(V_{REF}+V_{GS3})-(V_{C\_R}+V_{GS5})}{R_1}---\left(1\right)$

$I_{R1}=\frac{(V_{REF}+V_{GS3}-V_{TH})-(V_{C\_R}+V_{GS5}-V_{TH})}{R_1}---\left(2\right)$

其中，V_REF设定的基准电压，V_{C_R}为振荡器输出电压，V_GS3为PMOS管M3的栅源电压，V_GS5为PMOS管M5的栅源电压，V_TH为阈值电压。假设M3与M5的宽长比W/L足够大，即过驱动电压V_OV3＝V_GS3-V_TH＝sqrt[2I_DM3/(u_pC_ox(W/L)₃)]、V_OV5＝V_GS5-V_TH＝sqrt[2I_DM5/(u_pC_ox(W/L)₅)]足够小，则V_GS3与V_GS5与阈值电压V_TH接近，流过M3与M5上的电流变化对V_GS3与V_GS5的影响可以忽略，即可忽略掉式(2)中流过电阻R₁上的电流对V_GS3-V_TH与V_GS5-V_TH的影响。其中，u_p为空穴迁移率，C_ox为栅氧化层电容，V_OV3为PMOS管M3的过驱动电压，V_OV5为PMOS管M5的过驱动电压。因此输出电流I_OUT如式(3)所示。

$I_{OUT}={\mathrm{MI}}_{M6}=M\[I+\frac{V_{REF}-V_{C\_R}}{R_1}\]---\left(3\right)$

其中M2管与M4管具有相同的宽长比，M6管与M7管具有相同的宽长比，M为系数。

$M=\frac{W_{M9}}{L_{M9}}/\frac{W_{M8}}{L_{M8}}---\left(4\right)$

通过(3)式可知，压控电流源电路VCCS实现振荡器输出电压V_{C_R}的整形，通过电阻R把压控电流源电路VCCS电流I_OUT转换为输出电压V_{C_RA}，从而实现对V_{C_R}电压的相位和幅度调制。通过对V_{C_R}电压的相位和幅度调制，第一比较器COMP1实现经调制后的振荡器电压V_{C_RA}信号和误差放大器输出电压V_EAO比较，可以实现在同一个信号V_EAO两边形成一对互补的三角波信号V_{C_R}和V_{C_RA}，这样在三角波信号跳变时，通过电容耦合减少对误差放大器输出电压V_EAO的影响，提高电路稳定性。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的具体实施方式是为了帮助读者理解本发明的原理，本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种集体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种脉冲宽度调制电路，包括第一比较器和第二比较器，其特征在于，还包括压控电流源电路；所述压控电流源电路输入端连接振荡器输出电压，将振荡器输出电压转换为与输入信号互补的信号输入第一比较器的一个输入端，第一比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第一比较器输出端输出第一PWM信号；所述第二比较器的一个输入端连接振荡器输出电压，第二比较器的另一个输入端连接误差放大器输出信号，第二比较器的输出端输出第二PWM信号；

所述压控电流源电路包括NMOS管M6、NMOS管M7，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、PMOS管M4、PMOS管M5、PMOS管M8、PMOS管M9，电阻R1和电阻R；

具体连接关系如下：PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4、PMOS管M8、PMOS管M9源极接高电平，PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M4管栅极相连，PMOS管M1栅极和漏极相连通过电流源接地，PMOS管M2管漏极连接PMOS管M3管源极和电阻R1的一端，PMOS管M4管漏极连接PMOS管M5源极和电阻R1的另一端，PMOS管M3管漏极接地，PMOS管M3管栅极连接电压基准，PMOS管M5管漏极连接NMOS管M6管的栅极和漏极，PMOS管M5管栅极连接振荡器输出电压，NMOS管M6和NMOS管M7栅极相连，NMOS管M6和NMOS管M7源极接地，NMOS管M7管漏极和PMOS管M8管的漏极相连，PMOS管M8管栅极和漏极连接，PMOS管M8和PMOS管M9栅极相连，PMOS管M9的漏极为压控电流源电路输出端并通过电阻R接地。

2.根据权利要求1所述的一种脉冲宽度调制电路，其特征在于，所述第一PWM信号和第二PWM信号相位互补。

3.根据权利要求1所述的一种脉冲宽度调制电路，其特征在于，所述第一比较器和第二比较器结构相同。