BR122015022909B1 - carregador de bateria para veículos elétricos e sistema de carga - Google Patents

Abstract

CARREGADOR DE BATERIA PARA VEÍCULOS ELÉTRICOS E SISTEMA DE CARGA A presente invenção refere-se a um carregador de bateria (Bl) para veículos elétricos compostos por pelo menos três módulos de conversão idênticos controlados por corrente CA-CD (Ml, M2, M3) que possui entradas protegidas de corrente inversa conectada em paralelo a um terminal de carga da bateria (44).

Description

[001] Dividido do BR112013018366-7, depositado em 19.01.2012.

[002] A presente invenção refere-se a um carregador de bateria para veículos elétricos.

[003] Carregadores de bateria para veículos elétricos conhecidos são configurados como carregadores de bordo adaptados para serem embutidos a bordo do veículo ou como carregadores estacionários rápidos instalados em uma central elétrica. Os carregadores de bordo podem ser conectados a um soquete de rede elétrica com fase única 230V-16A na casa do usuário para que a bateria possa ser carregada durante a noite com uma potência de carga na ordem de magnitude de 3.5 kW. Os carregadores rápidos são tipicamente energizados por uma fonte de rede trifásica de 400 V-40A e podem ter uma potência de carga de várias dezenas de kW de modo a carregar a bateria em 80-100% da sua capacidade total em um tempo de 10 a 30 minutos. Eles precisam de uma conexão para carro, por exemplo, de acordo com as especificações do padrão CHAdeMo para carros elétricos (htp://chademo.com/).

[004] Ambos os tipos de carregadores de bateria requerem o uso de componentes eletrônicos de alta qualidade que possam suportar altas tensões e altas correntes e são, portanto, relativamente onerosos.

[005] É um objetivo da invenção a provisão de um carregador de bateria confiável que possa ser fabricado a baixos custos.

[006] De modo a atingir este objetivo, o carregador de bateria de acordo com a invenção é composto por pelo menos três módulos de conversão idênticos controlados por corrente CA-CC os quais possuem entradas protegidas de corrente inversa conectada em paralelo a um terminal de carga da bateria.

[007] Visto que os módulos de conversão são controlados por corrente enquanto as tensões de saída de todos os módulos são determinadas pela tensão da bateria e são desse modo, iguais, é possível unir as saídas, de tal modo que a corrente de carga dentro da bateria seja a soma das correntes providas pelos módulos individuais. Desse modo, os módulos podem ser projetados para correntes com picos menores, para que componentes menos onerosos possam ser usados. Visto que cada carregador consiste em uma pluralidade de módulos, a produção em massa dos módulos leva a reduções adicionais de custo. A saída de cada módulo está protegida, por exemplo, por um diodo, de tal modo que as correntes inversas possam ser evitadas de modo confiável no caso de uma falha nos módulos.

[008] De maneira preferida, os módulos que possuem uma disposição básica idêntica são usados tanto para os carregadores de bordo quanto para os carregadores rápidos, a potência mais alta do carregador rápido sendo obtida combinando-se um número maior de módulos.

[009] Em uma modalidade preferida, até mesmo o carregador de bordo tem uma construção modular e o mesmo é composto por três módulos. Esses três módulos podem ser conectados em paralelo a uma tensão de CA com fase única de 230 V, porém, eles também podem ser conectados a uma fonte de tensão trifásica. No último caso, os lados de entrada dos módulos serão conectados a três fases em uma configuração triangular, de tal modo que cada módulo seja acionado por uma tensão de CA de 400 V. Por um lado, isso permite operar o carregador de bordo com uma potência mais alta e, consequentemente, encurtar o tempo de carga da bateria quando uma fonte de potência trifásica estiver disponível no domicílio. Por outro lado, uma pluralidade de tais unidades cada qual sendo formada por três módulos pode ser combinada para formar um carregador estacionário rápido energizado a partir de uma fonte trifásica.

[0010] Em uma modalidade preferida, os módulos de conversão são formados por conversores ressonantes, cuja corrente de saída pode ser controlada ao longo de uma larga faixa de controle variando-se a frequência de comutação e/ou o padrão de comutação dos comutadores que estimulam o circuito ressonância do conversor.

[0011] Visto que a eficiência de um conversor ressonante é mais alta quando ele é operado perto da frequência de ressonância, ou seja, na potência máxima, é preferível que a corrente de saída seja mais ou menos adaptada para a demanda por meio da variação do número de módulos ativos do carregador, e de um ajuste sutil da corrente de saída para a demanda é obtido operando-se apenas um dos módulos na potência reduzida enquanto todos os outros módulos ativos são operados em potência total.

[0012] No caso em que um dos módulos venha a falhar, é possível gerar um sinal que indica a potência dos módulos restantes que ainda está disponível para um controlador da bateria que controla o processo de carga da bateria, de tal modo que o processo de carga possa ser continuado com potência reduzida.

[0013] As modalidades da invenção serão descritas agora em conjunção com os desenhos, nos quais:

[0014] A figura 1 é um diagrama de circuito de um conversor do módulo de potência;

[0015] A figura 2 mostra formas de onda para explicar a função do conversor do módulo de potência mostrado na figura 1;

[0016] A figura 3 mostra as formas de onda que ilustram um modo de operação com corrente de saída reduzida;

[0017] A figura 4 é um diagrama em bloco de um controlador para controlar os comutadores do módulo de conversão mostrado na figura 1;

[0018] As figuras 5 e 6 mostram as formas de onda que ilustram diferentes modos de operação do módulo de conversão;

[0019] A figura 7 é um diagrama em bloco da unidade conversora composta por três módulos de conversão e configurada como um carregador de bateria de bordo;

[0020] A figura 8 mostra um circuito de suprimento de energia para os módulos de conversão da unidade mostrada na figura 7:

[0021] A figura 9 é uma vista transversal esquemática da unidade conversora;

[0022] A figura 10 é um diagrama que ilustra um método para controlar as correntes de saída dos módulos de conversão da unidade mostrada nas figuras de 7 a 9;

[0023] A figura 11 é um diagrama em bloco de um carregador rápido composto por uma pluralidade de unidades do tipo ilustrado nas figuras de 7 a 9;

[0024] A figura 12 é um diagrama que ilustra um método para controlar as correntes de saída das unidades que compõem o carregador rápido;

[0025] A figura 13 é um diagrama em bloco de um carregador rápido de acordo com outra modalidade; e

[0026] A figura 14 é um diagrama que ilustra um método para controlar as correntes de saída das unidades que compõem o carregador rápido mostrado na figura 13.

[0027] A princípio, com referência às figuras de 1 a 6, um exemplo de um conversor ressonante será descrito, o qual pode ser usado como um módulo de conversão M1 em um carregador de bateria de acordo com a invenção.

[0028] Conforme é mostrado na figura 1, o conversor de módulo ressonante M1 é disposto para converter uma tensão de entrada LL em uma tensão de saída CC Uout a qual será igual à tensão da bateria. A tensão de entrada Un é uma tensão de CC ou uma tensão de CC pulsante fornecida por uma fonte de tensão 12.

[0029] Um tanque ressonante 14 é formado por um indutor Lr e dois capacitores CM e Cr2 e é conectado à fonte de tensão 12 por meio de uma meia ponte 16 formada pelos comutadores Qi e Q2. Os comutadores Qi e Chsão comutadores eletrônicos, por exemplo, IGBTs. As portas desses comutadores estão conectadas a um controlador de módulo eletrônico 18 (figura 4) 0 qual será descrito posteriormente. Um capacitor snubber Csi, Cs2 está conectado em paralelo a cada um dos comutadores Qi e Q2.

[0030] Os comutadores são abertos e fechados de forma alternada wm uma frequência de comutação na ordem de magnitude a partir de 25 kHz a 50 kHz para fazer com que 0 tanque de ressonância 14, 0 qual pode ter uma frequência de ressonância de 25 kHz, por exemplo, oscile. Os componentes de capacitância do tanque de ressonância 14 são formados pelos capacitores Cri e Cr2 os quais estão dispostos simetricamente em relação ao indutor Lr, exatamente como os comuta-dores Qi e Q2. O capacitor Cri está conectado entre 0 polo positivo da fonte de tensão 12 e 0 indutor Lr, e 0 capacitor Cr2 está conectado entre 0 indutor Lr e o polo negativo da fonte de tensão.

[0031] Os dois capacitores C2 e C3 com capacidade igual estão conectados em série entre os polos positivo e negativo da fonte de tensão 12, em paralelo com 0 tanque de ressonância 14. Quando 0 tanque de ressonância oscilar, a tensão Ur no ponto que conecta 0 indutor Lr aos capacitores C2 e C3 irá oscilar em torno de uma tensão central a qual é definida pelo ponto mediano entre os capacitores C2 e C3. A tensão Ur aciona 0 lado primário de um transformador T cujo lado secundário está conectado a um retificador 20 formado por uma ponte completa de diodo D e o capacitor C4. A queda de tensão ao longo do capacitor C4 forma a tensão de saída Uout quando uma carga (bateria) está conectada, um circuito de descarrega para 0 capacitor C4 é fechado e uma corrente de saída lout pode fluir para carregar a bateria.

[0032] Quando 0 comutador Qi está ligado enquanto 0 comutador Q2 está desligado, uma corrente de entrada lm irá fluir através do comutador Qi e 0 indutor Lr para carregar 0 capacitor Cr2. Contanto que a queda de tensão ao longo do indutor Lr seja positiva (Um > Ur), uma corrente lr no tanque de ressonância 14 irá aumentar, e 0 capacitor Cri será descarregado. Quando 0 capacitor Cn tiver sido descarregado completamente, 0 indutor Lr fará com que a corrente lr continue a fluir, de tal modo que 0 capacitor Cr2 seja carregado ainda mais e 0 capacitor Cn seja carregado com polaridade oposta. A queda de tensão ao longo do indutor Lr torna-se negativa e a corrente lr diminui. Eventualmente, a corrente lr irá mudar de sinal. Em seguida, 0 comutador Q1 é desligado e 0 comutador Q2 é ligado para que os capacitores Cn e Cr2 sejam descarregados através do indutor Lr e do comutador Q2. A corrente irá aumentar até que 0 capacitor Cr2 esteja descarregado, e em seguida a corrente irá diminuir gradualmente até zero enquanto a tensão Ur ficará negativa em relação ao polo negativo da fonte de tensão 12. Em seguida, 0 comutador Q2será desligado e 0 comutador Qi será ligado novamente para que outro ciclo possa começar. Desse modo, uma corrente primária do transformador T é mantida oscilando. Quando a frequência de comutação dos comutadores Qi e Q2 estiver perto da frequência da ressonância do tanque de ressonância 14, 0 máximo de potência será transferido.

[0033] De modo a impedir a fonte de tensão 12 de entrar em curto-circuito através dos comutadores Qi e Q2, os períodos ativos desses comutadores devem estar sempre separados por um determinado tempo morto mínimo. Durante esses tempos mortos, as correntes que fluiriam através dos comutadores serão desviadas para dentro dos capacitares snubber Csi, Cs2 e para uma parte menor, para dentro das capacitâncias do dispositivo dos IGBTs.

[0034] A figura 2(A) ilustra a sequência dos períodos ativos e inativos dos comutadores Qi e Q2. Neste exemplo, os períodos ativos estão separados por tempos mortos Td os quais, por razões que se tornarão claras abaixo, são mais longos do que 0 tempo morto mínimo mencionado acima.

[0035] A figura 2(B) ilustra a forma de onda da tensão Us que é detectada por um sensor 22 de tensão (figura 1) no ponto de junção entre os dois comutadores Qi e Q2. Desse modo, a tensão Us corresponde à queda de tensão ao longo do comutador Q2 enquanto Un -Us representa a queda de tensão ao longo do comutador Qi. Como uma consequência da simetria do circuito mostrado na figura 1, a forma de onda da tensão Us mostrada na figura 2(B) é 0 ponto simétrico.

[0036] A figura 2(C) mostra a tensão Ur do tanque de ressonância. Na ressonância, esta tensão é atrasada em 90° em relação à tensão Us.

[0037] A figura 2(D) mostra a corrente lr no tanque de ressonância. Esta corrente está 90° à frente da tensão Ur e desse modo, ela está pelo menos aproximadamente na fase com a forma de onda (não sinusoidal) da tensão Us.

[0038] No tempo ti nas figuras 2(A)-(D), 0 comutador Qi está ligado, enquanto 0 comutador Q2 está desligado. A corrente lr é fornecida pelo comutador fechado Qi, e a tensão Ur aumenta. No tempo t2, a tensão Ur atingiu 0 seu nível máximo e, consequentemente, a corrente lr cruza o zero. Neste instante, 0 comutador Qi está desligado. Esta comutação de corrente zero do comutador Q1 tem a vantagem de que os efeitos prejudiciais de correntes traseiras no comutador IGBT Q1 são amplamente evitados.

[0039] A tensão Us a qual foi fixada a Uin agora está livre para diminuir, conforme mostrado na figura 2(B). Se o ponto de junção entre os comutadores Q1 e Q2 não estivesse conectado ao tanque de ressonância 14, a conexão em série dos capacitores Csi e Cs2 atingiria um equilíbrio, e Us diminuiria até Uin/2. No entanto, os capacitores snubber Csi e Cs2 formam outro circuito oscilante com o indutor Lr e este circuito oscilante tende a descarregar Cs2 ainda mais. Portanto, em uma situação ideal, Us diminuiria até zero.

[0040] De modo a reduzir as perdas de comutação, o tempo morto Td deve ser selecionado para que o comutador Ch fique ligado a todo momento em que Us chega a zero porque assim, nenhuma energia armazenada no capacitor Cs2 será dissipada quando este capacitor estiver em curto-circuito. Na prática, no entanto, Us nem sempre consegue alcançar exatamente zero, porque o circuito oscilante é submetido a influências externas tais como oscilações da tensão de entrada Um e mudanças nas condições de carga. Isso porque a comutação desejável de tensão zero nem sempre pode ser obtida. O pode ser obtido, no entanto, é uma assim chamada comutação de vale, ou seja, o comutador Ch é ligado quando Us (o valor absoluto do mesmo) chega a um nível mínimo. O tempo exato ts quando esta condição é atingida também dependerá das influências externas mencionadas acima e pode, portanto, variar de acordo com variações nas condições oper-acionais do conversor.

[0041] No tempo Í4, o comutador Ch será desligado novamente (comutação de corrente zero na ressonância), e o processo de descarga do capacitor Csi entre Í4 e ts é a imagem espelhada do processo entre Í2 e ts. No ts, o comutador Qi está ligado novamente (comutação de vale para Q1) e outro ciclo começa a funcionar.

[0042] Neste conversor de módulo, o controlador de módulo 18 (figura 4) está configurado para determinar os tempos de comutação ligada t3 e ts com base no valor real da tensão Us conforme medido pelo sensor de tensão 22, de tal modo que a condição ZVS ou pelo menos a condição da comutação de vale possa ser atingida mesmo em condições operacionais variantes do conversor.

[0043] No exemplo que é descrito aqui, a frequência de comutação dos comutadores Qi e Ch é variada de modo a adequar-se às demandas variantes da corrente de saída lout Por exemplo, a frequência de comutação pode variar em uma faixa entre 25 kHz e 50 kHz.

[0044] As figuras 3(A)-(C) mostram formas de onda para um modo de operação nas quais o conversor opera acima da ressonância. Visto que os tempos mortos Td são determinados pela condição da comutação de vale, um aumento na frequência de comutação significa que o ciclo de serviço dos períodos ativos dos comutadores Qi e Ch torna-se mais curto, como pode ser visto comparando-se a figura 3(B) com a figura 2(A). A frequência de comutação é determinada por um sinal de relógio CLK cuja forma de onda é mostrada na figura 3(A). Os tempos dos pulsos do relógio correspondem aos tempos de comutação inativos Í2 e t4 na figura 2, ou seja, os pulsos do relógio ativam de modo alternado as operações de comutação desligadas dos comutadores Qi e Q2. As operações de comutação ligadas serão determinadas então pelos critérios de comutação de vale.

[0045] A figura 3(C) mostra a tensão Ur do tanque de ressonância para 0 modo de ressonância desligada. Visto que a frequência de comutação é mais alta do que a frequência da ressonância, 0 atraso de fase da tensão Ur é maior do que 90° e a amplitude é menor, de tal modo que menos potência seja transferida para um lado de saída. Os ciclos de serviço encurtados dos comutadores Qi e Q2 também irão contribuir para reduzir a transferência de potência (e também para um aumento na corrente de entrada hn).

[0046] O controlador de módulo 18 será descrito agora em maiores detalhes por meio de referência à figura 4.

[0047] Neste exemplo, a fonte de tensão 12 é formada por um suprimento de potência que possui uma ponte completa de diodo 12a para retificar a tensão da rede CA Ugrid. Para obter um fator de alta potência no lado de entrada, o conversor tem uma funcionalidade de correção de fator de potência. Consequentemente, a capacitância de entrada (filtro) é selecionada com o menor valor possível. Desse modo, neste exemplo, a tensão de entrada Un para o módulo de conversão M1 tem a forma de onda composta por meias-ondas sinusoidais positivas.

[0048] O módulo de conversão M1 é controlado por corrente, ou seja, a corrente de saída lout é controlada em um determinado valor alvo designado por um do sinal de demanda lout ponto de ajuste que é fornecido ao controlador de módulo 18. A corrente de saída atual lout é medida por um sensor de corrente 24 e entregue ao controlador de módulo 18 como um sinal de feedback.

[0049] Uma unidade principal 26 do controlador de módulo 18 compara a corrente de saída lout com o sinal de demanda lout ponto de ajuste e gera um sinal de comando Cmd que é fornecido a um multiplicador 28. O sensor de tensão 30 detecta a tensão de entrada Un e envia um sinal que representa esta tensão de entrada para outra entrada do multiplicador 28. O produto do sinal de comando Cmd e da tensão de entrada Uin é fornecido para a subunidade 32 do controlador de módulo 18 como um sinal de referência Imref. A subunidade 32 compara este sinal de referência com a corrente de entrada hn que é detectada por um sensor de corrente 34. Como um resultado de comparação, a subunidade 32 envia um sinal de frequência f para um gerador de relógio 36. Este gerador de relógio recebe ainda um sinal de sincronização sinc que é derivado da tensão de entrada Uin, gera o sinal do relógio CLK com a frequência f e é sincronizado com a tensão de entrada pulsante Uin e, indiretamente, com a tensão da rede Ugrid.

[0050] O sinal do relógio CLK é fornecido para um controlador de comutador 38 o qual recebe ainda a tensão Us conforme detectada pelo sensor de tensão 22 e controla as portas dos comutadores Qi e Q2. Por exemplo, 0 controlador de comutador 38 pode determinar os tempos ativos por meio do monitoramento tanto do valor absoluto quanto do derivativo de tempo de Us. Desse modo, em um modo normal de operação, 0 controlador de comutador 38 controla os tempos inativos dos comutadores Qi e Q2 com base no sinal do relógio CLK e os tempos dos comutadores inativos com base na tensão detectada Us. A sincronização do sinal do relógio CLK com a tensão da rede tem a vantagem de que interferências indesejadas entre a frequência de comutação e a frequência da rede (50 Hz) são evitadas e a EMI é reduzida.

[0051] A frequência do sinal do relógio CLK é variada para controlar tanto a corrente de saída lout quanto a corrente de entrada lin. Em um circuito de feedback interno que compreende a subunidade 32, a corrente de entrada hn é controlada para que seja possível preservar a forma sinusoidal de onda da corrente de entrada (correção do fator de potência). A frequência do sinal do relógio CLK é controlada para fazer com que a corrente de entrada hn siga 0 valor de referência hn ref 0 qual é produto de Uin e 0 sinal de comando constante Cmd (ou variando lentamente), de tal modo que a hn seja forçada a estar em fase e a ter as mesmas meias-ondas sinusoidais como Uin.

[0052] A amplitude das meias-ondas de hn é determinada pelo sinal de comando Cmd 0 qual é variado em um circuito de feedback externo que compreende a unidade principal 26 e que faz com que a corrente de saída lout siga a demanda conforme especificado pelo sinal de demanda lout ponto de ajuste.

[0053] O controlador de comutador 38 tem diferentes modos de operação selecionáveis por meio de um sinal de modo Mod entregue pela unidade principal 26. Por exemplo, visto que o sinal do relógio CLK determina apenas os tempos dos comutadores desligados Qi e Q2 e os tempos ativos são determinados pelos critérios da comutação de vale, fica claro que um modo inteligente deve ser provido para entregar 0 primeiro ou os primeiros pulsos ativos para os comutadores Qi e Q2 até que 0 conversor tenha começado resonar e uma tensão significativa Us possa ser derivada. Em uma modalidade preferida, a comutação de vale só é permitida em uma janela de tempo predefinida. Se a comutação de vale falhar, fora das condições normais de operação, os comutadores são forçados a ligar.

[0054] Quando a demanda representada por lout ponto de ajuste diminui, a frequência de comutação f pode ser aumentada para consequentemente, reduzir a corrente de saída lout. No entanto, quando 0 ponto de ajuste for aumentado ainda mais, a situação chegará a um ponto onde a frequência de comutação tem que ser tão alta que mesmo com 0 conversor que é proposto aqui, as perdas de comutação residual tornariam-se predominantes. Isso porque 0 controlador de co-mutador 38 possui modos adicionais de operação os quais permitem reduzir a corrente de saída até mesmo além deste ponto.

[0055] A figura 5 ilustra, em uma escala de tempo reduzida, a sequência de pulsos ativos e inativos dos comutadores Qi e Q2 para um modo de operação no qual a transferência de potência é reduzida omi-tindo-se periodicamente as transferências isoladas dos pulsos ativos de ambos os comutadores. No exemplo mostrado, um dos quatro pulsos ativos de ambos os comutadores é omitido, de tal modo que a potência a transferência seja reduzida em 25%. Os tempos nos quais os pulsos ativos dos dois comutadores são omitidos são desviados um em relação ao outro, 0 ajuda 0 tanque de ressonância a manter-se no modo ressonante. Embora uma omissão aleatória de pulso fosse possível, é preferível o uso de padrões predefinidos de omissão de pulso regular de modo a evitar o cancelamento aleatório de pulso e variações da corrente de saída sub-harmônica.

[0056] A figura 6 ilustra, em uma escala de tempo ainda mais reduzida, um modo de operação no qual a sequência de pulsos ativos de ambos os comutadores é dividida em rupturas 40 que são separadas por intervalos 42. Na prática, o número de pulsos por ruptura será significativamente maior do que aquele mostrado na figura 6, sendo grande bastante para que o tanque de ressonância se sintonize, e as rupturas 42 podem ser tão largas para que as oscilações de ressonância possam se decompor até que a próxima ruptura comece. Desse modo, a transferência de potência pode ser reduzida para 50% ou até menos. Ainda assim, visto que a frequência de comutação pode ser tão alta quanto 50 kHz, a frequência repetida das rupturas 40 pode ser tão larga que a ondulação resultante na corrente de saída possa ser omitida.

[0057] Obviamente, também é possível combinar o modo de omissão de pulso da figura 5 com o modo de ruptura da figura 6 de modo a reduzir a transferência de potência ainda mais. Além disso, é possível variar a proporção entre os pulsos omitidos e os não omitidos no modo aleatório de pulso e/ou variar a proporção entre o comprimento das rupturas e o comprimento das rupturas no modo contínuo, e tudo isso pode ser adicionalmente combinado com controle de frequência. Por exemplo, durante a comutação de um modo para outro, a frequência do conversor pode ser ajustada em um valor predefinido, com base na tabela de frequências ou em um algoritmo adequado, de modo a evitar uma etapa momentânea na corrente de saída durante a transição.

[0058] Uma primeira modalidade de um carregador de batería será descrita agora por meio de referência às figuras de 7 a 10.

[0059] Conforme é mostrado na figura 7, três módulos de conversão M1, M2 e M3, cada um podendo ter o modelo que foi descrito acima, são conectados uns aos outros para formar a unidade conversora B1 a qual, nesta modalidade, serve como um carregador de bateria de bordo para uma bateria 44 de um veículo elétrico. O terminal com saída positiva de cada módulo de conversão está conectado ao anodo de um diodo 46. Os cátodos dos três diodos 46 são comumente conectados ao terminal positivo da bateria 44. O terminal negativo da bateria está conectado aos terminais com saída negativa de cada um dos conversores M1, M2, M3. Desse modo, quando todos os três módulos de conversão estiverem operando, a bateria 44 será carregada com uma corrente que é a soma das correntes de saída dos três conversores. As proporções de enrolamento dos transformadores T nos módulos de conversão M1, M2, M3 são selecionadas de tal modo que as tensões de saída de todos os módulos correspondam à tensão de bateria nominal.

[0060] Um controlador da bateria 48 monitora os parâmetros relevantes de estado da bateria 44, o que inclui a corrente de carga, a tensão atual e a temperatura da bateria, e controla a operação de carga da bateria por meio do envio de um sinal de demanda It (que representa uma corrente de carga alvo) para um controlador de placa 50 da unidade conversora B1. O controlador de placa 50 controla os três conversores M1-M3 e, em particular, envia um sinal de demanda (que corresponde a lout ponto de ajuste na figura 4) para o controlador de módulo 18 de cada módulo de conversão.

[0061] Um detector de corrente inversa 52 é disposto entre os diodos 46 e a bateria 44 para detectar uma corrente que flui na direção inversa, ou seja, a partir da bateria em direção aos módulos de conversão, no caso de uma falha dos conversores e do diodo associado 46. No caso de tal corrente inversa, o controlador de placa 50 irá de-sabilitar todos os módulos de conversão.

[0062] Como uma alternativa, o sensor de corrente inversa 52 pode ser substituído por outro diodo que proteja a bateria de correntes inversas, ou o detector de corrente inversas pode ser disposto entre o terminal de saída de cada conversor e o diodo associado 46 (neste caso, a função do detector de corrente inversa poderia ser considerada com base no detector de corrente de saída 24 mostrado na figura 4).

[0063] Os três módulos de conversão M1-M3 e o controlador de placa 50 da unidade B1 podem ser formados em uma placa comum de circuito impreso 54 (figura 9) a qual está montada sobre uma placa com base resfriada por água 56. Na figura 7, o sistema de refrigeração por água para a unidade conversora B1 foi simbolizado por uma linha de refrigeração 58. Outra linha de refrigeração 60 é fornecida para resfriar a bateria 44 (especialmente quando o veículo está andando e a bateria está descarregada). As linhas de refrigeração 58 e 60 são conectadas a um orifício de saída de uma bomba 62 através de uma válvula de duas vias 64. A bomba 62 suga a água resfriante de um reservatório 66 dentro do qual a água é recirculada através das linhas 58, 60. Um acionador de bomba 68 é disposto para controlar a operação da bomba 62 com base nos sinais de comando recebidos do controlador de placa 50 e/ou do controlador da bateria 48. O controlador de placa 50 ainda controla a válvula 64 para que uma quantidade suficiente de água possa ser circulada através da linha de refrigeração 58 enquanto a bateria 44 é carregada. Quando o carregador de bateria não está operando, a válvula 64 é mudada para um estado no qual ela conecta a bomba 62 apenas à linha de refrigeração 60 da bateria.

[0064] A figura 8 é um diagrama de circuito para um circuito de suprimento de energia da unidade conversora B1 mostrado na figura 7. Quando o carregador de bateria de bordo for conectado a um so-quete de rede trifásica por meio de um plugue adequado, as tensões das três fases serão conduzidas nos condutores L1, L2 e L3. Esses condutores estão conectados em uma configuração triangular às pontes completas de diodo 70, 72 e 74, de tal modo que cada ponte completa retifique uma tensão de CA fase contra fase de 400 V e forneça o resultado de tensão retificada (tensão de CC pulsante) para o lado de entrada de um dos conversores M1, M2 e M3. Visto que as três tensões de entrada têm sua fase mudada em 120°, a soma das correntes de saída dos três módulos de conversão terá apenas uma baixa quantidade de ondulação, mesmo quando as tensões de entrada dos três módulos de conversão não tiverem sido atenuadas pelos capacitores. Desse modo, é possível diminuir a ondulação na corrente de carga da bateria a um nível que seja tolerável para a bateria.

[0065] Por outro lado, quando o carregador de bateria for conectado a um soquete de rede com fase única por meio de um plugue adequado, uma tensão de rede com fase única (230 V) irá se desenvolver entre o condutor L1 e um condutor neutro N, enquanto os condutores L2 e L3 estão inativos. Um seletor de modo de entrada 76 detecta as tensões nos condutores L1, L2 e L3 e quando a tensão é detectada apenas no condutor L1, o seletor de modo fecha os comutadores S1 e S2 de modo a comutar o circuito de suprimento de energia para um modo de fase única. Neste modo, a tensão no condutor L1 contra o condutor neutro N é retificada para o módulo de conversão M1 por meio de dois dos diodos da ponte completa 70 e de mais dois diodos 78, 80 (esses quatro diodos formam a ponte completa). De maneira similar, dois dos diodos da ponte completa 72 e mais dois diodos 82, 84 formam uma ponte completa retificadora para o módulo de conver-são M2. Outra ponte completa de diodo 86 retifica a tensão L1-contra-N para o módulo de conversão M3. Visto que, neste caso, todos os três retificadores estão conectados em paralelo entre L1 e N, a ondu-lação na corrente de carga pode ser de certa forma maior. Por outro lado, visto que os módulos de conversão operam apenas em tensão de entrada de 230 V, o valor absoluto da corrente de carga será menor e o valor absoluto da ondulação será reduzido de forma correspondente, de tal modo que a ondulação ainda seja tolerável para a bateria.

[0066] Em uma modalidade modificada, quando não há nenhum condutor neutro N disponível, um assim chamado ponto de estrela virtual pode ser formado por meio de conexões de comutação em série de dois capacitores com capacitância igual entre cada par de condutores de fiação elétrica L1, L2 e L3 e da interconexão dos pontos medianos dos três pares de capacitores. A tensão, entre qualquer um dos condutores de fiação elétrica L1 -L3 e o ponto de estrela virtual, pode ser usada, então para acionar o lado primário de um transformador que produz uma tensão auxiliar para o circuito de controle.

[0067] Quando a unidade conversora B1 mostrada nas figuras 7 e 8 é usado como um carregador de bateria de bordo, os componentes eletrônicos e as conexões entre eles devem ser robustos o suficiente para suportar as tensões mecânicas, especialmente as vibrações que podem ocorrer no veículo. Por esta razão, conforme é mostrado na figura 9, os componentes eletrônicos 88 do módulo de conversão, localizados sobre a placa de circuito 54, podem ser encapsulados em um invólucro 90 e podem ser embutidos em um material de envasa-mento 92. Como uma alternativa, suportes mecânicos podem ser dispostos no invólucro 90 para estabilizar os componentes 88.

[0068] No curso de um processo de carga da bateria 44, a corrente de carga demandada a partir da unidade conversora B1 será definida pelo controlador da bateria 48 dependendo do estado atual da bateria. A corrente de carga requerida, representada pelo sinal de demanda It, pode variar em uma faixa relativamente ampla. Na figura 10, a corrente de carga total lout e as parcelas contribuídas pelos módulos individuais de conversão M1, M2 e M3 foram mostrados como uma função do sinal de demanda It. Quando o sinal de demanda It tem o seu valor máximo lmax, o controlador de placa 50 irá operar todos os três módulos de conversão M1 -M3 em potência total, ou seja, a frequência de comutação será tão baixa quanto a frequência da ressonância, de tal modo que as perdas de comutação sejam o menor possível.

[0069] Quando a demanda de corrente diminui, a frequência de comutação para o módulo M3 será aumentada, de tal modo que a corrente de saída deste módulo diminua. A parcela da corrente de carga total que é fornecida pelo módulo M3 foi indicada na figura 10 através de uma área tracejada 94. No entanto, os módulos M1 e M2 ainda operam em potência total conforme é simbolizado pelas áreas tracejadas 96 e 98.

[0070] Quando o sinal de demanda diminuir ainda mais e a frequência de comutação do módulo M3 se tornar alta demais, este módulo será mudado para o modo aleatório de pulso ilustrado na figura 5. Isso é simbolizado por uma área 100 na figura 10. A frequência de comutação é mais uma vez definida na frequência da ressonância e em seguida é gradualmente aumentada novamente para responder a mais uma demanda decrescente de corrente. De maneira opcional, pode haver uma pluralidade de modos aleatórios de pulso, nq qual a proporção de pulsos omitidos para ativar os pulsos aumenta gradualmente de modo a reduzir ainda mais a corrente de saída do módulo.

[0071] Quando o limite do modo aleatório tiver sido atingido, o controlador de placa 50 comutará o módulo M3 para o modo contínuo mostrado na figura 6 e simbolizado por uma área 102 na figura 10. Novamente, a frequência de comutação é definida de volta para a frequência da ressonância e em seguida, ela é gradualmente aumentada novamente de modo a reduzir ainda mais da corrente de descarga.

[0072] Quando, tendo mais uma demanda decrescente It, a frequência de comutação tiver atingido o seu nível máximo, a frequência de comutação do módulo M2 será aumentada e a parcela de corrente do segundo módulo M2 será reduzida (inclinação 104 na figura 4).

[0073] Quando a demanda de corrente tiver se tornado tão baixa ao ponto de poder ser alcançada pelos dois módulos M1 e M2 sozinhos, o módulo M3 será desabilitado. Ambos os módulos irão operar em potência total e com a maior eficiência.

[0074] Visto que o sinal de demanda It diminui ainda mais, o procedimento descrito acima é repetido para o módulo M2 e finalmente para o módulo M1. Quando Imin o mínimo do sinal de demanda It é atingido, o módulo M1, o único módulo que está operando, está no modo contínuo, e a frequência de comutação é aumentada ao seu nível máximo.

[0075] Desse modo, a unidade conversora B1 opera com a maior eficiência possível para qualquer dada demanda de corrente.

[0076] Como outro exemplo de modalidade, a figura 11 mostra um carregador de bateria 106 que está configurado como um carregador estacionário rápido e é conectável ao veículo bateria 44 e ao seu controlador 48 através dos conectores de potência e dos conectores do plugue de controle 108a, 108b.

[0077] O carregador de bateria 106 é formado por cinco unidades conversoras B1, B2, B3, B4 e B5 cada uma podendo ser configurada como nas figuras de 7 a 9. A única grande diferença é que o sistema de água resfriante para as placas de base 56 é fornecido em uma bancada (não mostrada) que acomoda as placas de circuito 54 de todas as cinco unidades. Além disso, visto que os componentes eletrônicos 88 não serão submetidos a vibrações substanciais, eles não precisam ser embutidos em um material de envasamento.

[0078] Será compreendido que o carregador rápido irá operar com tensão de rede trifásica 400 V fornecida para cada unidade conversora nos respectivos condutores L1, L2 e L3. Os seletores de modo 76 (figura 8) irão detectar automaticamente a presença dessas tensões, de tal modo que os circuitos de entrada de todas as unidades se adaptem automaticamente ao modo trifásico.

[0079] O terminal de saída positivo de cada unidade conversora está conectado ao terminal positivo da bateria 44 através de um diodo 110 e de um polo positivo comum do conector com plugue de energia 108a, enquanto os terminais de saída negativa das unidades conversoras B1, B2, B3, B4, B5 estão conectados ao terminal da bateria negativo 44 através de um polo negativo do conector com plugue de energia 108a. Novamente, os diodos 110 possuem a finalidade de prevenir correntes inversas destrutivas. Será lembrado que cada módulo de conversão de cada uma das unidades conversoras B1, B2, B3, B4, B5 também possui o seu próprio diodo de saída 46 (figura 7), de tal modo que os diodos redundantes 46, 110 sejam fornecidos para aumentar a segurança. Evidentemente, um ou mais detectores de corrente inversa também podem ser fornecidos para o carregador de bateria 106.

[0080] O controlador da bateria 48 de bordo do veículo está conectado a um controlador de rack 112 através do conector do plugue de controle 108b. O controlador de rack 112 controla cada uma das unidades conversoras B1, B2, B3, B4, B5. O controlador da bateria 48 envia um sinal de demanda lset para o controlador de rack 112 o qual fornece os sinais de demanda It para cada uma das unidades conversoras. O controlador de rack 112 determina as parcelas da corrente de carga total que devem ser fornecidas por cada uma das unidades con-versoras de acordo com um esquema que é similar ao esquema de operação dos controladores de placa 50 (figura 10) e que foi ilustrado na figura 12. Quando o sinal de demanda lset solicitar uma corrente de carga máxima, todas as três unidades conversoras B1, B2, B3, B4, B5 estarão operando em potência total, e quando a demanda de corrente diminuir, as unidades serão sucessivamente diminuídas e desligados. Visto que a corrente de saída distribuída por cada unidade individual não pode ser diminuída para menos do que certo limite, existem estados de transição nos quais as duas unidades operam simultaneamente em potência reduzida, de maneira similar ao que é mostrado na figura 10. Por exemplo, quando a corrente de saída da unidade B5 não puder ser diminuída ainda mais, então a corrente de saída da próxima unidade B4 será diminuída. Assim que a demanda tiver se tornado tão baixa ao ponto de poder ser atingida apenas com as unidades B1 -B4, a unidade B5 é desligada e a unidade B4 opera novamente em potência total.

[0081] Conforme é mostrado na figura 11, o conector com plugue de energia 108a é supervisionado por um circuito de monitoramento 114. Será compreendido que o conector com plugue de energia 108a deve ser capaz de transmitir correntes de carga as quais podem se tornar tão longas quanto 100 A ou mais. Como uma consequência, um fraco contato no conector do plugue 108a poderia resultar em um superaquecimento perigoso. O circuito de monitoramento 114 é fornecido para detectar a ocorrência de fraco contato no conector do plugue. Por exemplo, o circuito de monitoramento 114 pode ser disposto para medir a queda de tensão ao longo do conector do plugue. Como uma alternativa, o circuito de monitoramento pode detectar a temperatura do plugue ou ele pode detectar os sinais de RF que são induzidos por conversação ou faíscas produzidas em um conector. Toda vez que o circuito de monitoramento 114 detectar uma má condição de contato, o controlador de rack 112 irá desabilitar o carregador.

[0082] Além disso, o controlador de rack 112 tem uma função au-tomonitoradora que monitora a operação de todas as cinco unidades conversoras B1-B5. Caso uma dessas unidades viesse a falhar, o controlador de rack 112 não iria apenas desligar essa unidade, mas também enviaria um sinal de erro E para o controlador da bateria 48, informando ao controlador da bateria que o carregador 106 só pode operar em uma potência reduzida.

[0083] O controlador da bateria 48 observa a corrente de carga e aborta o processo de carga quando ele percebe que a corrente de carga atual não corresponde ao sinal de demanda lset. Desse modo, quando a demanda para corrente de carga não pudesse se atendida devido a uma falha de uma ou mais unidades conversoras, o processo de carregamento da bateria seria abortado. No entanto, o sinal de erro E é capaz de mudar o carregador de bateria 48 para um modo de potência reduzida no qual lset é pequeno o bastante para ser obtido pelas unidades remanescentes do carregador. Por exemplo, quando cada uma das unidades conversoras B1, B2, B3, B4, B5 tivesse uma potência máxima de 10 kW, e uma das unidades falhasse, o sinal de erro E faria com que o controlador da bateria 48 mudasse de um modo de 50 kW para um modo de 40 kW, de tal modo que o processo de carga pudesse ser continuado, porém, com potência reduzida.

[0084] O mesmo conceito também é aplicável no caso de falha dos módulos de conversão M1, M2, M3 em uma das unidades B1, B2, B3, B4, B5 ou no carregador de bateria de bordo.

[0085] A figura 13 mostra uma modalidade de um carregador rápido com três unidades conversoras B1 -B3. A unidade B1 é composta por três módulos M11, M12, e M13. A unidade B2 é composta por três módulos M21, M22, e M23. A unidade B3 é composta por três módulos M31, M32, e M33.

[0086] Quando a demanda para a corrente está no nível máximo, todos os nove módulos funcionam em potência total. Quando a demanda diminui, os módulos têm sua potência saída reduzida e são eventualmente desligados na sequência que foi ilustrada na figura 14. Este esquema garante que a potência seja sempre distribuída de modo aproximadamente uniforme pelas três unidades B1, B2 e B3, o que resulta em uma utilização eficiente da capacidade de resfriamento do módulo nos modos de potência reduzida.

[0087] Na figura 13, os módulos M13 (conectados entre L1 e L3), M21 (conectados entre L2 e L1), e M32 (conectados entre L3 e L2) são mostrados em linhas sutis, o que simboliza que esses módulos são os primeiros a ser desligados. Será notado que, quando esses três módulos tiverem sido desligados, a carga será equilibrada entre os três pares de condutores L1 -L3.

[0088] Os próximos módulos a ser desabilitados serão M12, M23, e M31. Quando esses três módulos também estiverem desligados, a carga será equilibrada novamente. Desse modo, o esquema de desa-bilitação de módulos individuais em diferentes unidades B1 -B3 pode ser usado para controlar o equilíbrio de carga nos condutores de fiação elétrica.

Claims (13)

1. Carregador de bateria para veículos elétricos, sendo que o carregador de bateria (B1; 106) é composto por três módulos de conversão idênticos controlados por corrente (M1, M2, M3) tendo saídas protegidas de corrente inversa conectadas em paralelo a um terminal de carga da bateria (44), sendo que o carregador de bateria (B1; 106) compreende um circuito de suprimento de energia (70 -86) comutável entre um modo de suprimento trifásico e um modo de suprimento de fase única pelo fechamento de um primeiro comutador (S1) e de um segundo comutador (S2), caracterizado pelo fato de que o circuito de suprimento de energia compreende três primeiros circuitos de ponte completa (70 -74) e três segundos circuitos de ponte (80-86), duas meia pontes (78, 80, 82, 84) e uma quarta ponte (86), por meio dos quais no modo de suprimento trifásico, os lados de entrada dos módulos de conversão (M1, M2, M3) estão conectados por meio dos três primeiros circuitos de ponte completa (70 -74) fase contra fase em uma configuração triangular, e no modo de fase única, os lados de entrada dos dois módulos de conversão (M1, M2) estão conectados entre a fase (L1) e o neutro (N) por meio uma das meia pontes (78, 80, 82, 84) e dois diodos de uma das primeiras pontes completas (70, 72), o terceiro módulo sendo conectado entre a fase (L1) e o neutro (N) por meio da quarta ponte completa (86).

2. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende pelo menos uma unidade conversora (B1, B2, B3, B4, B5) composta pelos três módulos de conversão (M1, M2, M3).

3. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo fato de que o circuito de suprimento compreende um seletor de modo (76) adaptado para detectar a presença de tensões em condutores de fiação elétrica (L1, L2, L3) e para selecionar automaticamente o modo de suprimento em resposta às tensões detectadas.

4. Carregador de bateria de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que os módulos de conversão (M1, M2, M3) estão configurados como conversores ressonantes.

5. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que compreende um controlador (50; 112) adaptado para controlar individualmente as correntes de saída (lout) dos módulos de conversão (M1, M2, M3) de acordo com um sinal de demanda variável (k; lset) de tal modo que a demanda de corrente seja atendida com o menor número possível de módulos de conversão ativos, com o máximo de módulos de conversão possível operando em potência total.

6. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de que cada módulo de conversão (M1, M2, M3) possui pelo menos dois modos diferentes de operação os quais cobrem diferentes faixas de correntes de saída, e o controlador (50; 112) está adaptado para controlar os módulos de potência, em resposta a uma mudança no sinal de demanda (k; ket), de tal modo que uma mudança gradual da corrente de saída causada pela comutação do modo de operação seja compensada pela mudança da frequência de comutação (f) do conversor ressonante para que a corrente de saída se torne uma função contínua do sinal de demanda.

7. Carregador de bateria de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado pelo fato de que é configurado co-mo um carregador de bateria de bordo, que compreende uma placa de circuito (54) sobre a qual componentes eletrônicos (88) estão montados e a qual está apoiada sobre uma placa com base resfriada por líquido (56) que conecta-se a um sistema de refrigeração (58, 62) do veículo, sendo que um controlador (50) do carregador de bateria está adaptado para controlar o sistema de refrigeração por líquido (56).

8. Carregador de bateria de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado pelo fato de que é configurado como um carregador estacionário conectável ao veículo bateria (44) através de um conector com plugue de energia (108a).

9. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que compreende uma pluralidade de unidades conversoras (B1, B2, B3, B4, B5), cada uma possuindo as características especificadas em qualquer uma das reivindicações 2 a 4, e possuindo suas saídas conectadas em paralelo ao conector com plugue de energia (108a).

10. Carregador de bateria de acordo com a reivindicação 8 ou 9, caracterizado pelo fato de que compreende uma pluralidade de unidades conversoras (B1, B2, B3, B4, B5) com cada unidade sendo composta por três módulos de conversão (M1, M2, M3) conectáveis fase contra fase em uma configuração triangular, e um sistema de controle que possui um modo de operação no qual pelo menos duas unidades conversoras operam simultaneamente em potência reduzida, com pelo menos um módulo de conversão em cada uma dessas unidades estando desabilitado.

11. Carregador de bateria, de acordo com qualquer uma das reivindicações 8 a 10, caracterizado pelo fato de que compreende um circuito de monitoramento (114) adaptado para detectar uma condição de contato do conector com plugue de energia (108a), e um controlador (112) adaptado para abortar o processo de carregamento da bateria quando o circuito de monitoramento (114) detectar uma má condição de contato do conector do plugue.

12. Carregador de bateria, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 11, caracterizado pelo fato de que compreende um controlador (112) conectável a um controlador da bateria (48) para a bateria do veículo (14) e adaptado para transmitir um sinal de erro (E) ao controlador da bateria (48) para a comutação do controlador da bateria em um modo de carga com potência reduzida quando pelo menos um dos módulos de conversão (M1, M2, M3) tiver falhado.

13. Sistema de carga de bateria para veículos elétricos, que compreende um carregador de bateria de bordo, como definido na reivindicação 7, e um carregador estacionário de bateria (106), como definido em qualquer uma das reivindicações 8 a 12, caracterizado pelo fato de que o carregador de bateria de bordo tem o mesmo modelo que um módulo único (M1, M2, M3) ou uma unidade única (B1, B2, B3, B4, B5) do carregador estacionário de bateria (106)

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