CN103376964A - 电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种为体现应用Mutual capacitive方式的大型多点触摸屏而能够有效减小RC时间迟延、信号失真、噪声的影响、寄生电阻及寄生电容的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，作为利用在驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)之间发生的耦合电容判别触摸的触摸屏的信号检测系统，其特征在于包括：触摸图案部(10)，其由多个驱动侧电极(11)与多个接收侧电极(12)配置成既定的图案；驱动部(20)，其对从一侧末端的驱动侧电极向另一侧方向邻接的驱动侧电极依次接入驱动信号，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置；接收部(30)，其连接于所述接收侧电极(12)的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，在各接收侧电极连接有电容器，表现出浮置效果。

Description

电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统

技术领域

本发明涉及触摸屏的信号检测系统，详细地说，涉及一种为体现应用互电容(Mutualcapacitive)方式的大型多点触摸屏而能够有效减小RC时间迟延、信号失真、噪声的影响、寄生电阻及寄生电容的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统。

背景技术

最近日益普及并加装于ATM(自动柜员机)、KIOSK(公用电话亭)、POS(销售终端)、PDA(个人数字助理)、导航仪、MP3、智能手机、平板电脑等许多装置的触摸屏，在提供便利的界面这一点上受到巨大瞩目，随着IT产业的发展，预计在多种领域的需要将进一步增加。

目前使用中的触摸屏的种类通常有电阻膜(Resistive)方式、超声波(SAW)方式、红外线(Infrared)方式、光学(Optical，Camera)方式、电容(Capacitive)方式，各方式具有优点和缺点。

其中，电容方式能够体现精密的多点触摸功能，从这一点而言，比其他方式更加出色，在市场中占有最大占有率，就最近获得巨大人气的智能手机和平板电脑而言，大部分也采用电容方式。

就电容方式而言，对触摸屏的面板施加电压后，当诸如手指的物体触碰面板时，因在手与面板之间发生的静电容量而引起电压变化，通过这种电压的变化来识别触摸的位置。另外，电容方式的触摸屏与其他方式相比，其优点是：分辨率和耐久性出色，透过率良好，在制造成本方面，除电阻膜方式之外也相当有利，同时，像红外线方式、超声波方式、光学方式一样，受表面异物影响或周边环境影响小，能够不困难地识别多点触摸。

与其他方式相比，电容方式的触摸屏虽然在多种特性方面处于优势，但是，当要体现大型多点触摸屏时，随着触摸面板的增大，其中存在的寄生电阻和电容增加，从而RC时间迟延严重，存在不容易制作成大型面积的问题。

最近，随着教育科学技术部推进以IT技术为基础的智能教育，大型面积的多点触摸屏的需求正在增大，但是，由于电容方式触摸屏的技术局限，大部分大型面积触摸屏以红外线方式或照相机方式进行制造。

就这些方式而言，当触摸点的数量增加时，对其进行识别需要另外的算法，因而难以视为体现真正多点触摸，其效率和精密度也比电容方式低。

因此，旨在体现准确识别多点触摸且触摸特性优秀的大型面积触摸屏的电容方式大型触摸屏研究开发如火如荼。

发明内容

本发明正是为了解决如上问题而研发的，本发明的目的在于提供一种电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，改善配线结构，缓解RC时间迟延和信号失真问题，提取邻接电极间的信号的差异值并进行放大，使用对其进行再次积累的方式，因而能够减小作为原有触摸屏重要问题的噪声影响。

为实现如上目的，针对利用在驱动侧电极与接收侧电极之间发生的耦合电容判别触摸的触摸屏的信号检测系统，本发明的第1实施例的特征在于包括：触摸图案部，其由多个驱动侧电极与多个接收侧电极配置成既定的图案；驱动部，其对从一侧末端的驱动侧电极向另一侧方向邻接的驱动侧电极依次接入驱动信号，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置；接收部，其连接于所述接收侧电极的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，在各接收侧电极连接有电容器，表现出浮置效果。

此时，优选所述接收部包括：电容器部，其连接于各接收侧电极的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；提取部，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间信号的差异值；放大部，其对所述提取部的差异值进行放大；累积部，其对被放大的差异值进行积累、存储后输出；信号转换部，其把从所述累积部输出的累积信号转换成数字值。

针对利用在驱动侧电极与接收侧电极之间发生的耦合电容判别触摸的触摸屏的信号检测系统，本发明的第2实施例的特征在于包括：触摸图案部，其由多个驱动侧电极与多个接收侧电极配置成既定图案；驱动部，其对从一侧末端的驱动侧电极向另一侧方向依次邻接的两个驱动侧电极同时接入驱动信号，且接入驱动信号使得输入于两驱动侧电极的脉冲间发生时间差异，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置；接收部，其连接于所述接收侧电极的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，减除接入驱动信号的两驱动侧电极所产生的各差异值并输出，在各接收侧电极连接有电容器，表现出浮置效果。

此时，所述驱动部可以使与接入驱动信号的驱动侧电极邻接的驱动侧电极接地，使除接入了驱动信号或接地的驱动侧电极之外的其余驱动侧电极浮置。

另外，优选所述接收部包括：电容器部，其连接于各接收侧电极的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；提取部，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间信号的差异值；放大部，其对所述提取部的差异值进行放大；偏移补正部，其存储对一个驱动侧电极的驱动信号的放大差异值，从对另一驱动侧电极的驱动信号的放大差异值中减除所述存储的差异值；累积部，其积累所述偏移补正部的输出值，存储后进行输出；信号转换部，其把从所述累积部输出的累积信号转换为数字值并输出。

在所述第1实施例或第3实施例中，优选所述驱动部构成得在驱动信号接入时，同时向相应驱动侧电极的两末端部分接入驱动信号。

另外，优选所述接收部(30)把邻接的接收侧电极分类为既定束，按各接收侧电极束安装。

另外，优选所述电容器部及提取部具有密勒电容器结构。

另外，优选所述接收部还包括使各个接收侧电极重置的重置部。

通过本发明，能够有效解决以大型面积体现原有电容方式触摸屏时成为大问题的噪声影响及信号失真现象，由于减小了随着屏幕的大型化而增加的寄生电阻(Parastic resistance)及寄生电容(Parastic Capacitance)，因而能够体现精密而特性卓越的电容方式的大型多点触摸屏。

从而，通过在教育及工业一线需求增加的大型多点触摸屏市场中普及特性比原有红外线或照相机方式触摸屏更卓越的电容方式触摸屏，能够实现更高效的业务处理，能够提供更好的服务。

附图说明

图1是显示本发明第1实施例的构成的框图，

图2是显示本发明中的触摸图案部的配线结构的结构图，

图3是比较以往触摸图案部的信号流程与本发明的触摸图案部的信号流程的电路图，

图4是显示驱动信号接入驱动侧电极两末端部分的情形的电路图，

图5是显示电荷放大器(Charge Amplifier)结构中的密勒效应的说明图，

图6是本发明第1实施例的接收部的电路图，

图7是分割图6的电路进行放大的电路图，

图8是显示累积部的概念的电路图，

图9是显示在图6的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图，

图10是显示图6的1号框的密勒电容器结构的电路图，

图11是显示图6的第2至第3框的结构的电路图，

图12是显示S/H的构成的电路图，

图13是显示S/H的运算放大器（OP AMP）电路的结构的电路图，

图14是显示图6的各框所需的电流供应结构的电路图，

图15是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第1参照图，

图16是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第2参照图，

图17是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第3参照图，

图18是显示通过噪声生成器而生成的噪声波形的图表,

图19是显示本发明的模拟的电压波形的第1图表,

图20是显示本发明的模拟的电压波形的第2图表，

图21是显示本发明的模拟的电压波形的第3图表，

图22是显示本发明第2实施例的构成的框图，

图23是显示在本发明第2实施例中接入的驱动信号的概念图，

图24是显示图22中的与接入驱动信号的驱动侧电极邻接的驱动侧电极接地的情形的概念图，

图25是显示对偏移进行补正的方式的电路图，

图26是显示图25的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图，

图27是显示对偏移进行补正的另一方式的电路图，

图28是显示图27的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图，

图29是添加了使密勒电容器结构重置的开关的电路图。

(附图标号说明)

10：触摸图案部11：驱动侧电极

12：接收侧电极20：驱动部

30：接收部31：电容器部

32：提取部33：放大部

34：累积部35：信号转换部

36：重置部37：偏移补正部

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统的构成。

电容方式的触摸屏根据感知触摸的方法，有自电容(Self Capacitive)方式和互电容(Mutual Capacitive)方式，本发明使用后者的互电容方式。

如果简要说明，就自电容方式而言，当以手指触摸触摸面板时，在手指与触摸面板间生成电容(capacitance)追加部分，通过因该追加部分而对面板施加的电压变化量来检测信号。就该方式而言，如果触摸点的数达到两个以上，则产生鬼点，存在无法如实识别触摸位置的缺点。

就本发明中使用的互电容方式而言，向触摸图案部(10)接入信号的驱动侧电极(11)与接收信号的接收侧电极(12)以既定图案形成有多个，在触摸点，利用在这两电极间发生的耦合电容(coupling capacitance)来检测信号。具体而言，当触摸发生时，驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)间存在的电场出现变化，两电极间的耦合电容减小，这导致传递到接收部(30)的电压信号的变化，从而通过其来识别触摸的位置。就这种互电容方式而言，具有在理论上能够体现触摸点个数无限制的多点触摸的优点。

图1是显示本发明第1实施例的构成的框图，本发明以触摸图案部(10)、驱动部(20)、接收部(30)为主要结构构成。

本发明的触摸图案部(10)如前所述，由多个驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)形成既定图案构成。此时，驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)形成的图案的形态可以多样地体现，这些不同的形态产生相互不同的耦合电容。

商用化的触摸图案部的图案形状因开发厂商而非常多样，根据电极的形状，代表性的有钻石图案、条形图案、雪花图案、网格图案等。触摸图案部的图案形状还与触摸灵敏度有着紧密关联，因此，商用化的图案大部分受到专利保护，在本发明中，触摸图案部(10)不受到特定形态的约束。另外，在本发明的实施例中，应用了一般使用的条形(Bar)图案的触摸图案部(10)，该条形图案形成得使所述驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)按既定间隔直交。

图2是显示本发明中的触摸图案部的配线结构的结构图，图3是比较以往触摸图案部的信号流程与本发明的触摸图案部的信号流程的电路图，图4是显示驱动信号接入驱动侧电极两末端部分的情形的电路图，显示出驱动侧电极(11)横向形成、接收侧电极(12)纵向形成的情形。

在图3至图4中，显示出在驱动侧电极(11)与接收侧电极(12)之间，以既定间隔图示了耦合电容，要说明的是所示的耦合电容在相应地点发生触摸时，其大小减小。

所述驱动部(20)向从一侧末端的驱动侧电极至另一侧方向的邻接的驱动侧电极逐个依次接入驱动信号。此时，与向驱动侧电极的一侧接入驱动信号的方式相比，在本发明中使用同时向相应驱动侧电极(11)的两末端部分接入驱动信号，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置(Floating)的方式。这在不接入驱动信号时，所述驱动部(20)作为电容器进行作用，表现出浮置的效果。

在本发明中，同时向相应驱动侧电极(11)的两末端部分接入驱动信号，是为了一同减小随着触摸图案部(10)的大型化而增加的电容和电阻(resistance)。当同时在驱动侧电极(11)的两侧接入驱动信号时，信号的必须移动路径缩短，移动路径的缩短意味着路径上的寄生电阻及寄生电容减小。即，如图4所示，在驱动侧电极(11)的一侧末端观察时位于远处的触摸点，如果从相反侧末端观察则位于近处，驱动信号的移动路径缩短，信号的移动路径上存在的寄生电阻与寄生电容的大小减小。另外，在驱动侧电极(11)的两侧同时施加驱动信号，除如上所述效果之外，还具有在两侧强有力地接入驱动信号(charge)的效果，因而极大地减小RC时间迟延。

另外，在原有的电容方式的触摸屏中，使接收侧电极(12)连接于运算放大器(Op Amp)的输入端子。利用运算放大器的理由是为了通过密勒(Miller)效应，相对减小寄生电容的影响。附图5是显示在电荷放大器(Charge Amplifier)结构中的密勒效应的说明图，由此可知，CFB借助于密勒效应而与OpAmp的放大比相应地增大，因而能够极大地减小寄生电容Crx的影响。

从信号大小的角度而言，放大CFB，使CFB与寄生电容Crx相比变得相当大，从而使Crx的影响在相当程度上减小，这固然正确，但如果把运算放大器用于接收电路，则与之连接的节点成为低电阻(low impedance)，因而可以视为其自身使图案的耦合电容形成为信号路径上的寄生电容。

另外，就原有的电容方式触摸屏而言，驱动部也是将发送驱动信号的驱动侧电极之外的其他驱动侧电极连接于特定电压或接地(Earth)，这也可以视为把其他耦合电容形成为信号路径上的寄生电容。

如上所述，处于信号路径上的耦合电容因处于接收电路上的运算放大器而成为低电阻(low impedance)节点，而且，由于驱动电路的低电阻(lowimpedance)节点而作为实际上的寄生电容进行作用。图3的(a)显示出这种情形。

此时，这种寄生电容的形成，将诱发更大的RC时间迟延，运算放大器的密勒效应无法发挥减小这种RC时间迟延的作用。此时，如果不是按原有方式使接收侧电极连接于运算放大器的输入节点，使未接入驱动信号的其余驱动侧电极连结于某种电压或地面，而是使所有电极浮置，那么，处于路径上的其他耦合电容所引起的寄生电容几乎不形成，从而极大地减小RC时间迟延。图3的(b)显示出这种情形。

为减小RC时间迟延，本发明的驱动部(20)使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置，在驱动侧电极(11)两侧接入驱动信号，本发明的驱动部(20)如要准确地应用于体现大型多点触摸屏，则需要有符合所述驱动部(20)结构的感知方式，这通过所述接收部(30)提供。

在本发明中，所述接收部如图2所示，优选把邻接的接收侧电极(12)分类成既定的束，按各接收侧电极束安装，在附图2中，显示了1个接收部以6个接收侧电极为一束连接的情形。

在说明如上所述的本发明的配线结构之前，对导线的电阻大小与耦合电容如何形成进行考查，首先，在电阻的大小相同的情况下，如下式所示，具有与导线长度成正比、与导线的厚度和宽度成反比的关系。

$R=\mathrm{\ρ}\frac{L}{w\·h(=A)}$ (ρ：电阻率，L：导线长度，w：导线宽度，h：导线厚度)

接下来，就在导线间发生的耦合电容而言，当假定导线具有普通的圆筒形的形态时，如下式所示，具有与电线的长度成正比、与导线间间隔成反比的关系。

$C=\frac{2\mathrm{\π\ϵL}}{\ln \left[\frac{h+\sqrt{h^2-r^2}}{r}\right]}$ (L：导线长度，h：导线间间隔，r：导线半径)

考虑了这种导线的电阻性(resistive)、电容性(capacitive)成分的外围配线的提案结构如图2所示。触摸图案的形态虽然表现为条形(Bar)图案，但与何种图案无关，提案配线结构均可应用。

在本发明中，将焦点置于：最大限度使信号路径上存在的寄生电阻一致，使信号间的耦合电容也最大限度一致，收窄信号的RC时间迟延分布，减小信号的失真。在接收侧电极(12)中，为最大限度使这种寄生电阻一致，把接收侧电极(12)构成多束。

如图4所示，当如此把邻接的多个接收侧电极(12)分成束时，几乎没有最小路径与最大路径的长度差异，因而也几乎没有其电阻值的差异。另外，在各个接收侧电极束内，使长度长的电线形成得厚，而且，使长度短的电线形成得薄，能够进一步减小电阻值的差异。

另外，为最大限度使寄生电容一致，在一束中，越向外围，两电线间相向的长度越增加，因而使电线间的间隔逐渐增加。如此使电线间的间隔逐渐增加的结构，在驱动侧电极(11)中也同样能够应用。

最后，使驱动侧电极(11)的束向接收侧电极(12)束的相反方向连接。在图2中，显示出在上侧连接接收侧电极(12)、驱动侧电极(11)连接于下侧的结构。如果具有这种结构，那么，与驱动侧电极(11)的位置无关，信号移动路径的长度几乎一致，能够最大限度使信号路径的寄生电阻一致。

另外，所述接收部(30)连接于所述接收侧电极(12)的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，在各接收侧电极连接有电容器(capacitor)，使得表现出浮置的效果。这与前面说明的使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置的理由相同，是为了减小RC时间迟延，并非是完全的电路断开，而是使得借助于电容器的作用而表现出浮置效果。

所述接收部(30)具体包括：电容器部(31)，其连接于各接收侧电极(12)的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；提取部(32)，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间信号的差异值；放大部(33)，其对所述提取部(32)的差异值进行放大；累积部(34)，其对被放大的差异值进行积累、存储后输出；信号转换部(35)，其把从所述累积部(34)输出的累积信号转换成数字值进行输出。

所述电容器部(31)首先将接收侧电极(12)作为浮置的概念，在接收侧电极(12)的一侧末端部分连接大小较小的电容器(capacitor)。因此，如果把驱动信号接入驱动侧电极(11)，则与其对应的信号出现在连接于接收侧电极(12)的电容器部(31)。

另外，在本发明中，为缩短触摸屏的响应(response)时间，使得针对接入驱动信号的一个驱动侧电极，同时处理连接的所有接收侧电极(12)的对应信号。如果针对一个驱动信号，只处理一个接收侧电极的输出值，那么，扫描全体触摸图案部(10)需要大量时间，因此，为体现大型触摸屏，应同时处理所有接收侧电极(12)的对应信号。

所述提取部(32)在与接入驱动信号相应的对应信号输出到连接于所述接收侧电极(12)的电容器部(31)后，把该信号与邻接的接收侧电极的对应信号进行比较，提取其差异。这样与邻接的接收侧电极的信号进行比较，是为了减小对全面或局部发生的共模(common)噪声的影响。即，如果发生噪声，则在邻接的两电极中以相似的形态出现，因此，为抵消噪声的影响，提取邻接的两电极的信号差异值。

通过所述提取部(32)提取的邻接的对应信号的差异值具有较小的值，因而通过所述放大部(33)进行放大。如此放大的差异值，考虑到可能残存的噪声的影响，把该值通过多次的驱动信号接入，积累于所述累积部(34)，以便能够提高信噪比(SNR：Signal-to-Noise Ratio)，使噪声移动平均(movingaverage)。

最后，如此积累并最终输出的差异值由于是模拟信号，为进行数字处理，通过信号转换部(35)转换成数字值，转换的值经后续的数字处理，判读触摸点的位置。

图6是本发明第1实施例的接收部的电路图，该电路的整体动作如前面的记载，在驱动电压接入驱动侧电极(11)后，与之对应的电压出现在连接于接收侧电极(12)的电容器部(31)，比较邻接的两导线的对应电压，提取其差异值，对提取的差异值进行放大后，积累该放大值并存储，然后传递给作为A/D转换部(Analog-DigitalConverter，模拟数字转换器)的信号转换部，最终把积累模拟值转换成数字值。

图7是分割图6的电路进行放大的电路图，下面分成用粗实线圈划的第1框、第2框、第3框，对动作进行说明。

图7的第1框是电容器部(31)和提取部(32)，直接连接于接收侧电极(12)，对应于驱动信号的电压值出现于第1框的电容器。另外，通过Φ6开关的接通/断开，提取邻接的两接收侧电极之间的差异值。

第2框是发挥把提取的差异值放大N倍的作用的放大部(33)。最后，第3框是发挥对放大的差异值进行积累的作用的累积部(34)，各框的各详细要素的动作如下。

首先，在驱动信号从低电平转换为高电平之前，把Φ2、Φ5开关置于接通状态，使得因这种转换而发生的驱动信号(charge)能够蓄积于电容器(C1，C2，Cd)。

此时，如要在这些电容器蓄积发生电荷，则应把一侧端形成低电阻，因此，把Φ1、Φ3开关也置于接通状态。另外，在第3框的集成(integration)电容器(Cint)中，在该过程中不许流入电荷，因此，Φr、Φ4开关置于接通状态，Φ6开关置于断开状态。

因驱动信号的低电平到高电平转换而产生的电荷充分蓄积于电容器(C1，C2，Cd)后，使Φ2开关断开。此时，使Φ1开关也断开，而且，使其与Φ2开关同时断开。

在本发明中，说明了使Φ1、Φ2开关同时断开的动作，但根据需要，可以适宜地调节Φ1开关与Φ2开关的切换顺序。

首先，使Φ1开关断开，然后使Φ2开关断开，这是用于减小在使Φ1开关断开时可能发生的电荷注入(charge injection)的影响的切换顺序。当Φ1开关所造成的电荷注入问题严重时，需要这种切换动作。

然后，使Φ2开关断开，然后使Φ1开关慢慢断开，这是用于防止噪声流入、N-MOSFET(N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管)超出饱和区域，减少Φ1开关的电荷注入影响的切换顺序。在与使Φ2开关断开后使Φ1开关断开的动作，可解除密勒电容器结构与图7的第2框结构有带宽差异时可能发生的问题。

在对后续动作进行说明之前，如第1框中所示，所述电容器部(31)及提取部(32)以密勒电容器结构构成，该密勒电容器结构由两个电容器和开关、N-MOSFET、电流源构成。即，由两个电容器(C1，C2)、开关Φ1、N-MOSFET，电流源构成的结构显示于图7的第1框中。

如前述的说明，第1框是用于蓄积因驱动信号而发生的电荷的结构，可以单纯由一个电容器构成，但如图7的第1框所示构成的理由，是为了获得电容的密勒效应。用于如上述获得电容的密勒效应的结构，也可以说是本发明的核心技术之一。

即，通过这种结构，在以后与Cd电容器中蓄积的电压比较时，Cd的大小与密勒电容器(C1)相比，小到可以忽略不计的程度，因此，Cd的电压加入到该结构的密勒电容器(C1)的电压，从而能够提取两电压的比较准确的差异值。如果不具有这种密勒电容器(Miller capacitor)结构，而是单纯利用一个电容器，那么，与电压比较时，Cd的电压形成两电压值之间的某种特定电压，这样一来，则无法提取两电压的准确的差异值。

另外，如要利用一个电容器，提取比较准确的差异值，那么，电容器的大小应非常大。因此，采用密勒电容器的结构，只利用较小大小的电容器，也能够提取邻接接收侧电极间的比较准确的电压差异值。

除此之外，如果具有密勒电容器的结构，则还能获得的另一优点是几乎可以忽略不计Φ5开关断开时发生的电荷注入(charge injection)问题。即，在开关与电容器共存的结构中，存在这中电荷注入问题，如果利用密勒电容器结构，则即使随着Φ5开关的关闭而发生电荷注入，因此而产生的变化为可以忽略不计的程度。

但是，就具有这种优点的密勒电容器结构而言，存在该效果所需的必要条件。这就是N-MOSFET应处于饱和(saturation)区域。为满足这种条件，正如以上提及的，使Φ1开关与Φ2开关同时断开。如果使Φ1开关先于Φ2开关断开，那么，噪声从触摸图案流入接收部时，在该噪声作用下，N-MOSFET的触发电压动摇，N-MOSFET可能会超出饱和区域，因此为阻止该现象，使Φ1开关与Φ2开关同时断开。

使Φ1开关与Φ2开关断开后的动作，是提取与邻接的接收侧电极的电压差异，对该差异进行放大，并把该放大值传递给集成电容器(Cint)的准备动作，为此，使Φ3开关断开，在短时间间隔后，使Φ4开关断开。

如此依次使开关断开的理由，是为了使因Φ3开关断开而造成的电荷注入无法进入输出侧。即，这是因为在Φ3开关断开的瞬间，Φ4开关必须接通，位于第2框与第3框之间的C3才能发挥阻止因Φ3开关断开而发生的电荷注入的作用。

在依次使Φ3开关与Φ4开关断开后，使Φ5开关断开，然后使Φ6接通。从而对邻接的接收侧电极之间的两电压进行比较，提取差异值，差异值被第2框放大N倍，如此放大的值被传递给第3框。

为使电压的差异值放大N倍，把第2框的电容器的大小以Cd/N，通过电容式分割（capacitive division）使两电压的差异放大N倍。另外，因Φ5开关断开而产生的电荷注入如前面的说明，因密勒电容器结构而几乎可以忽略不计。如上一系列过程继续反复，在第3框集成电容器(Cing)积累邻接接收侧电极间电压差异值的放大值。

图8是显示累积部的概念的电路图。所述累积部(34)作为记忆某种信号(电压)并在之后保持至应记忆的信号出现为止的采样与保持(sample andhold，S/H)电路，在附图上也标记为S/H。

在S/H中有两条支线和电容器，这是为了在对对应于一个驱动侧电极的积累电压值进行采样(sampling)的同时，对对应于其前侧驱动侧电极的积累电压值进行保持，并传递给信号转换部(35)。即，通过同时进行采样与向信号转换部的传递，减少扫描全体触摸图案部的时间。

S/H的Φ6、1开关和Φ6、2开关是与第3框的Φ6同时接通/断开的开关，使得当一个开关反复接通/断开时，其他开关继续断开，只在一个电容器中对一个驱动侧电极的积累值进行采样。另外，使处于反复采样的电容器支线的Φh开关断开，使处于其余支线的Φh开关接通，准备使该支线存在的保持电压值传递给信号转换部(35)。(向位于缓冲器后的电容器输出该电压值)

然后，借助于Φtr，保持电压值被传递到信号转换部(ADC)。

最后，位于第1框上侧的Φk开关是用于使接收电极迅速重置的开关，同时也是发挥阻止因驱动信号的高电平到低电平(High-to-Low)转换而发生的相反电荷的作用的重置部(36)。

向相反方向发生电荷，可在提取电压差异值时，诱发相反符号的差异，因而能够阻止这种相反方向的电荷的发生。

图9是显示在图6的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图，显示出所有开关的接通/断开动作顺序。

下面说明具体设计所述图6的电路的示例和此时应考虑的事项。

图10是显示图6的1号框的密勒电容器结构的电路图。

Φ2、Φ5、Φ6、Φk的开关均设计成互补式(Complementary)结构。使用这种互补式结构的开关的理由如下。

如果在从触摸图案部流入接收部的电压下发生噪声，则电压以由Φk开关(重置部)产生的重置电压为基准上下动摇。此时，如果把该重置电压设为地面(GND)，则发生流入接收部(30)的电压降至0以下的情形，如果电压降至0以下，则由于MOSFET的反向二极管而会发生电荷泄漏的现象，如果开关的触发电压从0切换到VDD(电源电压)，流入接收部的电压降至0以下后，则也会无法使开关完全断开。

为阻止这种现象，把Φk开关产生的重置电压设为VDD/2，以此为基准，使流入接收部的电压上下动摇。另外，在这种动作中，为使开关完全接通，采用了互补式结构。

就这种结构的开关而言，除与电压的电平无关地使开关完全接通的特征之外，还具有当开关断开时减小电荷注入的优点。

接下来，就Φ1开关的情形而言，也是通过设置N-MOSFET和达到其大小的一半的虚拟(dummy)MOSFET，来减小电荷注入的影响。

而且，就密勒电容器结构的情形而言，通过调节电流源的电流大小与N-MOSFET的尺寸，使其的BW充分地大，达到25MHz左右，以便能够在噪声变化下迅速恢复。

最后，就Φk开关的情形而言，由于应使触摸图案的接收电极迅速重置，因此将其大小设计得比其他开关大10倍。

图11是显示图6的第2框至第3框的结构的电路图。

Φ3开关设计成能够通过设置N-MOSFET和达到其大小的一半的虚拟(dummy)MOSFET来减小电荷注入的影响。另外，为了实现对电压的差异进行放大的结构，采用了能够表现出电容式分割（capacitive division）效果的结构，简单地通过NMOSFET和电流源来体现。为使电压放大N倍，把第2框的电容器大小带入Cd/N，为了使得能够调节放大比，设置多种大小的电容器Cd，以便能够从中选择一个。在用于蓄积电压的被放大的差异值的第3框中，设计了折叠式共源共栅运算放大器(folded cascode amp)。不使用单纯的单晶体管放大器，而使用这种折叠式共源共栅运算放大器，从而把集成电容器中积累的电压的起始带入VDD/2。

这是因为在比较两邻接接收侧电极并提取差异值时，根据邻接接收侧电极的更大电压值位于右侧还是位于左侧，电荷的移动方向不同，集成电容器中蓄积的电压也向相反方向蓄积，因此，将其起始电压带入作为两方向的最终到达地点0和作为VDD中间电压的VDD/2。就Φ4的开关而言，为减小电荷注入的影响，也采用虚拟开关(dummy switch)的结构。

最后，就Φ6开关的情形而言，使用了互补式结构的开关，以便能够与集成电容器的最终积累值的电压水平无关地全部通过，这还能够发挥减小电荷注入的影响的作用。

图12是显示S/H的构成的电路图。

就S/H的开关的情形而言，应能够使从0至VDD的电压水平全部通过，因此，设计成互补开关结构，从而能够附带地减小电荷注入的影响。就缓冲器(Buffer)的情形而言，应具有轨对轨输入输出(rail-to-rail input output)结构，为使偏移(offset)不过多发生，增益应充分大，应能够把对应一个驱动电极的所有值在短时间内传递给所有ADC，因此，当把大型面积当作目标时，判断认为至少需要10MHz以上的BW和充分的转换速率。为制造满足这种结构的缓冲器，设计了图13的放大器。

图13是显示S/H的运算放大器电路的结构的电路图，为实现轨对轨水平的输入，输入端采用了互补式结构，输出端也为轨对轨水平，在确保稳定度的状态下，BW应具有较大，因此，只有输出端的节点设计成作为高电阻节点的一种的电流镜式(current mirror type)放大器。

另外，为获得相对较高的电压增益，把输出端设计成共源共栅形态。在共源共栅形态下所需的偏置电压(VN,VP)如图13(a)图中所示，通过电流与二极管(M49,M50，M52,M53)形成。

最后，图14是显示图6各框所需的电流供应结构的电路图。

其设计成能够通过既定的外部电压VM和电阻Rcr形成需要的电流，把形成的电流通过共源共栅电流镜(cascode current mirror)进行复制，形成比较准确的多个电流源。为此，设计放大器，把放大器的输出端子与负输入(minusinput)端子通过源极跟随器(source follower)(M78)进行连接。另外，共源共栅电流镜的偏置电压通过该电流镜中流动的电流与电阻R1、R2的大小形成。最后，由于放大器的偏置电流即使不准确也无妨，因此，通过VDD和电阻以及一端的MOSFET镜形成。

下面对通过Cadence工具模拟本发明接收部动作的结果进行说明。为进行模拟，通过RC建模，把触摸图案构成电路形式后，向该模型接入电压，观察与其对应的信号，从而确认接收部的动作。触摸图案全部包括寄生电阻、耦合电容、垂直（vertical）电容并进行了建模。

图15是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第1参照图，图16是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第2参照图，图17是显示根据是否发生触摸而产生的电压波形的第3参照图。

为验证本发明的接收部，观察了S/H的电容器电压。如果在实际模拟波形之前，首先通过接收部的结构表现出其理论性形态，则与图15至18中图示所示。

如果存储了发生触摸的接收侧电极的电压值的Cd的电压值，与存储了未发生触摸的接收侧电极的电压值的C1、C2的电压值进行比较，那么，由于C1的密勒效应，Cd电压附加于C1的电压。

此时，如果发生触摸，则发生更低的电压，因此，Cd的电压在电压比较时上升，因此，电压放大结构的输出呈下降的形态。

结果，其在蓄积电荷的过程中，使S/H电容器的电压分阶段地增加。在相反的情况下，使S/H电容器的电压相反地分阶段地减少，如果比较的两接收侧电极的触摸状态相同(全部触摸、全部不触摸)，那么，无因电压比较而出现的电压变化，因此，S/H的电容器的电压也保持恒定。

图19是显示本发明的模拟的电压波形的第1图表，实际模拟波形如图19所示。

这是无噪声情况下的模拟波形。为对触摸进行建模，把构成触摸的点的耦合电容设置成比其他耦合电容小。

此时可以确认，波形的形态与上面披露的理论形态类似，因此，可以说这验证了电路的正常动作。图19的(a)波形如实呈现了电压的形态，此时可以看出，应保持恒定的电压略微向下倾斜。可以说这种倾斜现象是在反复的积分过程中，因诸如开关的电荷注入的附属性影响所致。此时，如果把这种因影响而倾斜的值设置为基本值，把其余值设置为该基本值的相对值，那么在触摸面板中，以触摸点为基准，左侧与右侧的电压波形形态相反，鉴于这一事实，后面的通过数字处理判别触摸点将轻而易举。

以基本值为基准观察的波形形态如图19的(b)波形所示。因此，朝向上下的两波形以作为基本值的中央直线为基准，呈现几乎对称的形态。

图18是显示通过噪声生成器生成的噪声波形的图表，图20是显示本发明的模拟的电压波形的第2图表，图20是对图18所示的显示噪声进行建模，并接入触摸图案RC模型时的波形形态。建模时使显示噪声通过触摸图案的垂直（vertical）电容流入。

此处的波形也证明了电路的正常动作，从而可以类推，在触摸的判别方面没有问题。图20的(b)波形也是以基本值为基准观察的波形的形态。

图21是显示本发明的模拟的电压波形的第3图表，是全部接入显示噪声与触摸噪声(60Hz，50kHz噪声)时的波形形态。为对噪声的流入进行建模，使电容位于噪声源与实现触摸的触摸图案间。

所述的波形虽然也会观察到比前述的波形有所失真的形态，但其形态大体一致，因而证明电路的正常动作，从而可以类推，可以进行触摸的判别。图21的(b)波形也是以基本值为基准观察的波形形态。

如上的模拟波形证明了本发明的接收部的正常动作，把如此获得的波形的最终值通过A/D转换部进行数字转换，经过数字处理后，可通过其实现触摸判别。

图22是显示本发明第2实施例的构成的框图，图23是显示在本发明第2实施例中接入的驱动信号的概念图，显示出添加了偏移补正部的情形，该偏移补正部用于解决上述本发明第1实施例的在电路本身中发生的偏移。

本发明的第2实施例由触摸图案部(10)、驱动部(20)和接收部(30)构成，其中，所述触摸图案部(10)由驱动侧电极(11)和接收侧电极(12)构成。利用在驱动侧电极与接收侧电极之间发生的耦合电容来判别触摸，这种触摸屏的信号检测系统的基本概念与第1实施例相同，因此，以下只记述与第1实施例的差异，省略对相同构成及重复说明的记载。

具体而言，所述驱动部(20)向邻接的两个驱动侧电极同时接入驱动信号，接入驱动信号使得接入两驱动侧电极的脉冲间发生时间差异，通过接入驱动信号的两驱动侧电极的信号差来补正偏移。当然，与第1实施例中一样，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置，优选使驱动信号同时接入驱动侧电极的两末端部分。

此时，接入一个驱动侧电极的驱动信号是用于存储偏移的驱动信号，接入另一驱动侧电极的驱动信号是用于减除前面驱动侧电极存储的偏移，输出为输出信号的驱动信号。

所述接收部(20)连接于所述接收侧电极的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值并进行放大、输出，在这一点上与第1实施例中类似，但借助施加于两个驱动侧电极的驱动信号，接收侧电极之间的差异值连续生成两个，因此，从后面发生的差异值中减除前面发生的差异值并输出。另外，与第1实施例中一样，未从所述驱动侧电极接收驱动信号的接收侧电极浮置。

具体而言，所述接收部(30)包括：电容器部(31)，其连接于各接收侧电极(12)的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；放大部(33)，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间的信号差异值；放大部(33)，其对所述提取部(32)的差异值进行放大；偏移补正部(37)，其存储对一个驱动侧电极的驱动信号的放大差异值，从对另一驱动侧电极的驱动信号的放大差异值中减除所述存储的差异值；累积部(34)，其积累所述偏移补正部(37)的输出值，存储后进行输出；信号转换部(35)，其把从所述累积部(34)输出的累积信号转换为数字值并输出。

根据两种方式对具体的动作进行说明。图25是显示对偏移进行补正的方式的电路图，图26是显示图25的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图。

在向第一驱动侧电极接入驱动信号时，使Φ4开关接通，把此时发生的放大差异值存储于C3电容器。在C3电容器中存储偏移值后，保持使Φ4开关断开的状态，使C3中存储的值加以保持。然后，向下一驱动侧电极接入驱动信号，对由此发生的信号的差异值进行放大，从该放大值中减除通过前一驱动侧电极存储的偏移值后，把该值累积于Cint。如果交替进行驱动，同时继续累积去除了偏移的放大差异值。

图27是显示对偏移进行补正的另一方式的电路图，图28是显示图27的电路图中各开关的开闭顺序的顺序图，显示出使用与如上通过图25说明的方法不同的方法对偏移进行补正的情形。

在这种情况下，在驱动信号接入驱动侧电极的部分相同，但差异在于存储偏移的电容器不是C3，而是Cint。因而在工作方式上发生差异。在这种情况下，根据第一驱动信号而存储偏移的步骤(phase)中的Cint连接路径与下一步骤中的Cint连接路径交替(swapping)，从而实现偏移补正。如图25所示，就C3中存储偏移的结构而言，当Cint中流入既定的偏移诱发电荷(charge)时，无法对该偏移进行补正，但在如图27所示的结构中，可以说使因这种路径而发生的偏移也可以补正。

图29是添加了使密勒电容器结构重置的开关的电路图，从图26及28的开关顺序来看，也包括作为使C1、C2电容器(Miller Cap)重置的开关的Φrst开关的动作。这是为使电容器的初始值更明确。

图24是显示图22中的与接入驱动信号的驱动侧电极邻接的驱动侧电极接地的情形的概念图，显示出所述驱动部(20)使与接入驱动信号的驱动侧电极邻接的驱动侧电极接地，使除接入驱动信号或接地的驱动侧电极之外的其余驱动侧电极浮置的情形。

即，就截止目前的方式而言，连接于驱动侧电极的配线相互密集配置，因此，由于配线之间的耦合电容，在未接入驱动信号的驱动侧电极中也发生并非所需的信号。

可以说这种信号的影响虽然很小，但却会成为向接收部输出错误值的因素。因此，为阻止这种现象，不是使除接入驱动信号的驱动侧电极之外的其他所有驱动侧电极浮置，而是使与接入驱动信号的驱动侧电极最邻接的两电极接地(grounding)，获得屏蔽效果，减少进入其他驱动侧电极的耦合信号。

如果以前面说明的结构进行说明，为驱动驱动侧电极，如图2所示，展开多条配线。此时，在该配线邻接(堆叠)的附近，在配线之间必须存在耦合电容。由于这种耦合电容，并非所需的信号发生耦合，接入浮置的其他驱动侧电极，这将导致并非所需的输出。因此，为消除这种问题，使与接入驱动信号的驱动侧电极最邻接的两驱动侧电极接地。在这种情况下，在RC迟延方面虽然稍有牺牲(浮置的目的是减小RC迟延)，但越是大型面积的触摸屏，该牺牲越微不足道。

本发明的权利并非限定于以上说明的实施例，由权利要求书记载的内容所定义，不言而喻，本发明所属技术领域的技术人员可以在权利要求书记载的权利范围内进行多种变更及改造。

Claims (9)

1.一种电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，作为利用在驱动侧电极与接收侧电极之间发生的耦合电容判别触摸的触摸屏的信号检测系统，其特征在于，包括：

触摸图案部，其由多个驱动侧电极与多个接收侧电极配置成既定的图案；

驱动部，其对从一侧末端的驱动侧电极向另一侧方向邻接的驱动侧电极依次接入驱动信号，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置；

接收部，其连接于所述接收侧电极的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，在各接收侧电极连接有电容器，表现出浮置效果。

2.根据权利要求1所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述接收部包括：电容器部，其连接于各接收侧电极的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；提取部，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间信号的差异值；放大部，其对所述提取部的差异值进行放大；累积部，其对被放大的差异值进行积累、存储后输出；信号转换部，其把从所述累积部输出的累积信号转换成数字值。

3.一种电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，作为利用在驱动侧电极与接收侧电极之间发生的耦合电容判别触摸的触摸屏信号检测系统，其特征在于，包括：

触摸图案部，其由多个驱动侧电极与多个接收侧电极配置成既定图案；

驱动部，其对从一侧末端的驱动侧电极向另一侧方向依次邻接的两个驱动侧电极同时接入驱动信号，且接入驱动信号使得输入于两驱动侧电极的脉冲间发生时间差异，使未接入驱动信号的驱动侧电极浮置；

接收部，其连接于所述接收侧电极的一侧末端，提取邻接的接收侧电极之间的差异值进行放大并输出，减除接入驱动信号的两驱动侧电极所产生的各差异值并输出，在各接收侧电极连接有电容器，表现出浮置效果。

4.根据权利要求3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述驱动部使与接入驱动信号的驱动侧电极邻接的驱动侧电极接地，使除接入了驱动信号或接地的驱动侧电极之外的其余驱动侧电极浮置。

5.根据权利要求3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述接收部包括：电容器部，其连接于各接收侧电极的末端，蓄积基于驱动信号的电荷；提取部，其提取一个接收侧电极和与之邻接的接收侧电极间信号的差异值；放大部，其对所述提取部的差异值进行放大；偏移补正部，其存储对一个驱动侧电极的驱动信号的放大差异值，从对另一驱动侧电极的驱动信号的放大差异值中减除所述存储的差异值；累积部，其积累所述偏移补正部的输出值，存储后进行输出；信号转换部，其把从所述累积部输出的累积信号转换为数字值并输出。

6.根据权利要求1或3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述驱动部构成得在驱动信号接入时，同时向相应驱动侧电极的两末端部分接入驱动信号。

7.根据权利要求1或3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述接收部把邻接的接收侧电极分类为既定束，按各接收侧电极束进行安装。

8.根据权利要求1或3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述电容器部及提取部具有密勒电容器结构。

9.根据权利要求1或3所述的电容方式的大型多点触摸屏的信号检测系统，其特征在于：

所述接收部还包括使各个接收侧电极重置的重置部。

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