CN103348544A - 激光二极管驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种激光二极管驱动电路，具备LD（激光二极管）（1）；调制电流差动驱动电路（40）；偏置电流差动驱动电路（41）；第一电感（2），连接在LD（1）的阳极与正电源（30）之间；第二电感（3），连接在LD（1）的阴极与偏置电流差动驱动电路（41）的反相输出端子（24b）之间；第一电阻（4），一端连接在LD（1）的阳极与第一电感（2）的连接点（N1），另一端连接在调制电流差动驱动电路（40）的反相输出端子（21b）；以及第二电阻（5），一端连接在LD（1）的阴极与第二电感（3）的连接点，另一端连接在调制电流差动驱动电路（40）的正相输出端子（21a），在连接点（N1）上连接有偏置电流差动驱动电路（41）的正相输出端子（24a）。

Description

激光二极管驱动电路
技术领域
本发明涉及在作为接入类光通信系统的一种方式的PON（Passive Optical Network，无源光网络）系统的用户终端装置（ONU：Optical Network Unit，光网络单元）的发送部中所设置的激光二极管驱动电路。
背景技术
以往，作为实现使用了光纤的公共线路网的方式，广泛使用被称为PON系统的点对多点的接入类光通信系统。
PON系统包括作为站侧装置的一台OLT（Optical LineTerminal，光线路终端）、以及经由光学星形耦合器连接的多个作为用户终端装置的ONU。对于多数ONU，由于能够共享OLT与作为传输路径的光纤的大部分因此可以期待运营成本的经济化，具有无需对作为无源部件的光学星形耦合器供电而易于设置在室外、可靠性也高这样的优点，因此作为实现宽带网络的法宝近年来一直积极推广导入。
例如，在用IEEE802.3ah标准化的传输速度为1.25Gbit/s的GE-PON（Gigabit Ethernet（注册商标）-Passive Optical Network）中，从OLT向OUN的下行使用利用了光波长1.49μm波段的广播通信方式，各ONU仅提取在被分配的时隙发送给自身的数据。另一方面，从各ONU向OLT的上行利用光波长1.31μm波段，使用控制发送定时（timing）以避免各ONU的数据冲突的时分多路复用通信方式。
在如上所述的PON系统的上行方向的通信中，各ONU的光发送部按照发送定时发生上行的突发光数据信号，但为了高速地发生突发光数据信号，半导体激光二极管（LD）的差动驱动是有效的，例如在专利文献1中，提出了涉及LD的差动驱动的技术。
专利文献1：日本特开2008-41907号公报
发明内容
但是，在上述专利文献1所示的技术中，当使偏置电流突发性地流向LD时，由于连接在实现LD的差动驱动的正电源与LD的阳极之间的电感而过渡性地发生反电动势，因此偏置电流驱动电路的输出电位下降至负电源附近，由于该影响而发生该偏置电流驱动电路内的输出晶体管变为OFF的时间。由于该动作，从开始流过偏置电流到供给设定电流为止需要规定的时间，因此存在突发发光变慢而传输效率劣化的问题。
本发明是鉴于上述问题而作成的，其目的在于得到一种能够提高PON系统的传输效率的激光二极管驱动电路（以下称为“LD驱动电路”）。
为了解决上述的课题，并达到目的，本发明的特征在于，具备：激光二极管，将电流信号转换为光信号；偏置电流驱动电路，对所述激光二极管供给偏置电流；调制电流驱动电路，对所述激光二极管供给调制电流；第一电感，连接在所述激光二极管的阳极与正电源之间；第二电感，连接在所述激光二极管的阴极与所述偏置电流驱动电路的反相输出端子之间；第一电阻，一端连接在所述激光二极管的阳极与所述第一电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的反相输出端子；以及第二电阻，一端连接在所述激光二极管的阴极与所述第二电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的正相输出端子，在所述激光二极管的阳极与所述第一电感的连接点上连接有所述偏置电流驱动电路的正相输出端子。
根据本发明，由于在LD的阳极与第一电感的连接点上连接了偏置电流驱动电路的正相输出端子，因此实现能够提高PON系统的传输效率这样的效果。
附图说明
图1是表示一般的PON系统的结构的图；
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的LD驱动电路的结构的图；
图3是表示图2所示的调制电流差动驱动电路和偏置电流差动驱动电路的实施例的图；
图4是概念性地表示输入到LD的LD驱动电流的波形和来自LD的LD输出光的波形的图；
图5是表示调制信号与偏置信号与LD驱动电流与LD输出光的关系的图；
图6是表示以往的LD驱动电路的结构的图；
图7是表示图6所示的LD驱动电路的仿真结果的图；
图8是表示图6所示的LD驱动电路的LD输出光的稳定时间与传输效率的图；
图9是表示本发明的实施方式1所涉及的LD驱动电路的仿真结果的图；
图10是表示本发明的实施方式2所涉及的LD驱动电路的结构的图；
图11是表示图10所示的调制电流差动驱动电路和偏置电流差动驱动电路的实施例的图；
图12是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的一个结构例的图；
图13是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的其他结构例的图；
图14是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的仿真结果的图；
图15是表示本发明的实施方式4所涉及的LD驱动电路的一个结构例的图；
图16是表示本发明的实施方式4所涉及的LD驱动电路的其他结构例的图；
图17是表示本发明的实施方式1和3所示的调制电流差动驱动电路的其他结构例的图；
图18是表示本发明的实施方式2和4所示的调制电流差动驱动电路的其他结构例的图；
图19是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件构成为电感的情况下的例子的图；
图20是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件构成为电阻的情况下的例子的图；
图21是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件构成为电感与电阻的串联电路的情况下的例子的图。
符号说明
1：LD；2：第一电感；3：第二电感；4：第一电阻；5：第二电阻；6：第一MOS晶体管；7：第二MOS晶体管；8、11：电流源；9：第三MOS晶体管；10：第四MOS晶体管；12：第五电阻；13：第六电阻；14：tr/tf控制电路；15：第三电阻；16：第四电阻；17：阻抗元件；17a：电感；17b：电阻；17c：串联电路；20a、20b：调制电压信号输入端子；21a、24a：正相输出端子；21b、24b：反相输出端子；22：调制电流设定端子；23a、23b：差动电压信号输入端子；25：偏置电流设定端子；30、31、32：正电源；33：负电源；40：调制电流差动驱动电路（调制电流驱动电路）；41：偏置电流差动驱动电路（偏置电流驱动电路）；1-1～1-n：来自ONU的分组（packet）；N1：LD的阳极与第一电感的连接点；Vds1、Vds50：第三MOS晶体管9的漏极－源极间电压。
具体实施方式
下面，根据附图对本发明所涉及的LD驱动电路的实施方式进行详细说明。此外，并不通过该实施方式来限定本发明。
实施方式1.
图1是表示一般的PON系统的结构的图。PON系统包括作为站侧装置的一台OLT、以及经由光学星形耦合器连接的多个作为用户终端装置的ONU1～ONUn。在PON系统中，在作为从ONU1～ONUn对OLT的通信方向的上行系统中，由于接入方式被规定为时分多路复用方式，因此，从ONU1～ONUn对OLT间歇性地发送分组1-1～1-n。另外，来自ONU1～ONUn的分组1-1～1-n被发送的定时被调整为分组1-1～1-n在OLT内的光接收器（省略图示）不重叠。此外，由于从OLT到ONU1～ONUn的距离不同，所以如图1的上侧所示，OLT内的光接收器接收的各分组1-1～1-n的光强度不同。实施方式1所涉及的LD驱动电路适用于ONU1～ONUn，下面，对其结构和动作进行详细说明。
图2是表示本发明的实施方式1所涉及的LD驱动电路的结构的图，图3是表示图2所示的调制电流差动驱动电路（以下称为“调制电流驱动电路”）40和偏置电流差动驱动电路（以下称为“偏置电流驱动电路”）41的实施例的图。
在图2中，实施方式1所涉及的LD驱动电路，作为主要结构具有：LD1，将电流信号转换为光信号；偏置电流驱动电路41，供给突发性的偏置电流；调制电流驱动电路40，将调制电流重叠到偏置电流来供给到LD1；第一电感2，连接在LD1的阳极侧与正电源30之间；第二电感3，连接在LD1的阴极侧与偏置电流驱动电路41的反相输出端子24b之间；第一电阻4，一端连接在LD1的阳极与第一电感2的连接点N1（以下仅称为“连接点N1”），另一端连接在调制电流驱动电路40的反相输出端子21b；以及第二电阻5，一端连接在LD1的阴极与第二电感3的连接点，另一端连接在调制电流驱动电路40的正相输出端子21a。
进而，实施方式1所涉及的LD驱动电路具有偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a连接于连接点N1的结构。
在调制电流驱动电路40中设置有上述的正相输出端子21a和反相输出端子21b，并且设置有调制电压信号输入端子20a、20b和调制电流设定端子22。正相输出端子21a和反相输出端子21b作为调制电流驱动电路40的差动电流信号输出端子发挥功能。调制电压信号输入端子20a、20b中输入互补性的两个输入信号（突发信号）。
在偏置电流驱动电路41中设置有上述的正相输出端子24a和反相输出端子24b，并且设置有差动电压信号输入端子23a、23b和偏置电流设定端子25。差动电压信号输入端子23a、23b中输入互补性的两个输入信号。正相输出端子24a和反相输出端子24b作为偏置电流驱动电路41的差动电流信号输出端子发挥功能。
第一电阻4和第二电阻5作为阻尼电阻发挥作用，用于缓和LD1的阻抗与调制电流驱动电路40的输出阻抗的阻抗不匹配。第一电感2用于通过当从调制电流驱动电路40输出了调制电流时成为高阻抗而使正电源30高频地浮置来驱动LD1。第二电感3用于通过提高偏置电流驱动电路41的输出阻抗而抑制来自调制电流驱动电路40的调制电流流入到偏置电流驱动电路41。
在图3中，调制电流驱动电路40具有第一MOS晶体管6、第二MOS晶体管7、以及电流源8，其中该电流源8设置在第一MOS晶体管6的源极和第二MOS晶体管7的源极的连接点与负电源33之间，供给根据来自调制电流设定端子22的设定值而确定的电流。
第一MOS晶体管6和第二MOS晶体管7构成通过互补性的两个输入信号来被驱动的差动电路。第一MOS晶体管6的栅极与调制电压信号输入端子20a连接，第一MOS晶体管6的漏极与反相输出端子21b连接。第二MOS晶体管7的栅极与调制电压信号输入端子20b连接，第二MOS晶体管7的漏极与正相输出端子21a连接。如此，调制电流驱动电路40被构成为第一MOS晶体管6和第二MOS晶体管7的漏极成为调制电流驱动电路40的正相输出和反相输出。
偏置电流驱动电路41具有第三MOS晶体管9、第四MOS晶体管10、以及电流源11，其中该电流源11设置在第三MOS晶体管9的源极及第四MOS晶体管10的源极的连接点与负电源33之间，供给根据来自偏置电流设定端子25的设定值来确定的电流。
第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10构成通过互补性的两个输入信号来被驱动的差动电路。第三MOS晶体管9的栅极与差动电压信号输入端子23a连接，第三MOS晶体管9的漏极与反相输出端子24b连接。第四MOS晶体管10的栅极与差动电压信号输入端子23b连接，第四MOS晶体管10的漏极与正相输出端子24a连接。如此，偏置电流驱动电路41被构成为第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10的漏极成为偏置电流驱动电路41的正相输出和反相输出。图3所示的Vds50为设置在实施方式1所涉及的偏置电流驱动电路41的第三MOS晶体管9的漏极－源极间电压。
接着，对本发明的实施方式1所涉及的LD驱动电路的动作进行说明。
图4是概念性地表示输入到LD1的LD驱动电流的波形和来自LD1的LD输出光的波形的图，图5是表示调制信号与偏置信号与LD驱动电流与LD输出光的关系的图。
在图4中，横轴表示LD驱动电流（ILD），纵轴表示LD输出光功率（Po），曲线表示LD1的特性曲线。偏置电流表示从偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a或反相输出端子24b输出的电流，调制电流表示从调制电流驱动电路40的正相输出端子21a或反相输出端子21b输出的电流。LD驱动电流波形表示对调制电流重叠了偏置电流的电流的波形。
而且，由于对LD1供给偏置电流，并且供给由调制电流驱动电路40产生的与基带信号（突发信号）相应的调制电流，因此按照这两个电流，从LD1输出如图4所示的LD输出光。在LD1的发光中，需要不使调制电流变形那样的偏置电流。
图5所示的调制信号为输入到调制电流驱动电路40的调制电压信号输入端子20a或调制电压信号输入端子20b的信号，通过形成差动对的第一MOS晶体管6、第二MOS晶体管7被转换为图4所示的调制电流。图5所示的偏置信号为输入到偏置电流驱动电路41的差动电压信号输入端子23a或差动电压信号输入端子23b的信号，通过形成差动对的第三MOS晶体管9、第四MOS晶体管10被转换为图4所示的偏置电流。
由于在PON系统的ONU中需要突发性地发出光，因此通过图5所示的LD驱动电流（调制电流和偏置电流）被突发性地施加到LD1，从而从LD1发生如图5所示的LD输出光（突发光）。
在本实施方式所涉及的LD驱动电路中，如图3所示，通过将偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a与连接点N1连接，从而流过第一电感2的电流没有变化，因此抑制了第一电感2引起的反电动势。另外，通过将第一电感2和第二电感3的电感的值设为第一电感2＞＞第二电感3，从而第二电感3造成的反电动势减小。
接着，将实施方式1所涉及的LD驱动电路的效果与以往技术进行对比而说明。
图6是表示以往的LD驱动电路的结构的图，图7是表示图6所示的LD驱动电路的仿真结果的图，图8是表示图6所示的LD驱动电路的LD输出光的稳定时间与传输效率的图。
图6所示的LD驱动电路为上述专利文献1所示的电路。下面，对与实施方式1所涉及的LD驱动电路相同的部分标注相同符号来省略其说明，这里仅对不同部分进行描述。
图6所示的以往的LD驱动电路与实施方式1所涉及的LD驱动电路在以下点不同。即，不同点在于：具有一端连接在第一MOS晶体管6而另一端连接在正电源31的第五电阻12、以及一端连接在第二MOS晶体管7而另一端连接在正电源31的第六电阻13。进而，在图6所示的以往的LD驱动电路中，第四MOS晶体管10的漏极与正电源32连接。此外，图6所示的Vds1为设置在以往的偏置电流驱动电路41的第三MOS晶体管9的漏极－源极间电压。
在图7的上段，表示向图6所示的差动电压信号输入端子23a（正相输入端子）的输入电压（偏置信号）的波形。在图7的中段，表示从图6所示的反相输出端子24b输出的输出电流（偏置电流）的波形，在图7的下段，表示图6所示的Vds1的波形。
当图7的上段所示的输入电压输入到正相输入端子23a时，在反相输出端子24b中出现如图7的中段所示的输出电流。图7的中段所示的输出电流的波形的上升缓慢的原因是因为：如图7的下段所示，由于来自第一电感2的反电动势而Vds1的值较大地向Vds＝3.8V反转，在该Vds1反转的时间中，第三MOS晶体管9无法动作。Vds1反转的时间是指，由于该反电动势而成为OFF的第三MOS晶体管9变为ON为止的时间。
这里，如在图4、5中说明那样，由于向LD1的偏置电流被转换为光波形，因此直到LD1的输出光的波形稳定为止，如图7的中段所示的波形那样需要约110ns的时间。
在图8中，说明Vds1反转的时间与传输效率的关系。横轴表示LD1的On/Off时间，纵轴表示传输效率。Vds1反转的时间为110ns时的传输效率为96.7%。即，可知约3.3%成为浪费。因此，LD1的上升时间的缩短对传输效率的改善具有效果。
图9是表示本发明的实施方式1所涉及的LD驱动电路的仿真结果的图。在图9的上段，表示向图2、3所示的差动电压信号输入端子23a（正相输入端子）的输入电压的波形，在图9的中段，表示从图2、3所示的反相输出端子24b输出的输出电流的波形，在图9的下段，表示Vds50的波形。
可知根据实施方式1所涉及的LD驱动电路，图9的中段所示的输出电流的波形的收敛时间在8ns附近，与图7所示的上升时间相比为充分短的值。如在图4、5中说明那样，由于向LD1的偏置电流被转换为光波形，因此通过直到LD1的输出光的波形稳定为止的时间从约110ns缩短为8ns，从而能够提高传输效率。此外，图9的上段所示的波形的上升时间短于图7的上段所示的波形的上升时间，但即使在输入了这样的输入电压时，根据实施方式1所涉及的结构，也能够与现有技术相比缩短LD1的上升时间。
如以上说明所示，由于实施方式1所涉及的LD驱动电路具备：LD1、偏置电流驱动电路41、调制电流驱动电路40、连接在LD1的阳极侧与正电源30之间的第一电感2、连接在LD1的阴极侧与偏置电流驱动电路41的反相输出端子24b之间的第二电感3、一端连接在连接点N1而另一端连接在调制电流驱动电路40的反相输出端子21b的第一电阻4、以及一端连接在LD1的阴极与第二电感3的连接点而另一端连接在调制电流驱动电路40的正相输出端子21a的第二电阻5，并且将偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a连接到连接点N1，因此流过第一电感2的电流不会发生变化。因此，来自第一电感2的反电动势引起的Vds50的反转时间、即直到LD1的输出光的波形稳定为止的时间与以往相比被缩短，能够实现PON系统的高效率传输。
实施方式2.
图10是表示本发明的实施方式2所涉及的LD驱动电路的结构的图，图11是表示图10所示的调制电流驱动电路40和偏置电流差动驱动电路41的实施例的图。图10和图11所示的LD驱动电路除了实施方式1所涉及的LD驱动电路中的相同编号的相同功能的结构要素以外，还具有阻抗元件17，该阻抗元件17连接在偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a与连接点N1之间，该阻抗元件17为在从低频到高频的宽的频率范围内具有阻抗特性的元件。即，实施方式1所涉及的LD驱动电路具有偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a与连接点N1电连接的结构，但实施方式2所涉及的LD驱动电路被构成为能够改善高频特性。
更具体而言，阻抗元件17与第二电感3同样地，用于通过提高偏置电流驱动电路41的输出阻抗来抑制来自调制电流驱动电路40的调制电流流入到偏置电流驱动电路41。如此，通过设置第二电感3与阻抗元件17，与实施方式1所涉及的LD驱动电路相比，高频特性进一步得到改善。下面，对实施方式2所涉及的LD驱动电路的动作进行说明。输入到差动电压信号输入端子23a、23b的偏置信号作为偏置电流被取入到偏置电流驱动电路41，来自偏置电流驱动电路41的偏置电流经由第二电感3和阻抗元件17被供给到LD1。
如以上说明那样，由于实施方式2所涉及的LD驱动电路具备：LD1、偏置电流驱动电路41、调制电流驱动电路40、连接在LD1的阳极侧与正电源30之间的第一电感2、连接在LD1的阴极侧与偏置电流驱动电路41的反相输出端子24b之间的第二电感3、一端连接在连接点N1而另一端连接在调制电流驱动电路40的反相输出端子21b的第一电阻4、一端连接在LD1的阴极与第二电感3的连接点而另一端连接在调制电流驱动电路40的正相输出端子21a的第二电阻5、以及连接在连接点N1与偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a之间的阻抗元件17，因此除了实施方式1所涉及的LD驱动电路的效果以外，还能够进一步改善高频特性。
实施方式3.
图12是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的一个结构例的图，图13是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的其他结构例的图。近年来半导体工艺的微细化进展，晶体管的耐压逐年降低，但如上所述，当偏置电流驱动电路41的输出电位从正电源30下降至负电源33附近时，由于输出电位超过晶体管的耐压，因此存在难以确保晶体管耐压的可靠性的问题。实施方式3所涉及的LD驱动电路被构成为，除了实施方式1所涉及的效果以外，还能够解决这种问题。下面，对与实施方式1所涉及的LD驱动电路相同的部分标注相同符号来省略其说明，这里仅对不同部分进行描述。
首先，对图12所示的LD驱动电路进行说明。图12所示的LD驱动电路被构成为除了实施方式1所涉及的LD驱动电路中的相同编号的相同功能的结构要素以外，还具有控制偏置电流的tr/tf（上升下降）特性的tr/tf控制电路14。更具体而言，在图12所示的偏置电流驱动电路41中设置有tr/tf控制电路14，该tr/tf控制电路14介于偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a和反相输出端子24b、与第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10的漏极之间。
对图12所示的LD驱动电路的动作进行说明。输入到差动电压信号输入端子23a、23b的偏置信号作为偏置电流被取入到tr/tf控制电路14，偏置电流的tr/tf特性通过tr/tf控制电路14变为缓和。来自第三MOS晶体管9的偏置电流经由第二电感3被供给到LD1。如此，图12所示的LD驱动电路被构成为通过利用tr/tf控制电路14来使偏置电流的上升和下降平稳，从而使得第一电感2造成的反电动势的大小变小。
接着，对图13所示的LD驱动电路进行说明。图13所示的LD驱动电路被构成为除了实施方式1所涉及的LD驱动电路中的相同编号的相同功能的结构要素以外，还具有控制输入电压（偏置信号）的tr/tf特性的tr/tf控制电路14、以及用于扩大差动电路的线性动作区域的第三电阻15和第四电阻16。更具体而言，在图13所示的偏置电流驱动电路41中设置有tr/tf控制电路14，并且设置有串联电阻，其中，该tr/tf控制电路14介于偏置电流驱动电路41的差动电压信号输入端子23a、23b、与第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10的栅极之间，该串联电阻是将第三电阻15与第四电阻16串联连接而成的，该串联电阻的一端连接在第三MOS晶体管9的源极，该串联电阻的另一端连接在第四MOS晶体管10的源极。进而，在该串联电阻的连接点与负电源33之间设置有电流源11，该电流源11供给根据来自偏置电流设定端子25的设定值而确定的电流。
对图13所示的LD驱动电路的动作进行说明。输入到差动电压信号输入端子23a、23b的偏置信号被取入到tr/tf控制电路14，该偏置信号的tr/tf特性通过tr/tf控制电路14变得缓和而输入到第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10。进而，通过第三电阻15和第四电阻16来扩大差动电路的线性动作区域，第三MOS晶体管9和第四MOS晶体管10的输入输出特性成为平稳的特性。来自第三MOS晶体管9的偏置电流经由第二电感3被供给到LD1。如此，图13所示的LD驱动电路被构成为通过tr/tf控制电路14、第三电阻15以及第四电阻16，使偏置信号的上升和下降平稳，从而使得第一电感2造成的反电动势的大小变小。
图14是表示本发明的实施方式3所涉及的LD驱动电路的仿真结果的图。在图14的上段，表示向图12、11所示的差动电压信号输入端子23a（正相输入端子）的输入电压的波形，在图14的中段，表示从图12、11所示的反相输出端子24b输出的输出电流的波形，在图14的下段，表示图12、11所示的第三MOS晶体管9的Vds50的波形。
根据实施方式3所涉及的LD驱动电路，图14的中段所示的输出电流的波形的收敛时间与实施方式1所涉及的LD驱动电路同样地在8ns附近，且图14的下段所示的Vds50的值从3.8V改善为3.3V。近年来的半导体工艺的微细化的进展显著，但由于半导体工艺的微细化与耐压的下降具有折衷的关系，因此通过将Vds50的值降低至比3.8V低的值来能够提高与耐压相关的可靠性。如此，实施方式3不仅能够实现晶体管耐压的可靠性的确保容易的LD驱动电路，而且能够谋求晶体管的长寿命化。
实施方式4.
图15是表示本发明的实施方式4所涉及的LD驱动电路的一个结构例的图，图16是表示本发明的实施方式4所涉及的LD驱动电路的其他结构例的图。图10和图11所示的LD驱动电路除了实施方式3所涉及的LD驱动电路中的相同编号的相同功能的结构要素以外，还具有连接在偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a与连接点N1之间的阻抗元件17。即，实施方式3所涉及的LD驱动电路具有偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a与连接点N1电连接的结构，但实施方式4所涉及的LD驱动电路被构成为能够改善高频特性。
更具体而言，阻抗元件17与第二电感3同样地，用于通过提高偏置电流驱动电路41的输出阻抗来抑制来自调制电流驱动电路40的调制电流流入到偏置电流驱动电路41。如此，通过设置第二电感3和阻抗元件17，与实施方式3所涉及的LD驱动电路相比，高频特性进一步得到改善。下面，对实施方式4所涉及的LD驱动电路的动作进行说明。输入到差动电压信号输入端子23a、23b的偏置信号作为偏置电流被取入到偏置电流驱动电路41，来自偏置电流驱动电路41的偏置电流经由第二电感3和阻抗元件17被供给到LD1。
如以上说明所示，由于实施方式4所涉及的LD驱动电路具备：LD1、与实施方式3的偏置电流驱动电路41同等的偏置电流驱动电路41、调制电流驱动电路40、连接在LD1的阳极侧与正电源30之间的第一电感2、连接在LD1的阴极侧与偏置电流驱动电路41的反相输出端子24b之间的第二电感3、一端连接在连接点N1而另一端连接在调制电流驱动电路40的反相输出端子21b的第一电阻4、一端连接在LD1的阴极与第二电感3的连接点而另一端连接在调制电流驱动电路40的正相输出端子21a的第二电阻5、以及连接在连接点N1与偏置电流驱动电路41的正相输出端子24a之间的阻抗元件17，因此除了实施方式3所涉及的LD驱动电路的效果以外，高频特性进一步得到改善。
此外，实施方式1～4所示的LD驱动电路还可以如以下那样构成。下面，对与实施方式1～4所涉及的LD驱动电路相同的部分标注相同符号并省略其说明，这里仅对不同部分进行描述。
图17是表示本发明的实施方式1和3所示的调制电流驱动电路40的其他结构例的图，图18是表示本发明的实施方式2和4所示的调制电流驱动电路40的其他结构例的图。图17、18所示的调制电流驱动电路40构成为具有：第一MOS晶体管6、第二MOS晶体管7、电流源8、一端连接在第一MOS晶体管6而另一端连接在正电源30的第五电阻12、以及一端连接在第二MOS晶体管7而另一端连接在正电源30的第六电阻13。第五电阻12和第六电阻13作为偏置电阻发挥功能。
如此，即使在第一MOS晶体管6和第二MOS晶体管7的漏极与电源30之间分别设置有第五电阻12和第六电阻13，实施方式1～4所涉及的LD驱动电路的动作和效果也相同。
另外，对图17、18所示的调制电流驱动电路40提供有和与第一电感2的另一端连接的正电源30相同的电源。设为调制电流驱动电路40的正电源30与第一电感2的正电源30通过低阻抗连接。如此，通过使提供给调制电流驱动电路40的正电源30与连接于第一电感2的正电源30共通化，从而能够改善高频特性。
此外，可适用于实施方式1～4所涉及的LD驱动电路的晶体管并不限定于MOS晶体管，还可以使用双极晶体管。在这种情况下，实施方式1～4中说明的源极被替换为发射极，以下同样地，栅极被替换为基极，漏极被替换为集电极。
图19是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件17构成为电感17a的情况下的例子的图，图20是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件17构成为电阻17b的情况下的例子的图，图21是表示将实施方式2、4所示的阻抗元件17构成为电感与电阻的串联电路17c的情况下的例子的图。电感17a、电阻17b、串联电路17c均在从低频到高频的宽的频率范围内具有阻抗特性。因此，通过由电感17a、电阻17b、串联电路17c中的任意一个来构成电感元件17，从而能够提高偏置电流驱动电路41的输出阻抗。其结果，抑制了来自调制电流驱动电路40的调制电流流入到偏置电流驱动电路41，高频特性进一步得到改善。
此外，实施方式1～4所示的LD驱动电路表示本发明的内容的一例，当然还能够进一步与其他公知的技术组合，在不脱离本发明的宗旨的范围内，还能够省略一部分等、变更地构成。
产业上的可利用性
如以上所示，本发明可适用于PON系统的ONU，特别是作为能够提高PON系统的传输效率的发明是有用的。

Claims (7)

1.一种激光二极管驱动电路，其特征在于，具备：
激光二极管，将电流信号转换为光信号；
偏置电流驱动电路，对所述激光二极管供给偏置电流；
调制电流驱动电路，对所述激光二极管供给调制电流；
第一电感，连接在所述激光二极管的阳极与正电源之间；
第二电感，连接在所述激光二极管的阴极与所述偏置电流驱动电路的反相输出端子之间；
第一电阻，一端连接在所述激光二极管的阳极与所述第一电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的反相输出端子；以及
第二电阻，一端连接在所述激光二极管的阴极与所述第二电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的正相输出端子，
在所述激光二极管的阳极与所述第一电感的连接点上连接有所述偏置电流驱动电路的正相输出端子。
2.一种激光二极管驱动电路，其特征在于，具备：
激光二极管，将电流信号转换为光信号；
偏置电流驱动电路，对所述激光二极管供给偏置电流；
调制电流驱动电路，对所述激光二极管供给调制电流；
第一电感，连接在所述激光二极管的阳极与正电源之间；
第二电感，连接在所述激光二极管的阴极与所述偏置电流驱动电路的反相输出端子之间；
第一电阻，一端连接在所述激光二极管的阳极与所述第一电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的反相输出端子；
第二电阻，一端连接在所述激光二极管的阴极与所述第二电感的连接点，另一端连接在所述调制电流驱动电路的正相输出端子；以及
阻抗元件，连接在所述激光二极管的阳极和所述第一电感的连接点、与所述偏置电流驱动电路的正相输出端子之间。
3.根据权利要求1或2所述的激光二极管驱动电路，其特征在于，
所述调制电流驱动电路具备：
第一晶体管和第二晶体管，采取通过互补性的两个输入信号来被驱动的差动电路结构；以及
电流源，设置在所述第一晶体管的源极或发射极和所述第二晶体管的源极或发射极的连接点、与负电源之间，供给根据规定的设定值来确定的电流，
所述偏置电流驱动电路具备：
第三晶体管和第四晶体管，采取通过互补性的两个输入信号来被驱动的差动电路结构；以及
电流源，设置在所述第三晶体管的源极或发射极和所述第四晶体管的源极或发射极的连接点、与负电源之间，供给根据规定的设定值来确定的电流，
所述第一晶体管和所述第二晶体管的漏极或集电极被构成为成为所述调制电流驱动电路的正相输出和反相输出，
所述第三晶体管和所述第四晶体管的漏极或集电极被构成为成为所述偏置电流驱动电路的正相输出和反相输出。
4.根据权利要求3所述的激光二极管驱动电路，其特征在于，
所述偏置电流驱动电路具备控制电路，该控制电路介于所述偏置电流驱动电路的正相输出端子和反相输出端子、与所述第三晶体管和所述第四晶体管的漏极或集电极之间，控制所述偏置电流的上升和下降时间。
5.根据权利要求3所述的激光二极管驱动电路，其特征在于，
所述偏置电流驱动电路具备：
控制电路，介于所述偏置电流驱动电路的输入信号端子、与所述第三晶体管和所述第四晶体管的栅极或基极之间，控制所述输入信号的上升和下降时间；以及
串联电阻，第三电阻与第四电阻串联连接而成，该串联电阻的一端连接在所述第三晶体管的源极或发射极，该串联电阻的另一端连接在所述第四晶体管的源极或发射极，
所述电流源设置在所述第三电阻和所述第四电阻的连接点、与所述负电源之间。
6.根据权利要求3所述的激光二极管驱动电路，其特征在于，
所述调制电流驱动电路具备：
第五电阻，一端连接在所述第一晶体管，另一端连接在正电源；以及
第六电阻，一端连接在所述第二晶体管，另一端连接在所述正电源。
7.根据权利要求6所述的激光二极管驱动电路，其特征在于，
所述正电源是从连接于所述第一电感的正电源提供的。
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