CN103414463A

CN103414463A - 谐振频率跟踪电路

Info

Publication number: CN103414463A
Application number: CN2011101821897A
Authority: CN
Inventors: 王新成; 王立龙
Original assignee: CR Powtech Shanghai Ltd
Current assignee: CRM ICBG Wuxi Co Ltd
Priority date: 2011-06-30
Filing date: 2011-06-30
Publication date: 2013-11-27
Anticipated expiration: 2031-06-30
Also published as: CN103414463B

Abstract

本发明公开了一种谐振频率跟踪电路，包括：电流开关，用于将电源输入的直流电压转换成高频脉冲电流，LC谐振回路，与所述电流开关的输出端连接，用于将电能转换成电磁场能后发射到无线充电器；一一端接地的检测电感，用于获取LC谐振回路的频率和相位信息；一锁相环电路，其与所述检测电感的另一端连接，用于将所述频率和相位信息进行校正后，作为反馈信号输出给所述电流开关，以控制所述电流开关输出的脉冲电流频率。本发明所述的感应式无线充电器LC谐振频率自动跟踪装置，把LC参数的要求精度从1％降低到10％，降低了生产成本，节省了器件筛选时间，提高了生产效率。

Description

谐振频率跟踪电路

技术领域

本发明涉及一种谐振频率跟踪电路，尤其涉及一种用于充电器电路的谐振频率跟踪电路。

背景技术

感应式无线充电器通过电磁波发射线圈进行能量的传输，为保证高效率地传输能量，电磁波发射线圈必须工作在谐振状态。

一种保证谐振频率准确的方法是从现有的商品LC器件中用高精度仪器人工筛选参数基本一致的器件，例如用精密电桥在现有商品LC器件中挑选合格品，使器件参数值的误差在1％以内，以确保系统谐振频率误差在2.5％以内。这种方法常用于实验室研究和小规模生产，虽然简单易于实现，但目前商品化电容和电感的最高标称精度只有5％，需要从大量LC器件中筛选合格的器件，还要处理大批量不合格的器件，费时费力，成本太高。

另一种保证谐振频率准确的方法是：委托器件厂商生产高精度的专用LC器件，这种方法利于大规模生产，但需要改进现有生产工艺，增加测试设备，成本较高。定制高精度的LC器件虽然能保证质量，但成品的成本较高，市场竞争力不强。

另一种保证谐振频率准确的方法是：在PCB板上预留焊盘和空间，在生产线上用电容串并联的方法现场匹配，例如用一个正误差的L与一个负误差的C组合成一个满足要求的谐振频率，或者用调整磁芯位置的方法调整谐振频率，这种方法适于小批量生产，但需要增加工位，生产效率较低且一致性较差。

此外，上述方案均存在因负载变化、线路板上的寄生电抗以及温度变化引起谐振频率偏移的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供谐振频率跟踪电路，用于解决现有的无线充电器的电磁波发射线圈，生产成本高、生产效率、产品一致性差、不能克服负载变化引起的谐振频率偏移，以及线路板上的寄生电抗引起的谐振频率偏移，也不能消除LC参数随温度变化引起的谐振频率偏移的问题。

本发明谐振频率跟踪电路，其中，包括：电流开关，用于将电源输入的直流电压转换成高频脉冲电流；LC谐振回路，与所述电流开关的输出端连接，用于将电能转换成电磁场能后发射到无线充电器；一一端接地的检测电感，用于获取LC谐振回路的频率和相位信息；一锁相环电路，与检测电感的另一端连接，用于将所述频率和相位信息进行校正后，反馈给所述电流开关，以控制所述电流开关输出的脉冲电流频率。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述锁相环电路通过一栅极驱动器与所述电流开关连接，所述栅极驱动器还与一控制电路连接，所述控制电路用于控制电流开关输出的脉冲电流的宽度，所述栅极驱动器将所述锁相环电路输出的所述经校正后的信号进行放大，以驱动所述电流开关。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述LC谐振回路的电路结构包括：一谐振电容与一谐振电感串联，并分别与所述电源开关连接；所述无线充电器包括：一接收电感，与所述谐振电感耦合，一接收器，其与接收电感的两端连接。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述电流开关的电路为脉冲宽度调制式半桥电路或载波移相式全桥电路。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述锁相环的电路结构包括：一鉴相器，其输入端与所述检测电感连接；一环路滤波器，其输入端与所述鉴相器的输出端连接；一压控振荡器，其输入端与所述环路滤波器的输出端连接，其输出端连接栅极驱动器的反馈输入端；一费斯电路，其与所述压控振荡器的输出端连接，所述费斯电路的输出端所述鉴相器的反馈输入端连接，所述费斯电路用于对压控振荡器输出的反馈信号进行移相。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述鉴相器为异或门电路、电荷泵电路、RS触发器或四象限模拟乘法器。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述环路滤波器为一阶有源比例积分低通滤波器、二阶有源比例积分低通滤波器、三阶有源比例积分低通滤波器、一阶无源比例积分低通滤波器、二阶无源比例积分低通滤波器或三阶无源比例积分低通滤波器。

在本发明谐振频率跟踪电路的一实施例中，其中，所述费斯电路包括一分频器与一移相器。

本发明谐振频率跟踪电路，具有如下优点：

1、把LC的参数容限放宽10倍以上，不用筛选和定做高精度的LC器件，仅用商品标称值5～10％的LC器件达到谐振频率偏移1％的要求。能够节省时间和降低生产成本。

2、补偿线路板上寄生电容和寄生电感对谐振频率的影响，使它们对谐振点的偏移减小到允许范围内。能够简化生产工序，提高产品质量。

3、补偿LC谐振回路的参数随温度变化引起的谐振频率偏移，在消费类电子产品规定的温度范围里，对谐振点的偏移减小到允许范围内。能够使电流开关工作在最低损耗条件下，减少发热量，延长使用寿命。

4、补偿负载变化引起的谐振频率偏移，使不同的充电电流时，系统工作频率自动跟踪其谐振频率，以提高系统的能量转化效率。

总之，本发明谐振频率跟踪电路，把LC参数的要求精度从1％降低到10％，降低了生产成本，节省了器件筛选时间，提高了生产效率。能自动补偿线路板寄生电容和电感引起的谐振频率变化，能消除谐振回路参数随温度和负载变化产生的偏移，使电磁波发射总是工作在谐振状态，把自身损耗降低到最小程度，具有低碳节能的优点。

附图说明

图1为本发明谐振频率跟踪电路的示意图；

图2为图1所示的谐振频率跟踪电路的电路图；

图3所示为本发明一种实施方式的半桥电流开关的电路图；

图4所示为本发明另一种实施方式的全桥电流开关的电路图；

图5为本发明谐振频率跟踪电路的一种实施方式图；

图6为根据本发明一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图；

图7为根据本发明另一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图；

图8为根据本发明另一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图；

图9为根据本发明一种实施方式的图5所示环路滤波器201的电路图；

图10为根据本发明一种实施方式的图5所示环路滤波器201的另一种电路图；

图11为根据本发明一种实施方式的图5所示压控振荡器301的电路图；

图12为根据本发明一种实施方式的图5所示费斯电路701的电路图；

图13为本发明谐振频率跟踪电路的谐振电感与检测电感的第一种电压波形图；

图14为本发明谐振频率跟踪电路的谐振电感与检测电感的第二种电压波形图；

图15为本发明谐振频率跟踪电路的谐振电感与检测电感的第三种电压波形图。

具体实施方式

图1为本发明谐振频率跟踪电路的示意图，如图1所示，根据本发明一种实施方式的谐振频率跟踪电路结构为：电流开关501的输出端与LC谐振回路600连接，一端接地的检测电感102与LC谐振回路600用互感耦合；一锁相环电路100与检测电感102的另一端连接；一无线充电器800与LC谐振回路耦合。

电流开关501用于将电源输入的直流电压转换成高频脉冲电流，并将高频脉冲电流经LC谐振回路600换成电磁场能后发射到无线充电器800；检测电感102用于获取LC谐振回路600的频率和相位信息；一锁相环电路100用于将检测电感102获取的LC谐振回路600的频率和相位信息进行校正，并反馈给电流开关501，以控制电流开关501输出的脉冲电流频率。

上述的实施例通过在谐振回路接入锁相环电路100，能够消除谐振回路参数随温度和负载变化产生的偏移，使本发明谐振频率跟踪电路的电磁波发射总是在谐振状态，并且本发明谐振频率跟踪电路，容易批量生产，省时省力，能够有效降低生产成本。

其中，如图1所示，上述的第一实施例中，锁相环电路100可以通过一栅极驱动器401与电流开关501连接，栅极驱动器401还与一控制电路K的输出端连接，控制电路输出的控制信号用来控制电流开关501输出的脉冲电流的宽度，锁相环电路100用于对电流开关501输出的脉冲电流的频率进行控制，栅极驱动器401能够将锁相环电路100输出的信号以及控制信号400进行放大，通过产生脉冲宽度调制(PWM)信号，以产生驱动电流开关501的驱动脉冲。

图2为图1所示的谐振频率跟踪电路的电路图，如图2所示，其中，LC谐振电路600的电路结构为：一谐振电容601与一谐振电感602串联，谐振电容601连接电流开关501的输出端G，谐振电感602与电流开关501的输出端H连接；无线充电器800的电路结构为：一接收电感801与谐振电感602耦合，一接收器802与接收电感801的两端连接，接收器802同时与充电电池803的连接。

其中，谐振电感602向接收电感801传送电能，接收器802通过接收电感801获取的电能，并向充电电池803充电。

电流开关的电路为脉冲宽度调制式半桥电路或载波移相式全桥电路。图3所示为本发明一种实施方式的半桥电流开关的电路图，如图3所示，电流开关为脉冲宽度调制式半桥电路，其电路结构为，电流开关的输入端F连接MOS管510和MOS管511的栅极，MOS管510的源极接电源VDD极，漏极接MOS管511的漏极以及电流开关的输出端G，MOS管511的源极接地。在本实施例中，由于MOS管510和MOS管511构成一个CMOS反相器，输入端F输入的不论是高电平还是低电平，MOS管510和MOS管511有且仅有一个导通，形成互补状态，输出端G输出值与F端输出值相反，以构成所需的电流开关形式。

图4所示为本发明另一种实施方式的全桥电流开关的电路图，如图4所示，其电路结构为，正向输入端F+连接第十MOS管520和第十一MOS管521的栅极，第十MOS管520的源极接电源VDD极，漏极接第十一MOS管521的漏极以及所述电流开关的一输出端G，第十一MOS管521的源极接地，反向输入端F-连接第十二MOS管530和第十三MOS管531的栅极，第十二MOS管530的源极接电源VDD极，漏极接第十三MOS管531的漏极和所述电流开关的另一输出端H，第十三MOS管531的源极接地。与图3所示的实施例不同的是，在本实施例中的全桥电流开关形式能够保持输出端G和输出端H的输出电平总是相反。

图5为本发明谐振频率跟踪电路的一种实施方式图，如图5所示，在该实施方式中，锁相环电路的电路结构具体可以包括：一鉴相器101的输入端与检测电感102的一端连接，鉴相器101的输出端连接一环路滤波器201的输入端，环路滤波器201的输出端连接一压控振荡器301的输入端，压控振荡器301的输出端同时连接栅极驱动器401的反馈输入端和鉴相器101的反馈输入端，压控振荡器301输出信号同时作为鉴相器101的反馈信号，压控振荡器301与鉴相器101之间的反馈回路中连接有一费斯电路701，其用于对压控振荡器301输出给鉴相器101的反馈信号进行移相。

在上述锁相环电路中的鉴相器101具有一个乘法器功能，以完成对检测电感102和来自费斯电路701输入的两个信号的鉴频和鉴相，鉴相器101的鉴相特性标示输出电压与两个比较信号相位之间的关系。环路滤波器201是锁相环路的重要组成单元，它在很大程度上决定了锁相环路的性能。为了获得稳定的压控振荡器调谐电压，环路滤波器201起到了维持环路稳定性、控制环路带内外噪声、防止压控振荡器调谐电压控制线上电压突变、抑制参考边带杂散干扰等重要作用。环路滤波器201可以是一个具有超前滞后特性的低通有源滤波器，以提高锁相环的响应速度和增益，当然环路滤波器201亦可以采用其他类型的滤波器。压控振荡器301是锁相环路的执行环节，视线控制电压到被控频率-相位的转换，其实现电路可采用直接调频振荡器或压控多谐振荡器。压控振荡器301的输出信号频率随控制电压变化而变化，本实施例中，压控振荡器301用于将环路滤波器201输出的误差电压信号变转换成电流，再转换成频率信号。而费斯电路701由分频器和移相器组成，分频器可以由加法或减法计数器组成，分频器的分频比可以根据压控振荡器的振荡频率在0～1024之间进行调整，移相器的移相范围可以根据鉴相器的特性和锁相环的时延特性共同决定，移相的范围是0～180度，而移相的具体数值、内部移相的选用等所属领域技术人员可根据具体情况灵活确定，故在此不多做赘述。

本实施例的锁相环路通过相位反馈控制，最终使相位保持同步，实现了受控频率准确跟踪基准信号频率的自动控制系统。

下面详述鉴相器的几种实施方式，其中，本发明中鉴相器101可以由异或门电路、电荷泵电路、RS触发器或四象限模拟乘法器之中的任一种构成，而具体选用哪一种电路，所属领域技术人员根据检测电感102的同名端和费斯电路分频比和相位角度来确定。图6为根据本发明一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图，图7为根据本发明另一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图，图8为根据本发明另一种实施方式的图5所示鉴相器101的电路图。

如图6所示，鉴相器的电路结构可以包括：鉴相器的信号输入端A连接MOS管110和MOS管111的栅极，MOS管110的源极连接电源VDD极，MOS管111的源极连接电源VSS极，MOS管110的漏极分别与MOS管111的漏极、MOS管117的栅极、MOS管118的栅极、MOS管114的漏极和MOS管115的漏极连接；鉴相器101的反馈输入端B连接MOS管112、MOS管113和MOS管115的栅极，MOS管112的源极接电源VDD极，MOS管113的源极接电源VSS极，MOS管112的漏极连接MOS管113的漏极、连接MOS管114的栅极、MOS管116的栅极和MOS管118的源极，MOS管116的源极接电源VDD极，MOS管116的漏极连接MOS管117的漏极，MOS管117的源极连接MOS管118的漏极、MOS管114的源极、MOS管115的源极、MOS管119的栅极和MOS管120的栅极，MOS管119的源极连接电源VDD极，MOS管120的源极连接电源VSS极，MOS管119的漏极连接MOS管120的漏极和所述鉴相器101的输出端C。

其中，该鉴相器是起到一个异或门的作用，该鉴相器的MOS管112和MOS管113构成一个CMOS反相器，由于反馈输入端B连接MOS管115栅极，MOS管112和MOS管113构成的CMOS反相器的输出端连接MOS管114栅极，因此MOS管114和MOS管115构成一个CMOS传输门，又因为MOS管110和MOS管111构成一个CMOS反相器，其输出端连接MOS管114和MOS管115构成的CMOS传输门的输入端，而MOS管119和MOS管120构成一个CMOS反相器，该CMOS反相器的输出端连接输出端C，其输入端连接所述MOS管114和MOS管115构成的CMOS传输门的输出端。在本实施例中，本领域技术人员可以计算该电路的真值表，当反馈输入端A或输出端B的输入信号中有且仅有一个为高电平时，C端输出高电平，否则，C端输出低电平。

如图7所示，鉴相器的电路结构可以包括：触发器130，触发器131，电源VDD端与触发器130和触发器131的D端连接，鉴相器的输入端A连接触发器130的CP端，鉴相器的反馈输入端B连接触发器131的CP端，触发器130的Q端与与非门132的一输入端连接，触发器131的RD非端与与非门132的另一输入端连接，与非门132的输出端连接触发器130的RD非端，触发器130的Q非端同时连接反相器133的输入端和或非门135的一输入端，触发器131的Q非端同时连接反相器134的输入端和或非门136的一输入端，反向器133的输出端连接或非门136的另一输入端，反相器134的输出端连接或非门135的另一输入端，或非门135的输出端连接反相器137的输入端，反相器137的输出端连接MOS管138的栅极，或非门136的输出端连接MOS管139的栅极，MOS管138的源极连接电源Vdd极，MOS管139的源极连接电源Vss极，MOS管138与MOS管139的漏极均与鉴相器的输出端C连接。由于两个触发器均为D触发器，两个触发器的D端均接高电平，当A端和B端输入高电平上升沿时，触发两个触发器的Q端输出高电平，此时触发器130的RD非端接收低电平信号，触发器130的Q端变为低电平输出，与非门132的又输出高电平，使得触发器130正常工作。而所述两个触发器的Q非端分别连接一个或非门，所述两个触发器的Q非端还分别连接一个反相器，其中，反相器133的输出端连接或非门136，反相器134的输出端连接或非门135，或非门135的输出端还通过反相器137后连接MOS管138的栅极。本实施例的电路图是一个电荷泵，可以类似图7所示的实施例视线鉴相器的功能。

如图8所示，鉴相器为一个RS触发器，具体地，鉴相器的电路结构可以包括：与非门150的一输入端与鉴相器的输入端A连接，与非门151的一输入端与鉴相器的反馈输入端B连接，与非门150的输出端同时连接反相器152的输入端以及与非门151的另一输入端，反相器152的输出端同时连接反相器153以及反相器154的输入端，反相器153的输出端连接MOS管155的基极，反相器154的输出端连接MOS管156的基极，MOS管155的源极连接电源Vdd极，MOS管156的源极连接电源Vss极。其中，当输入端A输入低电平时，无论输入B端输入低电平或高电平，反相器152输入端接收的均为高电平；当输入端A输入高电平、且输入端B输入低电平时，反相器152输入端接收低电平；当输入端A和输入端B均输入高电平时，反相器152输入端接收的电平无法确定；由于反相器153和反相器154都连接反相器152的输出端，因此，反相器153和反相器154输出电平均等同于反相器152输入端接收电平，分别驱动MOS管155和MOS管156的栅极，MOS管155和MOS管156构成CMOS反相器，输出端C输出电平与反相器153、反相器154输出电平相反。

图9为根据本发明一种实施方式的图5所示环路滤波器201的电路图，如图9所示，电路中部仅仅包含无源元件，该电路是一个无源滤波电路，考虑到有源结构中的有源器件部分会带来额外的环路的噪声，同时增加成本的缺点，使用无源滤波电路，现有技术一般采用简单的RC滤波器，本发明提供一种无源比例积分电路的滤波器，因此，该环路滤波器的电路结构具体包括：环路滤波器的输入端C连接电阻210的一端，电阻210的另一端同时连接环路滤波器的输出端D以及电容211的一端，电容211的另一端同时连接电阻212的一端以及电容213的一端，电阻212以及电容213的另一端接地。图9中示出的无源比例积分滤波器的通带放大倍数及其截止频率都随负载而变化，因而不适用于信号处理要求高的场合。对于信号处理要求高的场合，可以参考图10示出的实施例。

图10为根据本发明一种实施方式的图5所示环路滤波器201的另一种电路图，如图10所示，这是一个有源滤波器，有源滤波器的负载不影响滤波特性，因此常用于信号处理要求高的场合。有源滤波器由RC网络和运放组成，具体地，该环路滤波器的电路结构具体包括：环路滤波器的输入端C连接第一电阻220的一端，第一电阻220的另一端同时连接第二电阻222和第一电容221的一端，第二电阻222的另一端连接第二电容223的一端以及运放224的正输入端，第二电容223的另一端接地，第一电容221另一端连接运放224的负输入端以及环路滤波器的输出端D，其中，第一电阻220、第二电阻222和第一电容221、第二电容223组成RC网络，是无源滤波电路，运放224作为电压跟随器，起隔离作用，隔离负载对运放224输入端前端的影响，图10所示的电路中，输出端D的输出电压等于运放224的同相输入端的电压。

图11为根据本发明一种实施方式的图5所示压控振荡器301的电路图，图11所示，压控振荡器的输入端连接第一MOS管411的栅极，第一MOS管411的源极连接第三电阻410，第三电阻410的另一端接地；第二MOS管412的漏极连接第一MOS管411的漏极，第二MOS管412的栅极连接其漏极以及第五MOS管415的栅极，第二MOS管412的源极连接第三MOS管413的漏极，第三MOS管413的栅极连接第四MOS管414的栅极、第三MOS管413的源极、第四MOS管414的源极和电源VDD极，第四MOS管414的漏极连接第五MOS管415的源极，第五MOS管415的漏极连接第六MOS管440和第七MOS管442的源极；所述压控振荡器的使能端连接第一反向器416的输入端，第一反向器416的输出端分别连接第一输入与非门417和第二输入与非门418的一个输入端，第一与非门417的输出端连接第六MOS管440和第八MOS管441的栅极，第八MOS管441的源极接地，漏极连接第六MOS管440的漏极、第一施密特触发器451的输入端和第一电容450的一端；第二与非门418的输出端连接第七MOS管442、第九MOS管443的栅极，第九MOS管443的源极接地，第九MOS管443的漏极连接第七MOS管442的漏极、第二施密特触发器453的输入端和第一电容450的另一端；第一施密特触发器451的输出端连接第二反向器452的输入端，第二反向器452的输出端连接第一或非门430的一个输入端，再连接第三与非门419的一个输入端；第二施密特触发器453的输出端连接与非门419的另一个输入端，第三与非门419的输出端连接第一或非门431的一个输入端；第二或非门430的一输入端和第一或非门431的另一输入端连接，第二或非门430的输出端连接第一输入与非门417的另一输入端，第一或非门431的输出端连接第二与非门418的另一输入端；第三反向器426的输入端连接第二输入与非门418的输出端，第三反向器426的输出端连接所述压控振荡器的输出端。

费斯电路可以包括一分频器与一移相器。图12为根据本发明一种实施方式的图5所示费斯电路701的电路图在本实施例中，费斯电路的计数器的最大分频比为2的10次方，该费斯电路包括：触发器711至触发器720，时钟信号输入端同时连接触发器711至触发器720的端，费斯电路的输入端E连接触发器711的D端，触发器711的Q端连接触发器712的D端，触发器712的Q端连接触发器713的D端，并以此类推，直至触发器719的Q端连接触发器720的D端，且触发器711至触发器720的D端均分别与一切换开关721的10个输入端的一输入端连接，切换开关721的输出端同时连接电阻730与电容740，电容740的另一端连接MOS管741的漏极，MOS管741的源极接地，栅极连接电阻743，电阻743的另一端连接PWM脉冲输入端以及电容742，电容742的另一端接地，电阻730的另一端连接电阻731以及放大器732的负输入端，放大器732的正输入端接地，放大器732的输出端连接费斯电路的输出端。

下面简要介绍本发明谐振频率跟踪电路的实现原理，图13、图14、图15分别为本发明谐振频率跟踪电路的谐振电感与检测电感的几种电压波形图。检测电感102放置在距LC谐振回路的谐振电感602很近的位置，检测电感102检测LC谐振回路的工作状态，谐振频率为

如图13中所示，当驱动脉冲的频率正好等于LC谐振频率f₀时，谐振电感两端的电压u₆₀₂与检测电感两端的电压u₁₀₂相位正交，即检测电感102两端的电压u₁₀₂迟后谐振电感602两端的电压u₆₀₂的角度τ为90°；如图14所示，当驱动脉冲的频率低于f₀时，检测电感102两端的电压u₁₀₂迟后谐振电感602两端的电压u₆₀₂的角度τ小于90°；如图15所示，当驱动脉冲的频率高于f₀时，检测电感102两端的电压u₁₀₂迟后谐振电感两端的电压u₆₀₂的角度τ大于90°。鉴相器101比较u₆₀₂和费斯电路701的输出电压就可以得到误差信号，再经过环路滤波器201平滑后控制压控振荡器301，以调整信号的输出频率来跟踪谐振频率f₀，使环路趋于动态平衡状态，工作频率在谐振频率f₀左右抖动，环路锁定了LC回路的谐振频率，并且自动跟踪，补偿了温度和寄生参数引起的偏移。

综上所述，把LC的参数容限放宽10倍以上，不用筛选和定做高精度的LC器件，仅用商品标称值5％～10％的LC器件达到谐振频率偏移1％的要求。能够节省时间和降低生产成本。补偿线路板上寄生电容和寄生电感对谐振频率的影响，使它们对谐振点的偏移减小到允许范围内。能够简化生产工序，提高产品质量。补偿LC谐振回路的参数随温度变化引起的谐振频率偏移，在消费类电子产品规定的温度范围里，对谐振点的偏移减小到允许范围内。能够使电流开关工作在最低损耗条件下，减少发热量，延长使用寿命。补偿负载变化引起的谐振频率偏移，使不同的充电电流时，系统工作频率自动跟踪其谐振频率，以提高系统的能量转化效率。

上述实施例是提供给本领域普通技术人员来实现或使用本发明的，本领域普通技术人员可以在不脱离本发明的发明思想的情况下，对上述实施例做出种种修改或变化，因而本发明的保护范围并不被上述实施例所限，而应该是符合权利要求书提到的创新特征的最大范围。

Claims

1.一种谐振频率跟踪电路，其特征在于，包括：电流开关，用于将电源输入的直流电压转换成高频脉冲电流；LC谐振回路，与所述电流开关的输出端连接，用于将电能转换成电磁场能后发射到无线充电器；一一端接地的检测电感，用于获取LC谐振回路的频率和相位信息；一锁相环电路，与检测电感的另一端连接，用于将所述频率和相位信息进行校正后，反馈给所述电流开关，以控制所述电流开关输出的脉冲电流频率。

2.根据权利要求1所述的跟踪电路，其特征在于，所述锁相环电路通过一栅极驱动器与所述电流开关连接，所述栅极驱动器还与一控制电路连接，所述控制电路用于控制电流开关输出的脉冲电流的宽度，所述栅极驱动器将所述锁相环电路输出的所述经校正后的信号进行放大，以驱动所述电流开关。

3.根据权利要求1所述的跟踪电路，其特征在于，所述LC谐振回路的电路结构包括：一谐振电容与一谐振电感串联，并分别与所述电源开关连接；所述无线充电器包括：一接收电感，与所述谐振电感耦合，一接收器，其与接收电感的两端连接。

4.根据权利要求1所述的跟踪电路，其特征在于，所述电流开关的电路为脉冲宽度调制式半桥电路或载波移相式全桥电路。

5.根据权利要求1～4任一项所述的跟踪电路，其特征在于，所述锁相环的电路结构包括：一鉴相器，其输入端与所述检测电感连接；一环路滤波器，其输入端与所述鉴相器的输出端连接；一压控振荡器，其输入端与所述环路滤波器的输出端连接，其输出端连接栅极驱动器的反馈输入端；一费斯电路，其与所述压控振荡器的输出端连接，所述费斯电路的输出端所述鉴相器的反馈输入端连接，所述费斯电路用于对压控振荡器输出的反馈信号进行移相。

6.根据权利要求5所述的跟踪电路，其特征在于，所述鉴相器为异或门电路、电荷泵电路、RS触发器或四象限模拟乘法器。

7.根据权利要求5所述的跟踪电路，其特征在于，所述环路滤波器为一阶有源比例积分低通滤波器、二阶有源比例积分低通滤波器、三阶有源比例积分低通滤波器、一阶无源比例积分低通滤波器、二阶无源比例积分低通滤波器或三阶无源比例积分低通滤波器。

8.根据权利要求5所述的跟踪电路，其特征在于，所述费斯电路包括一分频器与一移相器。