CN103429454A - 电动车辆的电池充电器 - Google Patents

Abstract

电动车辆的电池充电器（B1）包含至少三个相同的电流受控AC-DC转换器模块（M1，M2，M3），这些AC-DC转换器模块（M1，M2，M3）具有并联连接到电池（44）的充电端子的反向电流受保护输出。

Description

电动车辆的电池充电器

 

本发明涉及电动车辆的电池充电器。

 

已知的电动车辆的电池充电器配置为适应于内置在车上的车载充电器或配置为安装在电站中的固定快速充电器。车载充电器可以在用户的家中插到单相230V-16A干线电力插座使得可整夜用大约3.5kW幅度的充电功率对电池充电。快速充电器典型地由3相400V-40A干线源供电并且可具有几十kW的充电功率以便在10至30min的时间内将电池充电至它的全容量的80-100%。它们例如根据电动车辆的CHAdeMo标准的规范（http://chademo.com/）需要车用连接。

两个类型的电池充电器都需要使用高质量电子部件，其可以承受高电压和高电流并且因此相对昂贵。

 

本发明的目标是提供可以以低成本制造的可靠电池充电器。

为了实现该目标，根据本发明的电池充电器包含至少三个相同的电流受控AC-DC转换器模块，AC-DC转换器模块具有并联连接到电池的充电端子的反向电流受保护输出。

因为转换器模块是电流受控的，而所有模块的输出电压由电池电压确定并且从而相等，将输出连接在一起使得进入电池的充电电流将是由个体模块提供的电流的总和，这是可能的。从而，模块可对于较低峰值电流而设计，使得可使用较不昂贵部件。因为每个充电器包含多个模块，模块的大规模生产导致进一步的成本降低。每个模块的输出受到例如二极管的保护，使得在模块中的一个失效的情况下可以可靠地避免破坏性反向电流。

本发明的更具体的可选特征在附属的权利要求中指示。

优选地，具有相同的基本部署的模块用于车载充电器和快速充电器两者，快速充电器的更高功率通过组合更大量的模块而实现。

在优选实施例中，甚至车载充电器具有模块化构造并且包含三个模块。这三个模块可并联连接到230V单相AC电压但还可连接到三相电压源。在后一个情况下，模块的输入侧将连接到采用三角形配置的三个相，使得每个模块将由400V AC电压驱动。一方面，这允许用更高的功率操作车载充电器，并且因此当三相电力源在家庭中可用时缩短电池充电时间。另一方面，多个这样的单元（每个单元由三个模块形成）可组合来形成从3相源供电的固定快速充电器。

在优选实施例中，转换器模块由谐振转换器形成，可通过改变激励转换器的谐振电路的开关的开关频率和/或开关方式而在大的控制范围内控制这些谐振转换器的输出电流。

因为谐振转换器的效率在接近谐振频率（即，以最大功率）操作它时最高，通过改变充电器的有效模块的数量而大致使输出电流适应需求，并且输出电流到需求的细调通过以减少的功率仅操作模块中的一个而所有其他有效模块以全功率操作来实现，这是优选的。

如果模块中的一个将失效，可以生成信号，其指示剩余模块的功率对于控制电池充电过程的电池控制器仍可用，使得可用减少的功率来继续充电过程。

 

现在将连同图一起描述本发明的实施例，其中：

图1是功率转换器模块的电路图；

图2示出用于解释在图1中示出的功率转换器模块的功能的波形；

图3示出图示具有减少的输出电流的操作模式的波形；

图4是用于控制在图1中示出的转换器模块的开关的控制器的框图；

图5和6示出图示转换器模块的不同操作模式的波形；

图7是包含三个转换器模块并且配置为车载电池充电器的转换器单元的框图；

图8示出在图7中示出的单元的转换器模块的电力供应电路；

图9是转换器单元的示意横截面图；

图10是图示控制图7至9中示出的单元的转换器模块的输出电流的方法的图；

图11是包含图7至9中图示的类型的多个单元的快速充电器的框图；

图12是图示控制构成快速充电器的单元的输出电流的方法的图；

图13是根据另一个实施例的快速充电器的框图；并且

图14是图示控制单元（其构成图13中示出的快速充电器）的输出电流的方法的图。

 

首先，参考图1至6，根据本发明将描述谐振转换器的示例，其可用作电池充电器中的转换器模块M1。

如在图1中示出的，谐振转换器模块M1设置成将输入电压U_in转换成DC输出电压U_out，其将等于电池电压。该输入电压U_in是由电压源12供应的DC电压或脉冲DC电压。

谐振回路14由电感器L_r和两个电容器C_r1和C_r2形成并且经由由开关Q₁和Q₂形成的半桥16而连接到电压源12。开关Q₁和Q₂是电子开关，例如IGBT。这些开关的栅极连接到电子模块控制器18（图4），其将稍后描述。缓冲电容器C_s1、C_s2并联连接到中开关Q₁和Q₂的每个。

开关以大约从25kHz至50kHz幅度的开关频率交替地断开和闭合以便促使谐振回路14（其例如可具有25kHz的谐振频率）振荡。谐振回路14的电容分量由电容器C_r1和C_r2形成，电容器C_r1和C_r2正如开关Q₁和Q₂那样关于电感器L_r对称设置。电容器C_r1连接在电压源12的正极与电感器L_r之间，并且电容器C_r2连接在电感器L_r与电压源的负极之间。

具有相等容量的两个电容器C₂和C₃串联连接在电压源12的正极与负极之间（与谐振回路14并联）。当谐振回路振荡时，将电感器L_r连接到电容器C₂和C₃的点处的电压U_r将围绕由电容器C₂和C₃之间的中点限定的中心电压而振荡。电压U_r驱动变压器T的一次侧，该变压器T的二次侧连接到由二极管全桥D和电容器C₄形成的整流器20。跨电容器C₄的电压降形成输出电压U_out。当负载（电池）被连接时，电容器C₄的放电电路闭合，并且输出电流I_out可流动来对电池充电。

当开关Q₁导通而开关Q₂关断时，输入电流I_in将流过开关Q₁和电感器L_r来对电容器C_r2充电。只要跨电感器L_r的电压降是正的（U_in >U_r），谐振回路14中的电流I_r将增加，并且电容器C_r1将放电。当电容器C_r1已经完全放电时，电感器L_r将促使电流I_r继续，使得将进一步对电容器C_r2充电并且将以相反的极性对电容器C_r1充电。跨电感器L_r的电压降变成负的并且电流I_r减小。最终，电流I_r将改变符号。然后，开关Q₁被切断并且开关Q₂接通，使得将经由电感器L_r和开关Q₂对电容器C_r1和C_r2放电。电流将增加直到电容器C_r2放电，并且然后电流将逐渐降至零，同时电压U_r相对于电压源12的负极变成负的。然后，再次切断开关Q₂并且接通开关Q₁，使得另一个循环可开始。这样，变压器T中的一次电流保持振荡。当开关Q₁和Q₂的开关频率接近谐振回路14的谐振频率时，将传输最大功率。

为了防止电压源12经由开关Q₁和Q₂而被短路，这些开关的导通期必须总是由某一最小停工时间隔开。在这些停工时间期间，本来会流过开关的电流将转入缓冲电容器C_s1、C_s2并且到更小的部件，进入IGBT的装置电容内。

图2（A）图示开关Q₁和Q₂的导通和关断期序列。在该示例中，导通期由停工时间T_d隔开，其大于上文提到的最小停工时间（其中一些原因将在下文变得清楚）。

图2（B）图示由电压传感器22（图1）在两个开关Q₁和Q₂之间的结点处感测的电压U_s的波形。从而，电压U_s对应于跨开关Q₂的电压降而U_in-U_s代表跨开关Q₁的电压降。由于在图1中示出的电路的对称性，在图2（B）中示出的电压U_s的波形是点对称的。

图2（C）示出谐振回路的电压U_r。在谐振中，该电压相对于电压U_s延迟了90°。

图2（D）示出谐振回路中的电流I_r。该电流比电压U_r提前了90°并且从而至少与电压U_s的（非正弦的）波形近似同相。

在图2（A）-（D）中的时间t₁处，开关Q₁导通，而开关Q₂关断。电流I_r由闭合的开关Q₁供应，并且电压U_r增加。在时间t₂处，电压U_r到达它的最大值并且因此电流I_r越过零。在该时刻，开关Q₁被切断。开关Q₁的该零电流开关具有大大避免了IGBT开关Q₁中的尾电流的不利影响这样的优势。

现在允许已经被钳位到U_in的电压U_s下降，如在图2（B）中示出的。如果开关Q₁和Q₂之间的结点未连接到谐振回路14，电容器C_s1和C_s2的串联连接将达到平衡，并且U_s将降至U_in/2。然而，缓冲电容器C_s1和C_s2与电感器L_r形成另一个振荡电路，并且该振荡电路趋于使C_s2进一步放电。理想地，U_s因此将降至零。

为了减少开关损耗，应该选择停工时间T_d使得开关Q₂就在U_s到达零的那个时刻接通，因为接着没有已经存储在电容器C_s2中的能量在该电容器短路时将耗散。然而，实际上，因为振荡电路经受例如输入电压U_in的波动和负载条件的改变等外部影响，U_s可并不总是确切地到达零。这是为什么无法总是实现可取的零电压开关。然而，所能实现的是所谓的峡谷开关，即当U_s（其绝对值）到达最小值时开关Q₂接通。满足该条件时的确切定时t₃将还取决于上文提到的外部影响并且因此可对于转换器的不同操作条件而变化。

在时间t₄处，开关Q₂将再次被切断（在谐振时的零电流开关），并且电容器C_s1在t₄与t₅之间的放电过程是t₂与t₃之间的过程的镜像。在t₅处，开关Q₁将再次接通（对于Q₁的峡谷开关）并且另一个循环将开始。

在该转换器模块中，模块控制器18（图4）配置成在电压传感器22测量的电压U_s的实际值的基础上确定导通开关定时t₃和t₅，使得甚至在转换器的变化操作条件下可以满足ZVS条件或至少峡谷开关条件。

在这里所描述的示例中，开关Q₁和Q₂的开关频率变化以便遵循输出电流I_out的变化需求。例如，开关频率可在25kHz至50kHz之间的范围中变化。

图3（A）-（C）示出转换器在谐振之上操作所采用的操作模式的波形。因为停工时间T_d由峡谷开关条件确定，开关频率的增加意指开关Q₁和Q₂的导通期的占空比变得更短，如可以通过将图3（B）与图2（A）比较而看到的。开关频率由时钟信号CLK确定，其波形在图3（A）中示出。时钟脉冲的定时对应于图2中的关断开关定时t₂和t₄，即时钟脉冲交替地触发开关Q₁和Q₂的关断开关操作。导通开关操作然后将通过峡谷开关准则确定。

图3（C）示出关断-谐振模式的谐振回路的电压U_r。因为开关频率高于谐振频率，电压U_r的相位延迟大于90°，并且幅度更小，使得较少的功率被传输到输出侧。开关Q₁和Q₂的缩短的占空比还将有助于减少功率传输（并且还有助于使输入电流I_in减小）。

现在将参考图4更详细地描述模块控制器18。在该示例中，电压源12由具有二极管全桥12a用于对AC电网电压U_grid整流的电力供应来形成。为了在输入侧上实现高的功率因数，转换器具有功率因数校正功能性。因此，输入（滤波器）电容选为尽可能小。从而，在该示例中，转换器模块M1的输入电压U_in具有由正弦正半波组成的波形。

转换器模块M1是电流受控的，即，将输出电流I_out控制在由供应给模块控制器18的需求信号I_{out setpoint}指定的给定目标值。由电流传感器24测量实际输出电流I_out并且将其传递到模块控制器18作为反馈信号。

模块控制器18的主单元26将输出电流I_out与需求信号I_{out setpoint}比较并且生成命令信号Cmd，其被供应给乘法器28。电压传感器30检测输入电压U_in并且将代表该输入电压的信号发送到乘法器28的另一个输入。命令信号Cmd与输入电压U_in的乘积被供应给模块控制器18的子单元32作为参考信号I_in ref。该子单元32将该参考信号与由电流传感器34检测的输入电流I_in比较。作为比较的结果，子单元32将频率信号f输出到时钟发生器36。该时钟发生器进一步接收从输入电压U_in得到的同步信号sync并且生成时钟信号CLK，其具有频率f并且与脉冲输入电压U_in以及间接地与电网电压U_grid同步。

时钟信号CLK被供应给开关控制器38，其进一步接收如由电压传感器22感测的电压U_s并且控制开关Q₁和Q₂的栅极。例如，开关控制器38可通过监测U_s的绝对值和时间导数两者而确定导通定时。从而，在正常操作模式中，开关控制器38在时钟信号CLK的基础上控制开关Q₁和Q₂的关断定时并且在感测的电压U_s的基础上控制开关的导通定时。时钟信号CLK与电网电压的同步具有开关频率与电网频率（50Hz）之间的不可取干扰被避免并且降低EMI这样的优势。

时钟信号CLK的频率变化以便控制输出电流I_out和输入电流I_in两者。在包括子单元32的内反馈环中，输入电流I_in被控制以便保留输入电流的正弦波形（功率因数校正）。时钟信号CLK的频率被控制以便促使输入电流I_in遵循参考值I_in ref，其是U_in与恒定（或缓慢变化的）命令信号Cmd的乘积，使得I_in被迫使与U_in同相并且具有与U_in相同的正弦半波。

I_in的半波的幅度由命令信号Cmd确定，该命令信号Cmd在外反馈环中变化，该外反馈环包括主单元26并且促使输出电流I_out遵循由需求信号I_{out setpoint}规定的需求。

开关控制器38具有凭借由主单元26传递的模式信号Mod而能选择的不同操作模式。例如，因为时钟信号CLK仅确定开关Q₁和Q₂的关断定时并且通过峡谷开关准则来确定导通定时，应该提供起动模式用于将第一或前几个导通脉冲传递到开关Q₁和Q₂直到转换器已经开始谐振并且可以得到有意义的电压U_s，这是清楚的。在优选实施例中，在预定时间窗口中仅允许峡谷开关。如果峡谷开关失效，处于正常操作条件以外，迫使开关接通。

当由I_{out setpoint}代表的需求减小时，开关频率f可增加以便相应地减少输出电流I_out。然而，当设定点进一步减小时，将到达这样的点，其中开关频率必须如此高使得即使利用在这里提议的转换器，残余开关损耗也将变成突出的。这是开关控制器38具有允许将输出电流减少到甚至该点以外的额外操作模式的原因。

图5在减少的时间标度上图示对于其中功率传输通过定期跳过两个开关的导通脉冲中的被隔离的导通脉冲而被减少的操作模式的开关Q₁和Q₂的导通和关断脉冲序列。在示出的示例中，两个开关的四分之一的导通脉冲被跳过，使得功率传输将减少25%。跳过两个开关的导通脉冲时的定时相对于彼此偏移，这帮助谐振回路停留在谐振模式。尽管随机脉冲跳过将是可能的，使用预定规则的脉冲跳过方式以便避免随机脉冲消除和子谐波输出电流变化，这是优选的。

图6在甚至进一步减少的时间标度上图示操作模式，其中两个开关的导通脉冲序列被斩波成由中断42隔开的突发40。实际上，每突发的脉冲数量将明显大于在图6中示出的，对于谐振回路调谐足够大，并且中断42可如此大使得谐振振荡可衰落直到下一个突发开始。这样，功率传输可减少至50%或甚至更低。但是，假定开关频率可高达50kHz，突发40的重复频率可如此大使得所得的输出电流中的纹波将可忽略。

当然，将图5的脉冲跳过模式与图6的突发模式组合以便甚至进一步减少功率传输，这也是可能的。此外，在脉冲跳过模式中使跳过与非跳过脉冲之间的比率变化和/或在突发模式中使突发的长度与中断的长度之间的比率变化，并且所有这些可另外与频率控制组合，这是可能的。例如，当从一个模式切换到另一个时，基于频率表或适合的算法，转换器频率可设置成预定值，以便在转变期间防止输出电流中的瞬时台阶。

现在将参考图7至10描述电池充电器的第一实施例。

如在图7中示出的，三个转换器模块M1、M2和M3（其中的每个可具有上文已经描述的设计）连接在一起来形成转换器单元B1，其在该实施例中充当电动车辆的电池44的车载电池充电器。每个转换器模块的正输出端子连接到二极管46的阳极。所有三个二极管46的阴极共同连接到电池44的正端子。电池的负端子连接到转换器M1、M2、M3中的每个的负输出端子。从而，当所有三个转换器模块正操作时，将用三个转换器的输出电流的总和的电流对电池44充电。选择转换器模块M1-M3中的变压器T的绕组比使得所有模块的输出电压对应于标称电池电压。

电池控制器48监测电池44的相关状态参数（其包括电池的充电电流、实际电压和温度），并且通过将需求信号I_t（其代表目标充电电流）发送到转换器单元B1的板控制器50而控制电池充电操作。该板控制器50控制三个转换器M1-M3，并且特别地，将需求信号（其对应于图4中的I_{out setpoint}）发送到每个转换器模块的模块控制器18。

反向电流检测器52设置在二极管46与电池44之间用于在转换器和关联二极管46中的一个失效的情况下检测在反向方向上（即，从电池朝向转换器模块）流动的电流。 

作为备选，反向电流传感器52可由保护电池不受反向电流影响的另一个二极管所取代，或可在每个转换器的输出端子与关联的二极管46之间提供反向电流检测器（在该情况下，反向电流检测器的功能可以被图4中示出的输出电流检测器24所接替）。

单元B1的三个转换器模块M1-M3和板控制器50可在安装在水冷底板56上的公用印刷电路板54（图9）上形成。在图7中，转换器单元B1的水冷却系统已经由冷却线路58来象征。提供另一个冷却线路60用于冷却电池44（尤其当车辆正行驶并且电池放电时）。冷却线路58和60经由双向阀64连接到泵62的出口。泵62从储蓄器66（水经由线路58、60而循环到其内）抽吸冷却水。泵驱动器68设置成基于从板控制器50和/或电池控制器48接收的命令信号来控制泵62的操作。板控制器50进一步控制阀64，使得在对电池44充电时足量的水可循环通过冷却线路58。当充电电池未运行时，阀64切换到这样的状态，其中它将泵62仅连接到电池的冷却线路60。

图8是在图7中示出的转换器单元B1的电力供应电路的电路图。当车载电池充电器通过适合的插头连接到三相干线插座时，导体L1、L2和L3上将携带三个相的电压。这些导体采用三角形配置而连接到二极管全桥70、72和74，使得每个全桥将对400V相对相AC电压整流并且将所得的整流电压（脉冲DC电压）供应给转换器M1、M2和M3中的一个的输入侧。因为三个输入电压相移了120°，即使当三个转换器模块的输入电压未被电容器平滑时，三个转换器模块的输出电流的总和将仅具有小量的纹波。这样，将电池充电器中的纹波抑制在电池能忍受的水平，这是可能的。

另一方面，当电池充电器通过适合的插头连接到单相干线插座时，单相干线电压（230V）将在导体L1和中性导体N之间产生，而导体L2和L3闲置。输入模式选择器76检测导体L1、L2和L3上的电压并且当仅在导体L1上检测到电压时，模式选择器闭合开关S1和S2以便将电力供应电路切换到单相模式。在该模式中，对于转换器模块M1通过全桥70的二极管中的两个和两个另外的二极管78、80（该四个二极管形成全桥）对导体L1上相对于中性导体N的电压整流。相似地，全桥72的二极管中的两个和两个另外的二极管82、84形成转换器模块M2的整流器全桥。另一个二极管全桥86对转换器模块M3的L1对N电压整流。因为，在该情况下，所有三个整流器并联连接在L1与N之间，充电电流中的纹波可能大一点。另一方面，因为转换器模块仅以230V输入电压操作，充电电流的绝对值将更小，并且纹波的绝对值将对应地减少，使得纹波对于电池仍能容忍。

在修改的实施例中，当没有中性导体N可用时，所谓的虚拟星型点可通过开关在每对干线导体L1、L2与L3之间具有相等电容的两个电容器的串联连接并且使三对电容器的中点互连而形成。干线导体L1-L3中的任一个与虚拟星型点之间的电压然后可用于驱动变压器的一次侧，其对控制电路产生辅助电压。

当在图7和8中示出的转换器单元B1用作车载电池充电器时，电子部件和其之间的连接必须足够稳健以承受机械应力，尤其是可在车辆中出现的振动。由于该原因，如在图9中示出的，电路板54上的转换器模块的电子部件88可封装在套90中并且可嵌入灌封材料92中。作为备选，可在套90中提供机械支撑用于使部件88稳定。

在电池44的充电过程的进程中，转换器单元B1所要求的充电电流将由电池控制器48根据电池的实际状态来设置。需要的充电电流（由需求信号I_t表示）可在比较广的范围内变化。在图10中，总充电电流I_out和个体转换器模块M1、M2和M3所贡献的份额已经示出为需求信号I_t的函数。当需求信号I_t具有它的最大值I_max时，板控制器50将以全功率操作所有三个转换器模块M1-M3，即，开关频率将低至谐振频率，使得开关损耗将尽可能小。

当电流需求减小时，模块M3的开关频率将增加，使得该模块的输出电流下降。由模块M3提供的总充电电流的份额已经在图10中由阴影线区域94指示。同时，模块M1和M2仍以全功率操作，如通过阴影线区域96和98来象征。

当需求信号进一步减小并且模块M3的开关频率将变得太高时，该模块切换到在图5中图示的脉冲跳过模式。这通过图10中的区域100来象征。将开关频率设置回到谐振频率并且然后再次逐渐增加开关频率以便对电流的进一步减小的需求做出响应。可选地，可存在多个脉冲跳过模式，其中跳过脉冲与有效脉冲的比率逐步增加以便使模块的输出电流进一步减少。

当已经达到跳过模式的极限时，板控制器50使模块M3切换到在图6中示出的突发模式（通过图10中的区域102来象征）。再次，将开关频率设置回到谐振频率并且然后再次逐步增加开关频率以便使放电电流进一步减小。

当随着需求I_t进一步减小而开关频率已经达到它的最大值时，模块M2的开关频率增加并且第二模块M2的电流份额减少（图4中的斜坡104）。

当电流需求变得如此得低使得独自两个模块M1和M2可以满足它时，模块M3被停用。两个模块将以全功率并且以最高效率地操作。

随着需求信号I_t进一步减小，对模块M2并且最后对模块M1重复上文描述的程序。当达到需求信号I_t的最小值I_min时，模块M1（仍运行的唯一模块）处于突发模式，并且开关频率已经提升至最大值。

这样，转换器单元B1对任何给定电流需求以最高的可能效率操作。

作为另一个实施例示例，图11示出电池充电器106，其配置为固定快速充电器并且经由电力和控制插头连接器108a、108b而能连接到车辆电池44和它的控制器48。

电池充电器106由五个转换器单元B1、B2、B3、B4和B5形成，其中每个转换器单元可如在图7至9中的那样配置。唯一的主要差别是在容纳所有五个单元的电路板54的支架（未示出）中提供底板56的冷却水系统。此外，因为电子部件88将不经受相当大的振动，它们不必嵌入在灌封材料中。

将理解快速充电器将用供应给相应导体L1、L2和L3上的每个转换器单元的400V三相干线电压来操作。模式选择器76（图8）将自动检测这些电压的存在，使得所有单元的输入电路将自动适应于三相模式。

每个转换器单元的正输出端子经由二极管110和电力插头连接器108a的公用正极而连接到电池44的负端子，而转换器单元B1-B5的负输出端子经由电力插头连接器108a的负极而连接到电池44的负端子。再次，二极管110具有防止破坏性反向电流的目的。将想到，转换器单元B1-B5中的每个的每个转换器模块也具有它自己的输出二极管46（图7），使得为了增加安全性而提供冗余二极管46、100。当然，还可对电池充电器106提供一个或多个反向电流检测器。

车辆上的电池控制器48经由控制插头连接器108b而连接到支架控制器112。该支架控制器112控制转换器单元B1-B5中的每个。电池控制器48将需求信号I_set发送到支架控制器112，其向转换器单元中的每个提供需求信号I_t。支架控制器112根据与板控制器50（图10）的操作方案相似并且已经在图12中图示的方案来确定要由转换器单元中的每个提供的总充电电流的份额。当需求信号I_set请求最大充电电流时，所有三个转换器单元B1-B5将以全功率操作，并且当电流需求减少时，单元将相继调低并且被切断。因为由每个个体单元传递的输出电流无法减小到某一极限以下，存在转变状态，其中两个单元同时以减少的功率操作（与在图10中的相似）。例如，当单元B5的输出电流无法进一步减小时，相反，下一个单元B4的输出电流将减小。一旦需求变得如此低使得可以独自用单元B1-B4来满足该需求时，单元B5就被切断并且单元B4将再次以全功率操作。

如在图11中示出的，电力插头连接器108a由监测电路114监管。将理解电力插头连接器108a必须能够传送充电电流，其可变成大到100A或以上。因此，插头连接器108a处的不良接触可以导致危险的过热。提供监测电路114用于检测插头连接器处的不良接触的发生。例如，监测电路114可设置成测量跨插头连接器的电压降。作为另一个备选，监测电路可检测插头中的温度或它可检测由在连接器中产生的颤振或火花所引致的RF信号。每当监测电路114检测到差的接触状况，支架控制器112将停用充电器。

此外，支架控制器112具有监测所有五个转换器单元B1-B5的操作的自监测功能。如果这些单元中的一个将失效，支架控制器112将不仅切断该单元而且还将发送错误信号E到电池控制器48，从而通知电池控制器充电器106仅可以以减少的功率操作。

电池控制器48观察充电电流并且在它发现实际充电电流未对应于需求信号I_set时将中止充电过程。从而，当因为转换器单元中的一个或多个失效而无法满足对充电电流的需求时，电池充电过程将被中止。然而，错误信号E能够将电池充电器48切换到减少的功率模式，其中I_set小到足以被剩余的充电器单元所满足。例如，当转换器单元B1-B5中的每个具有10kW的最大功率并且这些单元中的一个失效时，错误信号E将促使电池控制器48从50kW切换到40kW模式，使得充电过程可以继续，但利用减少的功率。

相同的概念在单元B1-B5中的一个中或车载电池充电器中的转换器模块M1-M3中的一个失效的情况下也能适用。

图13示出具有三个转换器单元B1-B3的快速充电器的实施例。单元B1包含三个模块M11、M12和M13。单元B2包含三个模块M21、M22和M23。单元B3包含三个模块M31、M32和M33。

当对电流的需求处于最大时，所有九个模块以全功率操作。当需求减小时，模块在功率输出方面减少并且最终按照已经在图14中图示的序列被切断。该方案确保功率总是近似均匀地分布在三个单元B1、B2和B3上，这在功率减少模式中导致模块冷却能力的高效利用。

在图13中，模块M13（连接在L1与L3之间）、M21（连接在L2与L1之间）和M32（连接在L3与L2之间）已经采用细线示出，这象征这些模块是首先被切断的。将注意，当这三个模块已经被切断时，负载将在三对导体L1-L3之间平衡。

要停用的接下来的模块将是M12、M23和M31。当这三个模块也已经被切断后，负载将再次被平衡。这样，用于停用单元B1-B3中的不同单元中的个体模块的方案可用于控制干线导体上的负载平衡。

Claims (14)

1. 一种电动车辆的电池充电器，其特征在于，所述电池充电器（B1；106）包含至少三个相同的电流受控AC-DC转换器模块（M1，M2，M3），所述AC-DC转换器模块（M1，M2，M3）具有并联连接到电池（44）的充电端子的反向电流受保护输出。

2. 如权利要求1所述的电池充电器，其包括至少一个转换器单元（B1-B5），其包含三个转换器模块（M1，M2，M3）并且具有在三相供应模式与单相供应模式之间能切换的电力供应电路（70-86）。

3. 如权利要求2所述的电池充电器，其中所述供应电路包括模式选择器（76），其适应于检测干线导体（L1、L2、L3）上的电压的存在并且响应于检测的电压而自动选择供应模式。

4. 如权利要求2或3所述的电池充电器，其中所述电力供应电路包括：三个第一桥电路（70-74），在所述三相供应模式中，所述转换器模块（（M1，M2，M3）的输入侧凭借所述三个第一桥电路（70-74）采用三角形配置而相对相地连接；以及三个第二桥电路（80-86），在所述单相供应模式中，所述转换器模块（M1，M2，M3）的输入侧凭借所述三个第二桥电路（80-86）而采用星型配置相对相地连接。

5. 如权利要求1至4中任一项所述的电池充电器，其中所述转换器模块（M1，M2，M3）配置为谐振转换器。

6. 如权利要求5所述的电池充电器，其包括控制器（50；112），所述控制器（50；112）适应于根据可变需求信号（I_t；I_set）而单独控制所述转换器模块（M1，M2，M3）的输出电流（I_out）使得用最小可能数量的有效转换器模块来满足所述电流需求，其中尽可能多的转换器模块以全功率操作。

7. 如权利要求6所述的电池充电器，其中每个转换器模块（M1-M3）具有覆盖不同输出电流范围的至少两个不同的操作模式，并且所述控制器（50；112）适应于响应于所述需求信号（I_t；I_set）的改变而控制所述功率模块，使得由所述操作模式的切换引起的输出电流的逐步改变通过改变所述谐振转换器的开关频率（f）而补偿，使得所述输出电流变成所述需求信号的连续函数。

8. 如权利要求1至7中任一项所述的电池充电器，其配置为包括电路板（54）的车载电池充电器，在所述电路板（54）上安装电子部件（88）并且所述电路板（54）在连接到所述车辆的冷却系统（58，62）的液体冷却底板（56）上被支撑，其中所述电池充电器的控制器（50）适应于控制所述液体冷却系统。

9. 权利要求1至7中任一项所述的电池充电器，其配置为经由电力插头连接器（108a）而能连接到所述车辆电池（44）的固定充电器。

10. 如权利要求9所述的电池充电器，其包括多个转换器单元（B1-B5），所述多个转换器单元（B1-B5）每个具有如权利要求2-4中的任一项所述的特征并且其输出并联连接到所述电力插头连接器（108a）。

11. 如权利要求9或10所述的电池充电器，其包括：多个转换器单元（B1-B5），所述多个转换器单元（B1-B5）每个包含采用三角形配置而相对相地能连接的三个转换器模块（M1、M2、M3）；以及控制系统，其具有其中至少两个转换器单元同时以减少的功率操作而这些单元中的每个中的至少一个转换器模块被停用的操作模式。

12. 如权利要求9至11中任一项所述的电池充电器，其包括适应于检测所述电力插头连接器（108a）的接触状况的监测电路（114），以及控制器（112），其适应于在所述监测电路（114）检测到所述插头连接器的差的接触状况时中止电池充电过程。

13. 如权利要求1至12中任一项所述的电池充电器，其包括控制器（112），所述控制器（112）能连接到车辆电池（14）的电池控制器（48）并且适应于将错误信号（E）传送到所述电池控制器（48）用于在所述转换器模块（M1-M3）中的至少一个将失效时将所述电池控制器切换到功率减少的充电模式。

14. 一种电动车辆的电池充电系统，其包括如权利要求8所述的车载电池充电器和如权利要求9至13中任一项所述的固定电池充电器（106），其中所述车载电池充电器具有与所述固定电池充电器（106）的单个模块（M1-M3）或单个单元（B1-B5）相同的设计。

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