CN109088545B - 一种双向无线电能传输系统的相位同步方法 - Google Patents

一种双向无线电能传输系统的相位同步方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，包括：利用副边全桥变换电路交流侧端口的电流得到基波相位与原边激励电压的基波相位相同的电压信号；得到数字处理器中载波计数器的计数值，用于表征副边交流侧端口电流的基波相位与载波相位的相位差；计算原边激励电压和副边激励电压的基波相位差，并由此计算副边激励电压的基波相移角；根据副边激励电压的基波相移角和由控制目标确定的内相移角计算四个比较值，并利用这四个比较值控制数字处理器的输出，同时利用数字处理器的输出信号驱动副边全桥变换器的开关管，由此实现副边变换器与原边变换器的相位同步。本发明实现简单、成本低，且鲁棒性较好。

Description

一种双向无线电能传输系统的相位同步方法
技术领域
本发明属于DC/DC变换器领域，更具体地，涉及一种双向无线电能传输系统的相位同步方法。
背景技术
随着能源互联网概念的提出以及智能配电网相关技术的发展,电动汽车双向无线电能传输系统逐渐开始展现出其独特的优势。对于电网而言，双向无线电能传输系统允许了电网电能与车载电池电能之间双向流动，因此若经过智能调控，可实现电动汽车有序充电、电网削峰填谷等优化运行功能。而对于用户而言，无线电能传输的方式省去了连接或断开充电线缆的步骤，不存在接口磨损、接触不良或漏电等问题，其操作极为便捷，因此用户更乐于参与将电动汽车挂载于电网上。由此，双向无线电能传输的技术发展，对提升未来能源互联网的稳定性和智能性起到重要作用。
在双向无线电能传输系统中，若原副边激励电压的频率之间存在微小差别，则原副边激励电压的基波相位差就会以该频率差发生周期性变化，引起传输功率的大小和方向的周期性波动。因此，原副边激励电压基波相位的同步是维持恒定的功率传输的必要条件。
在双向无线电能传输系统中，原边变换器与副边变换器是相对的概念，以副边变换器同步原边变换器为例，副边变换器必须能够获取原边变换器的激励电压基波相位，并控制副边自身的变换器的激励电压基波与原边激励电压基波之间成一个给定的相位差。为实现该目的，现有技术方案有三种：
1、通过无线通信的方式，令原边控制器将原边激励电压相位信息发送至副边，这种方法存在以下缺陷：由于激励电压基波频率较高，对无线通信系统的实时性有很高的要求，在实现上较为困难，成本较高；该方法依赖于通信系统，通信系统的不正常会使得该双向无线电能传输系统不能正常工作，系统的鲁棒性较差。
2、在副边增加辅助绕组，通过检测辅助绕组两端的感应电压和副边主绕组的电流，再根据副边主绕组与辅助绕组之间的互感系数，推算出原边激励电压的相位的方法。该方法无需依赖通信系统进行同步，但也存在以下缺陷：需要对频率较高的模拟信号进行运算，一般情况下只能使用硬件电路完成，硬件电路复杂；精度易受副边主绕组和辅助绕组之间的互感系数的变化的影响。
3、采用硬件乘法器电路，计算出副边变换器端口的有功功率和无功功率值，进行同步锁相。该方法不依赖于互联通信，也无需增加辅助绕组，但该方法也存在以下缺陷：需要高速模拟乘法器等复杂的信号调理电路，硬件电路结构复杂，成本较高。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，旨在解决现有的相位同步方法因依赖无线通信或辅助绕组获取原边变换器的基波相位信息、并且需要利用复杂信号调理电路而存在的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，包括：
(1)根据第一全桥变换器交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号uout；其中，第一全桥变换器为副边全桥变换器且第二全桥变换器为原边全桥变换器，或者第一全桥变换器为原边全桥变换器且第二全桥变换器为副边全桥变换器；
(2)将电压信号uout进行过零比较，得到数字信号ud，并将数字信号ud输入至系统控制电路的数字处理器；在数字信号ud发生上升沿时，获得数字处理器内部的载波计数器的计数值N1；N1用于表征电流iLf2的基波相位与载波相位的相位差；
(3)根据第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，然后根据相位值OV1和计数值N1计算第二全桥变换器和第一全桥变换器的激励电压的基波相位差并根据基波相位差更新基波相移角θ1的取值；初始时刻，基波相移角θ1的取值为-180°～+180°的范围内随机设定的值；
(4)根据基波相移角θ1更新相位值OV1，并根据基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2；其中，控制目标为电压、电流或功率；
(5)将比较值SV1和RV1分别赋值到数字处理器的PWM模块P1的两个寄存器中，并将比较值SV2和RV2分别赋值到数字处理器的PWM模块P2的两个寄存器中；通过设置使得：当载波计数器的计数值等于SV1时，PWM模块P1的同相输出PWM1A变为高电平；当载波计数器的计数值等于RV1时，PWM模块P1的同相输出PWM1A变为低电平；当载波计数器的计数值等于SV2时，PWM模块P2的同相输出PWM2A变为高电平；当载波计数器的计数值等于RV2时，PWM模块P2的同相输出PWM2A变为低电平；PWM模块P1的反相输出PWM1B与其同向输出PWM1A互补，PWM模块P2的反向输出PWM2B与其同向输出PWM2A互补，且反向输出PWM1B与同向输出PWM1A之间以及反向输出PWM2B与同向输出PWM2A之间均存在死区；
(6)利用数字处理器的输出信号驱动第一全桥变换器的开关管：分别利用同向输出PWM1A和反向输出PWM1B驱动一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，并分别利用同向输出PWM2A和反向输出PWM2B驱动另一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，由此实现副边变换器与原边变换器的相位同步。
进一步地，步骤(1)中根据第一全桥变换器交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号uout，包括：将电流iLf2转换为电压信号uin；对电压信号uin进行低通滤波和-90°移相的操作，得到电压信号uout。
进一步地，步骤(4)中根据第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，以及步骤(5)中根据基波相移角θ1更新相位值OV1，计算公式为：
其中，CTRMAX为载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：相位值OV1用于反映第一全桥变换器激励电压的基波相位信息。
进一步地，步骤(4)中，根据相位值OV1和计数值N1计算第二全桥变换器和第一全桥变换器的激励电压的基波相位差计算公式为：其中，K1＝360/CTRMAX，CTRMAX为载波计数器的最大值。
进一步地，步骤(4)中，根据基波相位差更新基波相移角θ1的取值，包括：将基波相位差减去给定的参考相位差δref，得到相位差的误差Δδ；将误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，得到归一化的相位差误差Δδ'；对误差Δδ'进行比例积分运算，并将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，得到基波相移角θ1更新后的取值。
更进一步地，将误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，以及将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，所使用的归一化函数为：W2(x)＝x-360×floor((x+180)/360)；其中，floor表示floor函数。
进一步地，步骤(5)中，根据基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2，计算公式如下：
其中，CTRMAX为载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明所提供的双向无线电能传输系统的相位同步方法，首先利用第一全桥变换器交流侧端口的电流得到基波相位与第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号；然后得到数字处理器中载波计数器的计数值，用于表征第一全桥变换器交流侧端口电流的基波相位与载波相位的相位差；接着计算第二全桥变换器和第一全桥变换器的激励电压的基波相位差，并由此计算第一全桥变换器激励电压的基波相移角；最后根据第一全桥变换器激励电压的基波相移角和由控制目标确定的内相移角计算四个比较值，并利用这四个比较值控制数字处理器的输出，同时利用数字处理器的输出信号驱动第一全桥变换器的开关管，由此实现第一全桥变换器与第二全桥变换器的相位同步。在整个相位同步过程中，原副边控制器之间无需进行通信，也无需在副边增加辅助绕组，因此，本方法实现难度低、成本低、鲁棒性高、精度高也无需使用复杂硬件电路。
(2)本发明所提供的双向无线电能传输系统的相位同步方法，仅涉及相位值、角度值相关的简单运算，无需借助于复杂的信号调理电路计算副边变换端口的有功功率和无功功率，因此，本方法实现简单，且成本低。
附图说明
图1是本发明实施例的双向无线电能传输系统的主电路示意图；
图2是本发明实施例的相位同步方法的原理示意图；
图3是本发明实施例的二阶低通滤波器电路图；
图4是本发明实施例的调制环节的原理示意图；
图5是本发明实施例在正向功率传输下的稳态波形图；
图6是本发明实施例在反向功率传输下的稳态波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
双向无线电能传输系统包括主电路和控制电路；如图1所示，主电路包括依此级联的原边全桥变换电路，原边谐振补偿网络，弱耦合变压器，副边谐振补偿网络，副边全桥变换电路和滤波电路，原边谐振补偿网络、副边谐振补偿网络可为单电容串联、LCL或LCC的形式，在图1所示的主电路中，原边谐振补偿网络、副边谐振补偿网络为双LCC拓扑；控制电路包括全桥变换电路交流侧端口电流检测电路、数字处理器以及驱动电路。
在图1所示的主电路中，双LCC拓扑各参数满足如下条件： 且其中，ω0为谐振角频率，ω0＝2πf0，f0为谐振频率，Lf1为原边补偿电感，Lf2为副边补偿电感，Cf1为原边第一补偿电容，Cf2为副边第一补偿电容，C1为原边第二补偿电容，C2为副边第二补偿电容，L1为弱耦合变压器原边线圈自感，L2为弱耦合变压器副边线圈自感。在满足以上条件的情况下，当原副边激励电压的角频率为谐振角频率ω0时，采用基波分析法(FHA)可得出稳态下电路中各电量的基波成分的关系为： 其传输功率Ptran满足关系式Ptran∝kU1U2sin(δ)；其中，U1、U2分别为原、副边激励电压的基波有效值，δ为原副边激励电压的基波相位差，k为弱耦合变压器的原副边线圈的耦合系数，为弱耦合变压器原边绕组基波电流相量，为弱耦合变压器副边绕组基波电流相量，为原边全桥变换器交流侧端口电流基波相量；为副边全桥变换器交流侧端口电流基波相量，为原边激励电压基波相量，为副边激励电压基波相量，M为弱耦合变压器原副边绕组之间的互感系数，j为虚数单位。可见，激励电压基波相位差δ影响了功率传输的方向和大小。若要维持功率传输的大小和方向的恒定，必须保证相位差δ为恒定值。这里假设原边变换器的激励电压波形u1是固定的，那么副边控制器必须设法获取原边激励电压u1的基波相位，并控制自身输出的激励电压u2的基波成分始终与u1的基波成分呈相位差δ。
本发明提供了一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，用于实现上述控制要求；图2所示为一种用于实现本发明所提供的相位同步方法的电路结构示意图，在图2所示的电路中，以副边变换器同步原边变换器为例，本发明提供的一种双向无线电能传输系统的相位同步方法包括：
(1)获得副边全桥变换电路交流侧端口的电流iLf2；
(2)将电流iLf2转换为电压信号uin，对电压信号uin进行低通滤波和-90°移相的操作，得到基波相位与原边激励电压u1的基波相位相同的电压信号uout；在本实施例中，根据电压信号uin得到电压信号uout的操作由图3所示的无源二阶低通滤波器完成，该无源二阶低通滤波器的谐振频率点设置在电流iLf2的基波频率点处，且该无源二阶低通滤波器Q值的设置使得二阶低通滤波器的相频特性在谐振频率点附近变化较为缓慢，且幅频特性中，三倍谐振频率及以上频率范围内的频率成分可得到足够的衰减；具体地，无源二阶低通滤波器Q值的设置使得二阶低通滤波器的相频特性在输入信号频率偏离谐振频率不超过±1kHz时，对应相移偏离-90°不超过±1°，且幅频特性中，三倍谐振频率及以上频率范围内的频率成分可得到至少-18dB的衰减。
(3)将电压信号uout输入过零比较电路进行过零比较，得到数字信号ud，并将数字信号ud输入至系统控制电路的数字处理器；在数字信号ud发生上升沿时，获得数字处理器内部的载波计数器的计数值N1；N1用于表征电流iLf2的基波相位与载波相位的相位差；
(4)根据副边激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，计算公式为：
其中，CTRMAX为载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：相位值OV1用于反映副边激励电压的基波相位信息；
根据相位值OV1和计数值N1计算原边激励电压和副边激励电压的基波相位差计算公式为：
其中，K1＝360/CTRMAX，CTRMAX为载波计数器的最大值；
将计算所得的基波相位差减去给定的参考相位差δref，得到相位差的误差Δδ；将误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，得到归一化的相位差误差Δδ'；利用PI调节器对误差Δδ'进行比例积分运算，并将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，得到基波相移角θ1更新后的取值；其中，将误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，以及将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，所使用的归一化函数为：W2(x)＝x-360×floor((x+180)/360)；floor表示floor函数；
(5)根据基波相移角θ1更新相位值OV1，计算公式与步骤(4)中的计算公式相同；根据基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2，计算公式如下：
其中，CTRMAX为载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
其中，控制目标为电压、电流或功率；
(6)将比较值SV1和RV1分别赋值到数字处理器的一个PWM模块P1的两个寄存器中，并将比较值SV2和RV2分别赋值到数字处理器的另一个PWM模块P2的两个寄存器中；如图4所示，通过设置使得：当载波计数器的计数值等于SV1时，PWM模块P1的同相输出PWM1A变为高电平；当载波计数器的计数值等于RV1时，PWM模块P1的同相输出PWM1A变为低电平；当载波计数器的计数值等于SV2时，PWM模块P2的同相输出PWM2A变为高电平；当载波计数器的计数值等于RV2时，PWM模块P2的同相输出PWM2A变为低电平；PWM模块P1的反相输出PWM1B与其同向输出PWM1A互补，PWM模块P2的反向输出PWM2B与其同向输出PWM2A互补，且反向输出PWM1B与同向输出PWM1A之间以及反向输出PWM2B与同向输出PWM2A之间均存在死区；
(7)利用数字处理器的输出信号驱动副边全桥变换器的开关管：利用同向输出PWM1A驱动一个桥臂中连接正母线的开关管Q5，利用反向输出PWM1B驱动一个桥臂中连接负母线的开关管Q6，利用同向输出PWM2A驱动另一个桥臂中连接正母线的开关管Q7，利用反向输出PWM2B驱动另一个桥臂中连接负母线的开关管Q8，由此实现副边变换器与原边变换器的相位同步。
在双向无线电能传输系统中，原边变换器与副边变换器是相对的概念，将原副边变换器的作用互换，则本发明所提供的方法也能够达到在原边变换器同步副边变换器的相位的目的。
在图1所示的主电路中，设置各元件参数如下：Lf1＝Lf2＝24.3μH，Cf1＝C1＝146.5nF，Cf2＝145.9nF，C2＝146.8nF，L1＝48.4μH，L2＝47.5μH，M＝9.59μH，开关频率等于谐振频率，为85kHz。采用上述相位同步方法使副边激励电压基波与原边激励电压基波之间相位差维持在给定值，原、副边变换器的直流侧连接可消耗和发出功率的电压源，PI调节器参数为KP＝0.001，KI＝1000。原边激励电压基波初相角为-60°，副边控制器的调制波的基波相移角θ1为0°，给定激励电压相角差为δref＝90°。基于上述条件对系统进行仿真，经仿真得到稳态下功率正向传输和反向传输时的原副边激励电压、副边变换器端口输入电流、二阶低通滤波器输出信号分别为图5、图6所示。根据图5和图6所示的仿真结果可知，正向功率传输时，副边控制器能维持副边输出的激励电压基波始终滞后于原边激励电压基波90°；反向功率传输时，副边控制器能维持副边输出的激励电压基波始终超前于原边激励电压基波90°。无论功率处于正向传输还是反向传输时，无源二阶低通滤波器输出的电压信号始终为正弦度较好的正弦波，且与原边激励电压同相。可见本方法能获取原边激励电压的基波相位，并且通过对副边激励电压的基波相位的调节，实现将原副边激励电压基波相位差控制在给定相位差的控制目标。
本发明的方法无需依赖原边、副边控制器之间的互联通信，无需增加辅助绕组、无需复杂的高速模拟信号运算电路，即可将副边、原边两侧的激励电压的基波相位差维持在给定值，具有实现简单、成本低的特点。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，包括：
(1)根据第一全桥变换器交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号uout；其中，所述第一全桥变换器为副边全桥变换器且所述第二全桥变换器为原边全桥变换器，或者所述第一全桥变换器为原边全桥变换器且所述第二全桥变换器为副边全桥变换器；
(2)将所述电压信号uout进行过零比较，得到数字信号ud，并将所述数字信号ud输入至系统控制电路的数字处理器；在所述数字信号ud发生上升沿时，获得所述数字处理器内部的载波计数器的计数值N1；
(3)根据所述第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，然后根据所述相位值OV1和所述计数值N1计算所述第二全桥变换器和所述第一全桥变换器的激励电压的基波相位差并根据所述基波相位差更新所述基波相移角θ1的取值；初始时刻，所述基波相移角θ1的取值为-180°～+180°的范围内随机设定的值；
(4)根据所述基波相移角θ1更新所述相位值OV1，并根据所述基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2；其中，所述控制目标为电压、电流或功率；
(5)将所述比较值SV1和RV1分别赋值到数字处理器的PWM模块P1的两个寄存器中，并将所述比较值SV2和RV2分别赋值到数字处理器的PWM模块P2的两个寄存器中；通过设置使得：当所述载波计数器的计数值等于SV1时，所述PWM模块P1的同相输出PWM1A变为高电平；当所述载波计数器的计数值等于RV1时，所述PWM模块P1的同相输出PWM1A变为低电平；当所述载波计数器的计数值等于SV2时，所述PWM模块P2的同相输出PWM2A变为高电平；当所述载波计数器的计数值等于RV2时，所述PWM模块P2的同相输出PWM2A变为低电平；所述PWM模块P1的反相输出PWM1B与其同向输出PWM1A互补，所述PWM模块P2的反向输出PWM2B与其同向输出PWM2A互补，且所述反向输出PWM1B与所述同向输出PWM1A之间以及所述反向输出PWM2B与所述同向输出PWM2A之间均存在死区；
(6)利用所述数字处理器的输出信号驱动所述第一全桥变换器的开关管：分别利用所述同向输出PWM1A和所述反向输出PWM1B驱动一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，并分别利用所述同向输出PWM2A和所述反向输出PWM2B驱动另一个桥臂中连接正母线和连接负母线的开关管，由此实现副边变换器与原边变换器的相位同步。
2.如权利要求1所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(1)中根据所述第一全桥变换电路交流侧端口的电流iLf2，得到基波相位与所述第二全桥变换器激励电压的基波相位相同的电压信号uout，包括：将所述电流iLf2转换为电压信号uin；对所述电压信号uin进行低通滤波和-90°移相的操作，得到所述电压信号uout。
3.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中根据所述第一全桥变换器激励电压的基波相移角θ1计算相位值OV1，以及所述步骤(4)中根据所述基波相移角θ1更新所述相位值OV1，计算公式为：
其中，CTRMAX为所述载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
4.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中，根据所述相位值OV1和所述计数值N1计算所述第二全桥变换器和所述第一全桥变换器的激励电压的基波相位差计算公式为：
其中，K1＝360/CTRMAX，CTRMAX为所述载波计数器的最大值。
5.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(3)中，根据所述基波相位差更新所述基波相移角θ1的取值，包括：将所述基波相位差减去给定的参考相位差δref，得到相位差的误差Δδ；将所述误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，得到归一化的相位差误差Δδ'；对所述误差Δδ'进行比例积分运算，并将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，得到所述基波相移角θ1更新后的取值。
6.如权利要求5所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，将所述误差Δδ归一化到-180°～+180°的范围内，以及将比例积分运算的运算结果归一化到-180°～+180°的范围内，所使用的归一化函数为：W2(x)＝x-360×floor((x+180)/360)；其中，floor表示floor函数。
7.如权利要求1或2所述的双向无线电能传输系统的相位同步方法，其特征在于，所述步骤(4)中，根据所述基波相移角θ1和由控制目标确定的内移相角θ2计算比较值SV1、RV1、SV2和RV2，计算公式如下：
其中，CTRMAX为所述载波计数器的最大值，函数W1(x)的定义为：
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