CN103326684B - 可调节的阻抗匹配网络 - Google Patents

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Abstract

一种可调节的阻抗匹配网络，其包括第一端子、第二端子、参考电位端子、以及具有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器。半导体开关元件配置为桥接该第一电感器路径或该第二电感器路径的子段，从而调节该第一电感器路径或该第二电感器路径的电感。根据替代实施例，该阻抗匹配网络包括选择器开关，以选择性地将多个电感器节点之一与该第一端子和该第二端子中的至少一个连接。进一步的实施例涉及用于可调节的阻抗匹配的集成电路，具有由第一和第二电感器路径形成的传输线变压器，该第一和第二电感器路径实施为位于该集成电路基板或基板内的导电路径。

Description

可调节的阻抗匹配网络
技术领域
本发明的实施例涉及一种可以被提供在电功率源和电功率消耗装置之间的阻抗匹配网络。本发明的实施例涉及用于阻抗匹配的集成电路。本发明的实施例涉及用于调节阻抗匹配网络的方法。
背景技术
在电气或电子系统中，经常期望设计电负载的输入阻抗（或电源的输出阻抗），以最大化功率传递和/或最小化从负载的反射。最大化功率传递典型地在负载阻抗等于源阻抗的复共轭时达到。相反，最小化反射能够典型地在负载阻抗等于源阻抗时达到。
当前的射频（RF）或高频（HF）前端系统在发射器端仍然典型地包含用于放大信号至所需电平的功率放大器（PA）、滤波器（典型地谐波滤波器）、功率检测器、以及在发射频段、接收频段之间和在发射器操作和接收器操作之间执行切换的天线开关。之后典型地将信号经由天线阻抗匹配网络转发至天线。
该天线阻抗匹配设计为，对所有使用场合、频率和工作模式平均，以及对它们各自的概率平均，达到最优。可以容易看出，因为移动通信频率的频谱不断变宽，且天线自身对于所有可能出现的频率和环境条件提供非常不同的匹配，最优仅非常少地达到。
发明内容
本发明的实施例提供一种可调节的阻抗匹配网络，包含第一端子、第二端子、参考电位端子、传输线变压器、以及半导体开关元件。传输线变压器具有第一电感器路径和第二电感器路径。半导体开关元件配置为桥接第一电感器路径或第二电感器路径的子段，从而调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。
本发明进一步的实施例提供可调节的阻抗匹配网络，包含第一端子、第二端子、参考电位端子、传输线变压器、以及选择器开关。传输线变压器包含第一电感器路径和第二电感器路径。选择器开关配置为选择性地将第一电感器路径和第二电感器路径的多个电感器节点中的一个与第一端子和第二端子中的至少一个连接。
此外，本发明的实施例提供用于可调节的阻抗匹配的集成电路。集成电路包含基板、第一连接垫、第二连接垫、第一电感器路径、第二电感器路径、以及开关元件。第一电感器路径由位于基板或在基板中的导电路径形成，且在第一垫和第二垫之间能够导电耦合。第二电感器路径由位于基板或在基板内的导电路径形成，其中第一电感器路径和第二电感器路径相互电感耦合，以形成传输线变压器。开关元件配置为用于桥接第一电感器路径或第二电感器路径的子段，从而调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。
本发明进一步的实施例提供用于调节可调节的阻抗匹配网络的方法。该方法包含，控制半导体开关元件从而桥接（或激活或去活）传输线变压器的第一电感器路径或第二电感器路径的子段，从而调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。
附图说明
此处参考附图描述了本发明的实施例。
图1示出根据现有技术状态的RF或HF前端系统的示意性框图；
图2示出史密斯图，图示出用于某些移动通信标准需求的失配测试的多个测试例；
图3示出根据现有技术状态的RF或HF前端系统的示意性框图，包含用于天线匹配的可调谐Pi网络；
图4图示出多个基本LC网络和它们在史密斯图平面中对应的“禁区”；
图5示出可调谐Pi网络、图示出Pi网络的前向传输对频率的曲线图、以及图示出输入和输出反射系数作为频率函数的史密斯图；
图6示出根据现有技术状态的多级匹配网络的电路示意图；
图7示出连接至电压源、源阻抗、以及负载阻抗的Ruthroff变压器；
图8A和图8B示出包含Ruthroff变压器的Pi网络、图示出Pi网络的前向传输对频率的曲线图、以及图示出Pi网络的输入和输出反射系数作为频率函数的史密斯图；
图9图示出在包含Ruthroff变压器的Pi网络内的主要静电（过流）放电路径；
图10示出在第二配置中的Ruthroff变压器的电路示意图；
图11示出根据此处公开的教导的至少一些实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图12示出根据此处公开的教导的至少一些实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图13示出根据此处公开的教导的又至少一些实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图14示出根据此处公开的教导的至少一些更多实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图15示出根据此处公开的教导的又至少一些实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图16图示出根据此处公开的教导的至少一些更多实施例的Ruthroff变压器和自动变压器的组合，以得到包含传输线变压器的可调节的阻抗匹配网络；
图17A示出具有四个绕组的根据此处公开的教导的至少又一些实施例的可调节阻抗匹配网络的电路示意图；
图17B至17G示出在不同工作状态中的图17A的可调节阻抗匹配网络；
图18图示出传输线变压器作为平面变压器的可能实施方式；
图19示出多个开关元件的堆叠布置的电路示意图；
图20示出电容器组和连接至其上的选择器开关的电路示意图；
图21示出图示出根据公开的教导的可调节阻抗匹配网络处于不匹配配置（50欧姆）的输入反射系数和前向传输的频率依赖性的曲线图以及史密斯图；
图22示出图示出根据公开的教导的可调节阻抗匹配网络处于阻抗匹配至15欧姆的配置的输入反射系数和前向传输的频率依赖行为的曲线图以及史密斯图；
图23示出图示出根据公开的教导的可调节阻抗匹配网络处于阻抗匹配至110欧姆的配置的输入反射系数和前向传输的频率依赖行为的曲线图以及史密斯图；
图24示出用于根据此处公开的教导的至少一些实施例的可调节阻抗匹配网络的方法的示意性流程图；以及
图25图示出根据此处公开的教导的至少一些实施例的集成电路的示意性顶视图。
相同或等同的元件或带有相同或等同功能的元件在下面的描述中由相同或相似的参考数字指示。
具体实施方式
在下面的描述中，阐述了多个细节以提供对本发明实施例的更彻底的解释。然而，为本领域技术人员所显而易见的是，本发明的实施例可以不带有这些特定的细节而实施。在其它情况下，为了避免使本发明的实施例模糊，众所周知的结构和设备以框图形式而非以细节示出。此外，除非明确指明，否则，以下描述的不同实施例的特征可以相互组合。
图1示出简化的射频（RF）或高频（HF）前端系统的示意性框图，该前端系统可以使用在，例如，移动通信网络的基站或移动站中，比如蜂窝电话或收发器基站。前端系统包含收发器2、功率放大器（PA）3、谐波滤波器4、天线开关5、天线匹配网络6、以及天线7。当运行在发射器工作模式中时，收发器2在它的输出TX提供发射信号至功率放大器3。由功率放大器3提供的放大的发射信号馈送至谐波滤波器4，该谐波滤波器减少放大发射信号在意图的发射频率范围之外的频率成分。谐波滤波器4的输出连接至天线开关5的多个输入中的一个。在图1的示例中，天线开关5当前配置为将输入连接至天线开关输出。天线开关5的其它输入可以连接至具有与谐波滤波器4不同的频率响应的另外的谐波滤波器（未在图1中示出）的相应输出，从而图1图示出的HF前端系统可以配置为支持若干发射频率和/或若干移动通信标准。当HF前端系统工作在接收器模式时，天线开关5进一步配置为通过连接8将天线匹配网络6与收发器2的RX输入（即，接收器输入）连接。
天线开关输出连接至天线匹配网络6的输入。天线匹配网络6在图示的示例中实施为基本LC网络，其包含串联电感和并联连接至天线匹配网络6的输出的电容。天线匹配网络6的输出连接至天线7。
因为HF前端系统能够借助天线开关5配置为支持若干频率、移动通信标准、和/或涉及无线电信号发射或接收的其它参数，为了提供加权的最优，选择天线匹配网络6必须考虑各种可能的使用场合、频率和工作模式，以及它们各自的概率。这个任务变得越来越难，因为移动通信频率的频谱变得越来越宽，且对于不同的环境条件，天线自身也需要不同的阻抗匹配设置。此外，必须考虑由于天线不同环境导致的天线失配问题。例如，当例如移动电话用户的手指接触天线时，天线的阻抗可能变化非常剧烈，这能够在过去卖的一些移动电话型号中观察到。此外，因为失配经过天线开关5传递，失配在功率放大器3导致额外的非线性，且导致谐波滤波器4的滤波行为的改变。结果，整体系统在若干点被失配负面地影响。因为移动通信系统过去通常仅指定用于50欧姆测量系统，这些问题仅在近来被更确切地考虑。
随着时间的过去，关于总辐射功率（TRP）存在额外需求，其必须由具体的网络提供商的移动通信设备完成。这意味着对于宽范围的失配，系统必须达到要求的辐射功率。
图2示出HF或RF前端系统为了被许可在某些移动通信网络中工作必须通过的史密斯图表示中的多个测试例。特别地，图2示出在给定VSWR（电压驻波比）的圆内的可能阻抗，此处VSWR=10。因此，VSWR=10之下的每个失配可能是有效点，且因为这个可以无限多，为了在图2中图示的目的，点的数量限制为121（11个线，每个线具有11个点）。
可以预期，简单的布置在未来可能不足以面对当前和未来的需求。为此，可切换的匹配网络当前用于一些第一设备中，其中根据正在使用的频率执行匹配的修改。
图3图示出包含可调节天线匹配网络9的HF前端系统的示意性框图。可调节的天线匹配网络9，在图3中图示的示例中，配置为Pi网络，其具有分别并联连接至输入和输出的可调谐电容。
关于阻抗匹配网络，必须考虑对给定阻抗匹配网络拓扑并非每个阻抗都可以实现，即，存在所谓的“禁区”。图4图示出一些基本LC网络和在每个基本LC网络下方对应的示意性史密斯图，其中阴影区域代表禁区。负载阻抗ZL连接至各种不同的LC基本网络。
为了覆盖宽范围的可能阻抗，可调节的阻抗匹配网络典型地具有Pi拓扑（Π拓扑）或T拓扑。Pi拓扑具有串联电感、并联输入电容、以及并联输出电容，形成衰减谐波产生的低通滤波器。此外，可变电容是可利用的（旋转电容器、BSR电容量（即，(Ba,Sr)RuO3）电容量）……)，反之可变电感典型地需要可变抽头。图5示意性图示出可调节的阻抗匹配网络的Pi拓扑、前向传输对频率的曲线图、以及输入反射系数S(1,1)和输出反射系数S(2,2)作为频率函数的史密斯图。
Pi结构的问题是典型地仅电容是变化的，而电感是不变的且电感需要具有高品质因数或质量因数。在不是必须执行匹配的场合，即50欧姆匹配至50欧姆，电路作为纯移相器运行。如当检查图5中图示出的电路能看到的，在这个情形中发生损耗，即，需要桥接电感。此外，在图5中图示的拓扑形成一阶的窄带系统，即，仅在非常小的频率范围内达到好的匹配，或，替代地，在较宽的频率范围内通过接受差品质因数/质量因数达到好的匹配，这导致更高的损耗。为了这个原因，需求尽可能少组件的宽带解决方案是合意的。这基本意味着选择多级匹配结构，如图6中示出的，其显然导致若干匹配元件，或使用变压器。特别地，对于实平面中的阻抗变换，在文献中可以得知所谓的Guanella或Ruthroff变压器。尽管这些变压器历史上实施为带有双线绕组的宏观变压器，它们也可以实现为在印刷电路板上或印刷电路板内、在硅基板上或在硅基板内、或在层压结构上或层压结构内的平面变压器。
作为一个示例，图7示出用作1:4阻抗变压器的Ruthroff变压器的电路示意图，该变压器假定具有两个相同的电感。这些变压器的基本思想是以加法的方式组合信号部分。在图7中图示出的情形中，输出电压是串联电感上的电压V2和接地路径上的电压V1之和。同时，电流由两个电感分担，使得，由于电压加倍以及电流减半，从而获得1:4的阻抗变换（RL对电压源Vg呈现更高欧姆）。
与例如使用（经典的）Pi结构的解决方案相比，使用变压器的解决方案典型地具有以下特点。为了比较，需要相同程度的匹配，也就是说12.5欧姆至50欧姆的匹配。目标频率是900MHz。Pi结构在图5中图示。Pi结构的串联电感为4nH，带有2欧姆的串联电阻。左边的曲线图示出插入损耗S(2,1)，右边的史密斯图以完整的一划线图示出输入反射系数S(1,1)，以及以虚线图示出输出反射系数S(2,2)。
图8示出4:1Ruthroff变压器结构、前向传输系数作为频率函数的曲线图、以及输入反射系数S(1,1)和输出反射系数S(2,2)的史密斯图。节点3和4之间的串联电感为LS=4nH，且具有2欧姆的串联电阻。接地的路径中的电感基本相等，即，LP=4nH，具有2欧姆的串联电阻。并联输入电容为CS1=3.4pF，以及并联输出电容为CS2=2pF。串联电感之间以及接地路径电感的磁耦合因数为k=0.8。再一次，执行小信号仿真（S参数）且该仿真示出了在图8的曲线图中图示出的行为。如在示出前向传输因数作为频率的函数的图8的左边曲线图中能够看出的，使用具有相同品质因数/质量因数的串联电感能够实现较小的插入损耗。特别地，在图5中示出的Pi结构产生大约0.66dB的插入损耗，而使用在图8中图示出的Ruthroff变压器的阻抗匹配网络具有仅0.49dB的插入损耗。这是0.15dB的差，即使包含了具有相同品质因数/质量因数的额外第二电感。
在图5中示出的Pi结构的输入反射系数S(1,1)以及S(2,1)曲线，与在图8中示出的Ruthroff变压器结构的相同曲线的比较进一步揭示了该变压器方案还提供了改进的带宽行为，特别是更宽的带宽。尽管Pi网络在3GHz已经具有18dB的衰减（见图5中的前向传输因数曲线图），使用如图8中图示出的实施变压器的阻抗匹配网络能够获得仅2dB的衰减。这对于生产公差是特别有益的，因为窄带系统可能导致产量问题。
如在图9中图示的，在图8中示出的变压器结构进一步提供了额外的静电放电（ESD）保护。Pi结构的相当大的电容不得不主要靠它们自身经受ESD脉冲（使用硅基集成电路，这典型地是不可能的，或者至少难以实施），而变压器实施的结构内的电容由电感LP保护。放电电流路径在图9中以粗线指示。对自适应匹配有益的变压器实施的阻抗匹配网络的另一个特征，下面将更详细地描述：本质上，电压由两个电感分担。
通过为串联电感LS和接地路径电感LP选择不同的电感，可以实施不同于1:4的变换因数。此外，为了转换1:4变压器为4:1变压器，将一个电感反向是可能的。在图10中示出的电路示意图中，接地路径电感LP相比于图7中示出的Ruthroff变压器的配置是反向的，因为接地路径电感LP的节点1现在连接至串联电感LS的节点4，而接地路径电感LP的节点2连接至接地电位。在图7和在图10中，串联电感LS的连接是相同的。
为了得到可调节阻抗变换，现在能够切换串联电感LS或接地路径电感LP。无源组件，比如电感性或电容性组件，如图11中图示的，可以随后使用可变电容C1和C2以原始的方法调节。特别地，图11示出根据此处公开的教导的至少一个实施例的可调节阻抗匹配网络100的电路示意图。
在图11中示出的可调节的阻抗匹配网络100包含第一端子101、第二端子102、以及参考电位端子103。在图11示出的实施例中，参考电位对应于电路100的接地电位。电路100可以在多个位置经由多个参考电位端子103连接至参考电位。将要匹配至另一个电路的输入阻抗或输出阻抗（例如，如图3中图示的功率放大器3的输出阻抗）的阻抗ZL或RL（例如，见图4、7、8或10）可以连接至第一端子101或第二端子102。其它电路随后分别连接至第二端子102或第一端子101。
可调节阻抗匹配网络100进一步包含传输线变压器120。传输线变压器120包含磁耦合（耦合系数k）的串联电感（第一电感器路径）121以及接地路径电感（第二电感器路径）122。第一和第二电感器路径121、122在图11中由虚框指示。串联电感121形成传输线变压器120的第一电感器路径（或者它的一部分）。接地路径电感122形成传输线变压器120的第二电感器路径（或者它的一部分）。传输线变压器120在图11中示出的实施例中连接为Ruthroff变压器。在可替代的实施例中，传输线变压器可以连接为Guanella变压器。第一电感器路径121在它的一端连接至第一端子101，在它的另外一端连接至第二端子102。如在下面将更详细描述的，接地路径电感或第二电感器路径122在第一输入端子101和参考电位端子103之间能够导电耦合。在可替代的实施例中，第一电感器路径121也能够以可重配置的方式在第一端子101和第二端子102之间导电耦合。特别地，第一电感器路径121可以以相反的极性连接。注意，由于第一和第二电感器路径101、102的磁耦合，必须考虑第一电感器路径101和第二电感器路径102的极性。这意味着当第一和第二电感器路径101、102之一以相反的极性连接时，传输线变压器120展示不同的行为。
串联电感121包含多个子段121a、121b、…、121k。多个子段121a…121k中的每个子段在多个电感器节点21a、21b、…21k、21k+1的两个电感器节点之间延伸。第二电感器路径122也包含多个子段122a、122b、…122j。多个子段122a…122j中的每个子段在多个电感器节点22a、22b、…22j、22j+1的两个电感器节点之间延伸。第一电感器路径121的子段数量可以与第二电感器路径122的子段数量相等，即，j=k。然而根据一些实施例，第一和第二电感器路径121、122可以具有不同数量的子段，即，j≠k。
可调节阻抗匹配网络100还包含多个开关元件131a、131b、…131k。开关元件131a…131k串联连接。每个开关元件131a…131k可以是半导体开关元件。每个开关元件131a…131k并联连接至第一电感器路径121的子段121a…121k之一。当在导通状态下借助合适的控制信号控制开关元件时，多个开关元件131a…131k的每一个可以桥接第一电感器路径121的对应子段121a…121k。也能够通过控制若干将要导通的开关元件131a…131k桥接第一电感器路径121的若干子段。特别地，当所有的开关元件131a…131k（暂时地）导通，从而第一端子101和第二端子102通过半导体开关元件131a…131k连接时，可以桥接整个第一电感器路径121。
以相似的方式，为了响应于施加给开关元件132a…132j的相应控制信号，选择性地桥接第二电感器路径122的一个或更多的子段122a…122j，提供第二多个开关元件132a、132b、…132j。每个开关元件132a…132j可以是半导体开关元件。每个开关元件132a…132j并联连接至第二电感器路径122的子段122a…122j之一。当借助合适的控制信号来控制开关元件处于导通状态时，多个开关元件132a…132j的每一个可以桥接第二电感器路径122的相应子段122a…122j。
第一多个开关元件和/或第二多个开关元件可以形成选择器开关，该选择器开关配置为选择性地连接第一电感器路径121或第二电感器路径122的多个电感器节点21a、…21k+1，22a、…22j+1之一至第一端子101、第二端子102、或第一和第二端子101、102两者。
在图11中示出的可调节阻抗匹配网络100进一步包含重配置单元150，该重配置单元可以用于以至少两种不同的配置配置可调节阻抗匹配网络100。在第一可能的配置中，第二电感器路径122的第一端（与图11中示出的实施例中的电感器节点22j+1一致）连接至第一端子101，第二电感器路径122的第二端（与电感器节点22a一致）连接至参考电位端子103。在第二可能配置中，第二电感器路径122的第一端（即，电感器节点22j+1）连接至参考电位端子103，第二电感器路径122的第二端（即，电感器节点22a）连接至第一端子101。因此，在第一配置中，传输线变压器120连接为根据图7的Ruthroff变压器。在第二配置中，传输线变压器120连接为根据图10的Ruthroff变压器。如结合图10解释的，通过从第一配置改变为第二配置，阻抗变换比可以改变，例如，从1:4阻抗变换比改变至4:1阻抗变换比。
重配置单元150包含第一转换开关152和第二转换开关151。第一转换开关152在它的公共端子连接至第一电感器节点22j+1，在它的另外两个端子之一连接至参考电位端子103，以及在剩余的端子连接至第一端子101。第二切换开关151连接至第二电感器路径122的第二端（电感器节点22a），在其另外端子之一处连接至参考电位端子103，并在剩余端子处连接至第一端子101。
重配置单元150还可以认作或用作配置为反转第一电感器路径121或第二电感器路径122的极性的极反转元件。当用作第一电感器路径121的极反转元件时，两个转换开关151、152的公共端子将连接至第一电感器路径121的第一电感器节点21a和第二电感器节点21k+1。两个转换开关151、152的其它端子将随后连接至第一端子101和第二端子102。
图11的可调节阻抗匹配网络100还包含第一端子阻抗C1和第二端子阻抗C2。第一端子阻抗C1和第二端子阻抗C2实质上是电容性的。第一端子阻抗C1包含一组并联、可单独切换的电容器以及多个另外的（半导体）开关元件171。因此，第一端子阻抗C1是可变的。第一端子阻抗C1与可调节阻抗匹配网络100的其余部分并联地连接在第一端子101和参考电位端子103之间。第二端子阻抗C2与第一端子阻抗C1类似。特别地，第二端子阻抗C2借助多个另外的（半导体）开关元件172可变。
可调节阻抗匹配网络100形成具有作为并联阻抗的第一端子阻抗C1和第二端子阻抗C2的Pi网络。Ruthroff变压器120的第一电感器路径121形成Pi网络的串联元件或串联阻抗。
传输线变压器120可以是经典的变压器、双线变压器或平面变压器。在平面变压器的情形中，其可以实施为印刷电路板集成变压器、半导体变压器、重分配层技术（EWLB-嵌入式晶片级球栅阵列）或它们的组合。
注意,根据此处公开所教导的可调节阻抗匹配网络，在基本配置中，可以仅包含下列元件：第一端子101、第二端子102、参考电位端子103、传输线变压器120、以及一个半导体开关元件（例如，开关元件131a）。
图12以示意图的方式示出根据此处公开的教导的可调节阻抗匹配网络200的进一步实施例的电路示意图。图11的可调节阻抗匹配网络100与图12的可调节阻抗匹配网络200之间的不同在于，用于调节第一电感器路径121或第二电感器路径122的电感的开关元件以不同的方式连接。图12的可调节阻抗匹配网络200包含用于第一电感器路径121的多个（半导体）开关元件231a、231b、…231k。此外，可调节阻抗匹配网络200包含用于第二电感器路径122的多个（半导体）开关元件232a、232b、…232j。开关元件231a并联连接至第一电感器路径121的第一子段121a。开关元件231b并联连接至第一电感器路径121的第一和第二子段121a、121b的串联连接。开关元件231k并联连接至整个第一电感器路径121，即，所有子段121a…121k的串联连接。关于第二电感器路径122，开关元件122a…122j相对于第二电感器路径122的子段122a…122j以类似的方式连接。
在图12的可调节阻抗匹配网络200中，至多一个导通开关元件231a…231k连接第一端子101与第二端子102。因此，能够获得相对低的电压降，其对于阻抗匹配网络200的插入损耗是有益的。另一方面，尤其是分别并联连接至整个第一电感器路径121或整个第二电感器路径122的开关元件231k和232j，当正处于非导通状态时，必须经受相对高的电压（关于开关元件的额定电压的主题，还见图19以及相应的描述）。
图13示出可调节阻抗匹配网络300的实施例，其中第一和第二端子阻抗C1、C2包含电容器的串联连接，取代图11和12的并联连接。串联连接的各个电容器能够借助另外的（半导体）开关元件371（对于第一端子阻抗）或372（对于第二端子阻抗）桥接。除了第一和第二端子阻抗配置不同之外，可调节阻抗匹配网络300与图12中图示的可调节阻抗匹配网络200相同。
公开所教导的基本思想是不使用已知的T网络或Pi网络，而是替代使用变压器，且以它的绕组的至少一个子段实施它的变换比。因此，能够获得许多好处：
当使用等效组件时的更低损耗/插入损耗；
更大带宽以及因此对生产公差的较少敏感性；
可用于若干频段；变压器能够处理900MHz频段和1.8GHz频段，而根据图5的Pi结构将需要两个不同的感应率（其可以使用开关获得，但这将需要额外的开关且因此导致额外的损耗）；
经由第二电感器路径总是提供接地连接，从而针对静电放电（ESD）更好地保护电容（如果存在）；
因为开关元件（例如，开关晶体管）仅见到电压摆动的小部分，可以使用具有较低击穿电压的设备：可以使用具有较小导通电阻Ron和/或断开电容Coff的设备。
图14示出与图12的可调节阻抗匹配网络200类似的可调节阻抗匹配网络400。在可调节阻抗匹配网络400中，开关元件实施为NMOS（n沟道金属氧化物半导体）晶体管431a、431b、…431k以及432a、432b、…432j。NMOS晶体管可以是CMOS电路的一部分，且可以通过CMOS工艺生产。在图14中示出的实施例中，用于改变第一端子阻抗的开关元件以及用于改变第二端子阻抗的开关元件也实施为NMOS晶体管471、472。此外，重配置单元150包含NMOS晶体管451、452、453、和454。晶体管451和453提供在图11至13中描述的转换开关151的功能。晶体管452和454提供在图11至13中描述的转换开关152的功能。晶体管451和452连接至第二电感器122的电感器节点22a，以及，在它们各自的相对侧，分别连接至参考电位和第二端子102。晶体管453和454连接至第二电感器122的电感器节点22j+1，以及，在它们各自的相对侧，分别连接至参考电位和第一端子101。
关于图11至14中示出的实施例，可以作一些观察。然而，因为将在下面解释，可以绕过这些。
在图11至14中示出的实施例中，第二电感器路径122（LP）对于大阻抗需要具有大感应率。例如，当对于“低”频率不能容忍额外损耗时，这是必需的。作为经验法则，对于大约800MHz的频率，第二电感器路径122的感应率不应小于18nH。
另一个能够作出的观察是，在低阻抗，感应率和开关晶体管的（电阻的）串联部分愈加起作用。这意味着将第一电感器路径121（LS）尺寸设置得比第二电感器路径122（LP）大一点是有益的。此外，开关晶体管不应当选择“窄的”（即，在MOS晶体管情形的（沟道）宽度或在双极晶体管情形的有效发射极区域。
图15和16中示出适合实施的两个另外的变形。
图15示意性地示出根据此处公开的教导的进一步实施例的可调节阻抗匹配网络500的电路示意图。传输线变压器包含第一电感器路径121（LS）、第二电感器路径122（LP1）、以及第三电感器路径123（LP2）。第三电感器路径123与第一电感器路径121磁耦合（耦合因数k）。第三电感器路径123包含多个子段123a、123b、…123i。
换句话说，使用具有至少三个绕组的结构。第一电感器路径121（LS）包含单个绕组，而传输线变压器120的其余部分使用至少两个绕组122、123实施。通过并联或串联连接该至少两个绕组122、123，能够获得上面提到的需求的18nH电感，以及相反的，对于低频的高变换比。特别地，第二电感器路径122和第三电感器路径123对于高阻抗可以串联连接，而对于低阻抗并联连接。
第一电感器路径121能够借助多个开关元件531a、531b、531c、…531k+1，导电耦合至第一端子101。此外，第一电感器路径121能够借助第二多个开关元件541a、541b、541c、…541k+1，导电耦合至第二端子102。第一多个开关元件531a…531k+1中的每个开关元件配置为将相应的电感器节点22a、…22k+1与第一端子101连接。以类似的方式，第二多个开关元件541a…541k+1中的每个开关元件配置为将相应的电感器节点22a…22k+1与第二端子102连接。以这种方式，第一端子101和第二端子102之间的电连接可以包含可变数量的子段121a…121k，即，从零个子段到所有k个子段。此外，子段121a…121k可以是不同的，例如，它们可以具有不同数量的绕组和/或不同量的与第二电感器路径122和/或第三电感器路径123的磁耦合，从而可以得到甚至更大量的各种不同配置。
可调节阻抗匹配网络500进一步包含并联-串联连接单元。并联-串联连接单元包含第一串联-并联转换开关181和第二串联-并联转换单元182。第一串联-并联转换开关181包含两个NMOS晶体管183、185。第二串联-并联转换开关182也包含两个NMOS晶体管184、186。替代地，可以提供不同于NMOS晶体管的其它开关元件。借助并联-串联连接单元，第二电感器路径122和第三电感器路径123可以选择性地以串联连接和并联连接而连接。传输线变压器的变换比，根据第二电感器路径122和第三电感器路径123是否设置了串联连接或并联连接而改变。为了得到串联连接，晶体管184和183必须处于导通状态，而晶体管185和186必须处于阻断状态。为了将第二电感器路径122与第三电感器路径123并联连接，晶体管185和186必须处于导通状态，且晶体管184和183必须处于阻断状态。注意可以省略晶体管183和184之一，因为两个晶体管都在电路相同的分支中，在这种情形中，两个转换开关181、182之一可以简化为简单开关。如在图15中能够看到的，并联-串联连接单元包含多个（半导体）开关元件183、184、185、186，用于将第二电感器路径122和第三电感器路径123的相应节点选择性地连接至第一端子101、第二端子102、参考电位端子103之一，和/或相互连接。
借助在第一电感器路径121的开关元件531a…531k和541a…541k，能够切换大量不同的阻抗。注意传输线变压器也能够使用开关元件531a…531k和541a…541k重配置。特别地，第一电感器路径121的极性可以反转（例如，当开关元件531k和541a处于它们各自的导通状态时）。因此，如上描述的，开关元件531a…531k和541a…541k也可以作为重配置单元和/或极反转元件。
图15的可调节阻抗匹配网络500基本上很适于实施。然而，这个实施例的负面是两个开关在主信号路径中以串联布置连接。换句话说，两个开关的级联布置，相比于其它仅需要单个开关的方案，导致更高损耗。这个特点必须关于下面事实考虑，在低阻抗，感应率和开关晶体管的（电阻的）串联部分愈加起作用。因此，图15中示出的布置导致高串联电阻，其负面影响了可调节阻抗切换网络关于损耗（特别是关于插入损耗）的性能。不具有两个开关级联布置的替代实施例将包含对于变压器的类似布局结构，例外是第一电感器路径121由第二和第三电感器路径122、123在两侧“环绕”。这个替代实施例在图16中示出，将在下面描述。
图16示出Ruthroff变压器60、自动变压器70、以及形成根据此处公开的教导的可调节阻抗匹配网络600的Ruthroff变压器和自动变压器的组合。该组合可以以一个无源结构实施。
Ruthroff变压器60在它的第一端子61连接至天线7，在它的第二端子62连接至负载阻抗（在描绘的示例中Z=50欧姆）。Ruthroff变压器60的参考电位端子63连接至地（或对应于地）。Ruthroff变压器60进一步包含第一电感器路径67和第二电感器路径68。第一电感器路径67连接在第一端子61和第二端子62之间。第二电感器路径68连接在第一端子61和参考电位端子63之间。第一和第二电感器路径67、68经由耦合因数k磁耦合。
自动变压器70包含单个电感器路径75，该单个电感器路径在它的一端连接至天线7，在它的另一端连接至参考电位端子73（地电位）。负载阻抗Z（为了描绘的示例的目的，再次Z=50欧姆）连接至作为自动变压器70的第二端子的抽头72。抽头72连接至电感器路径75的一个绕组，且因此将单个电感器路径75分为第一部分77和第二部分78。注意将被变换的阻抗可以连接至第一端子101或第二端子102。
图16的下部示出Ruthroff变压器60和自动变压器70的组合结果，即根据此处公开所教导的至少一个实施例的可调节阻抗匹配网络600。可调节阻抗匹配网络600包含第一电感器路径121和第二电感器路径122。第一和第二电感器路径121、122磁耦合（耦合因数k）。第一电感器路径121连接在第一端子101和选择器开关630的多个选择器开关输入631b、631c、631d、631e之间。每个选择器开关输入631b、631c、631d、631e连接至第一电感器路径121的相应电感器节点621b、621c、621d、621e。选择器开关630的公共端子连接至可调节阻抗匹配网络600的第二端子102。第二电感器路径122连接在第一端子101和参考电位端子103之间。此外，提供多个抽头将第二电感器路径122的绕组与选择器开关630的另外的输入端子632b、632c、632d、632e连接。选择器开关输入632b、632c、632d、632e中的每一个连接至第二电感器路径122的相应电感器节点622b、622c、622d、622e。第一电感器路径121的电感器节点121a电连接至第二电感器路径122的电感器节点622e，即，电感器节点121a和122e可以视为具有相同的电位。
选择器开关630配置为将电感器节点621a…621e和622b…622e与第二端子102电连接。当第一电感器路径121的电感器节点631b…631e之一连接至第二端子102时，可调节阻抗匹配网络600基本以Ruthroff变压器模式运行。相反，当第二电感器路径122的电感器节点622b…622d之一连接至第二端子102时，可调节阻抗匹配网络600基本以自动变压器模式运行。
换句话说，图16中图示的思想基本上涉及自动变压器和Ruthroff变压器的组合。这个实施例的根本思想是，对于低阻抗，使用此处提出的结构，而对于高阻抗，该结构转变为自动变压器。自动变压器允许高阻抗至低阻抗的简单变换，而相反的情形需要非常高的耦合因数，这实际上难以实现，尤其作为平面硅。与图15中示出的配置对比，在图16中示出的配置在主信号路径（即，第一端子101和第二端子102之间）仅需要一个开关，这个开关实际上对应于普通天线开关。因此，图16的配置能够预期比图15的配置具有更低的插入损耗。
Ruthroff变压器配置非常适合低阻抗。具有1:4的阻抗变换比，Ruthroff变压器配置能够覆盖，例如，12.5欧姆至50欧姆的阻抗范围。自动变压器，另一方面，很适合高阻抗。损耗与匹配比成比例。为了在Ruthroff变压器模式（例如，1:8）下也覆盖较低阻抗，通过使用若干可切换绕组，第二电感器路径122（或分流器）也能够切换。若干可切换绕组随后可以串联或并联连接，或可以旁路一些绕组。
图17A至17G示出根据此处公开的教导的可调节阻抗匹配网络700的进一步可能的配置。图17A示意地示出可调节阻抗匹配网络700。图17B至17G图示出处于不同配置、提供不同阻抗变换的可调节阻抗匹配网络700内的主信号路径（或电流路径）。主信号路径由图17B至17G中的粗线表示。注意图17B至17G中，第一和第二输入阻抗C1和C2表示为不激活，即，开关171、172表示为处于它们各自的非导通状态。但是，因为需要得到需求的阻抗匹配，在图17B至17G不同的配置中，开关171、172可以以各自方式处于导通状态或处于非导通状态。
图17A中示出的可调节阻抗匹配网络700可以视为图16中示出的可调节阻抗匹配网络600的表示的更详细的视图。特别地，图16中的选择器开关630在图17A中实施为包含多个开关元件731a、731b、731c、…731k+1、732a、732b、733a、733b、734b的阻抗选择器730。传输线变压器120包含四个电感器路径121、122、123、以及124，即，除第一和第二电感器路径121、122之外还有两个另外的电感器路径123、124。开关元件731a、731b、731c…731k+1配置为将第一电感器路径121的电感器节点21a、21b、21c、…21k+1分别连接至第二端子102。开关元件732a、732b配置为将第二电感器路径122的电感器节点22a、22b分别连接至第二端子102。开关元件733a、733b配置为将第三电感器路径123的电感器节点23a、23b分别连接至第二端子102。开关元件743b配置为将第四电感器路径的电感器节点24b连接至第二端子102。通过选择多个开关元件之一处于导通状态，同时其它开关元件典型地处于非导通状态，阻抗选择器730支持连接至第一端子101的不同阻抗值转变为50欧姆的阻抗（或更一般地：不同的阻抗变换比）。支持的阻抗值为，例如，50欧姆、40欧姆、30欧姆、15欧姆、10欧姆、60欧姆、75欧姆、110欧姆、以及200欧姆。
第三电感器路径123和第四电感器路径124能够与第二电感器路径122并联或串联连接。为此，可调节阻抗匹配网络700包含具有多个开关元件184、186、784、785、和786的并联-串联连接单元。开关元件184配置为，当处于导通状态时，将第二电感器路径122的电感器节点22a与第三电感器路径123连接。开关元件186配置为，当处于导通状态时，将第二电感器路径122的电感器节点22a与参考电位端子103连接，即，在描绘的实施例中与地连接。开关元件784、786对于第三电感器路径123的电感器节点23a具有基本相同的功能。开关元件785配置为，当处于导通状态时，将第一端子101与第四电感器路径124连接。注意第二电感器路径122永久地连接至第一端子101，从而开关元件785允许在第一端子101和参考电位端子103之间，并联连接第二和第四电感器路径122、124。开关元件184、186、784、785和786的功能将在下面的图17B至17G的描述的上下文中变得更明显。
在图17A示出的实施例中，为了示例已经使用了四个并联绕组。如已经在图16的基本电路中图示的，在串联电感器路径121（LS1）处切换为低阻抗，第二、第三、和第四电感器路径122、123、124切换为高阻抗。在小阻抗的情形，结构700用作Ruthroff变压器，在高阻抗的情形，该结构用作自动变压器。为了改进阻抗比，通过将第二、第三、和第四电感器路径122、123、124从串联连接结构变换至并联连接结构，减小并联电感。这个从串联连接结构至并联连接结构的变换也可以发生在中间步骤。
在下面将要描述的图17B至17E中，可调节阻抗匹配网络700以Ruthroff变压器配置图示出，而在下面描述的图17F和17G中，可调节阻抗匹配网络700以自动变压器配置图示出。
图17B图示出当根据50欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约50欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。在这个情形中，开关元件731a处于导通状态，从而第一端子101和第二端子102直接相互连接。可调节阻抗匹配网络作为旁路开关运行。第二、第三、和第四电感器路径122、123、124经由并联-串联连接单元的开关元件184和784串联连接，从而得到高分流电感。第二、第三、和第四电感器路径122、123、124的该串联连接提供接地连接，其对感兴趣的频段具有较小影响。对于较低频率，至地的串联连接抑制（多个）信号，它对于低频像短路一样。
图17C图示出当根据30欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约30欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。阻抗选择器730的开关元件731c处于它的导通状态，从而电感器节点21a和21c之间的第一电感器路径121的子段连接在第一和第二端子101、102之间。第一电感器路径121的剩余子段由开关元件731c的动作而旁路。第二电感器路径122和第四电感器路径124在第一端子101和参考电位端子103之间形成并联连接。为此，控制并联-串联连接单元的开关元件186和785处于它们的导通状态。
图17D图示出当根据10欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约10欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。阻抗选择器730的开关元件731k+1处于它的导通状态，从而电感器节点21a和21k+1之间的整个第一电感器路径121连接在第一和第二端子101、102之间。如图17C中图示的30欧姆情形，第二电感器路径122和第四电感器路径124在第一端子101和参考电位端子103之间形成并联连接。为此，控制并联-串联连接单元的开关元件186和785处于它们的导通状态。
图17E图示出当根据22.2欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约22.2欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。如根据图17D的配置中，为了在第一端子101和第二端子102之间连接第一电感器路径121，阻抗选择器730的开关元件731k+1处于导通状态。与图17D的配置相反，第二电感器路径122和第三电感器路径123的串联连接将第一端子101连接至参考电位端子103。为此，并联-开关单元的开关元件184和786处于它们的导通状态。
图17F图示出当根据60欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约60欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。在这个情形中，可调节阻抗匹配网络700基本配置为自动变压器。为了将电感器节点22b电连接至第二端子102，选择器开关730的开关元件732b处于它的导通状态。第二、第三、和第四电感器路径122、123、124使用并联-串联连接单元的开关元件184和784，串联连接在第一端子101和参考电位端子103之间。旁路第一电感器路径121。
图17G图示出当根据200欧姆情形（即，第一端子101和参考电位端子103之间要变换的阻抗具有大约60欧姆的值）控制开关时的可调节阻抗匹配网络700。阻抗选择器730的开关元件733a处于它的导通状态，以将第二电感器路径122的节点23a与第二端子102电连接。开关元件184和784也处于它们的导通状态，从而第二、第三、和第四电感器路径122、123、124串联连接，如图17F中的配置。旁路第一电感器路径121。注意根据图17G示出的200欧姆配置，三个开关元件184、784和733a串联连接在第一端子101和第二端子102之间。尽管三个开关元件的这个串联连接导致插入第一和第二端子101、102之间的高电阻或阻抗，它对处于不能接受方式的可调节阻抗匹配网络700的性能不造成负面影响，因为无论如何，要变换的阻抗相对高。换句话说，损耗对于高阻抗比对于较小阻抗更高。但是，相比对于较小阻抗，较大串联电阻在这些高阻抗情形较少处于支配地位，即，例如，假定的30欧姆组合晶体管电阻在500欧姆负载的情形中比对于5欧姆的目标阻抗较少处于支配地位。
下表格总结了对于图17B至17G的一些阻抗匹配情形，以及另外的阻抗匹配情形的不同配置。表格的栏中的‘X’指示在该阻抗匹配情形中开关是导通的。空的单元指示在该阻抗匹配情形中开关是非导通的。
注意对于30欧姆情形、35欧姆情形、以及40欧姆情形，通常若干组合是可能的（例如，通过切换一个或更多电感器路径122、123、124和/或使用开关731a至731k+1中的任何一个）。对于较高频率，以并联开关组合使用电感器路径122、123、124典型地更好，而对于较低频率，保持电感器路径122、123、124（或这些中的一些）串联典型地更好。
图18以示意图的形式示出平面传输线变压器820的顶视图。一般地，传输线变压器可以以无源集成实现，或替代地，容纳在叠层（例如，印刷电路板）中。传输线变压器的其它实施方式也是可能的，比如集成在硅基板中的变压器或EWLB（嵌入式晶片级球栅阵列）。传输线变压器820包含第一电感器路径121和第二电感器路径122。第一电感器路径121在图18中标号1和2的端子之间延伸。第二电感器路径122在图18中标号2和4的端子之间延伸。在其它的配置中，传输线变压器可以包含第三电感器路径以及可能的甚至另外的电感器路径。当使用如图18中示出的平面变压器820时，为了得到需要的阻抗切换比，变压器820可以在合适的位置抽头。
图19示出开关元件931的电路示意图，该开关元件可以介入，例如，电感器节点21a和21k+1，或在前描述的实施例的任何其它电感器节点之间。开关元件931包含多个堆叠的基本开关单元932至939。换句话说，半导体开关元件931包含多个堆叠的基本开关单元932…939，堆叠的开关元件数量对应于半导体开关元件931上的预期电压。在描绘的实施例中，基本开关单元为由控制信号源950提供的公共控制信号控制的场效应晶体管。基本开关单元932至939的栅极各自经由多个电阻器942至949的相应电阻器连接至控制信号源950。当由控制信号源提供的控制信号处于值-VG时，基本开关单元932至939断开。当控制信号处于值+VG时，基本开关单元932至939接通，即，处于它们的导通状态。
为了支持可能发生的电压摆动，堆叠若干基本开关单元932…939。例如，36dBm（对应4W）应用至50欧姆阻抗导致20V的高频电压摆动，其不能得到具有例如3V击穿电压的晶体管的支持。因此，开关路径需要支持相对高的电压摆动，典型地见图19中示出的。
在切换接通状态中，正电压经由电阻器942…949施加至NMOS晶体管932…939的栅极。这导致开关路径对HF信号变得导通。在相反的情形中，负电压导致阻断，HF电压建立（如果接地或终端电阻器连接在开关路径931的一个端子）。由于在图19中示意地指示的源/栅和源/漏之间的电容，HF电压对所有晶体管932…939相等地建立。
对于选择器开关这意味着，需要最大功率不会引起击穿或自动夹断（经由进入栅极的耦合电容）的尽可能多的串联晶体管。对于在第二绕组的并联-串联开关，不发生相同的电压摆动，因为电压的主要部分在感应率上下降。为此，需要更少的晶体管堆叠，以这种方式能够得到较小串联电阻。因此，除了开关元件931的另外的开关元件可以包含另外的多个堆叠基本开关单元，另外的堆叠基本开关单元的数量对应于另外的半导体开关元件上的预期的（最大）电压，其中该另外的数量不同于第一半导体开关元件931的堆叠基本开关单元的数量。
一般地，堆叠基本开关单元的数量对应于电路内对应位置的（预期）电压要求。
图20示出电容器组1070以及连接至该电容器组的选择器开关1071的电路示意图。电容器组1070连接至天线7以及连接至参考电位端子103。选择器开关1071包含连接至对应的电容器组节点的多个输入开关。选择器开关的公共端子，例如，连接至电感器节点21a。电容器组1070用作分压器。
图21用曲线图示出图17B的可调节阻抗匹配网络700（即，根据不匹配的50欧姆情形配置的）仿真结果。图21的上部分示出史密斯图，其中表示了对于从500MHz至3GHz的不同频率的输入反射系数S(1,1)。由史密斯图中的标记m3指示的第一样本已经在900MHz频率选取。由史密斯图中的标记m4指示的第二样本已经在2.7GHz频率选取。
图21的下部分示出可调节阻抗匹配网络700在不匹配的50欧姆情形中的前向传输S(2,1)的频率行为。在900MHz的频率处，前向传输S(2,1)为-0.771dB，这几乎在前向传输曲线的最大值。
图22与图21类似，用曲线图示出对于匹配15欧姆情形的仿真结果。这个情形基本对应于22.2欧姆情形（图17E中示出对应配置）。史密斯图示出输入反射系数S(1,1)特别对于500MHz和900MHz之间的低频更加显著地变化。在图示出前向传输对频率的曲线图中，能够看到频率选择行为相比图21的不匹配50欧姆情形变得更窄。前向传输S(2,1)在大约1.1GHz达到最大值。
图23也类似于图21，用曲线图示出对于匹配110欧姆情形的仿真结果。史密斯图揭示输入反射系数S(1,1)的频率依赖性进一步增加，对于较高频率也如此。图示出前向传输对频率的曲线图示出最大值在大约900MHz达到，带宽行为比图22（注意图22和23的纵轴的不同刻度）的匹配15欧姆情形更窄。在图22和23图示的情形中，仿真基于标准CMOS工艺。变压器未完美优化，具有相当高的自电容。
对于自动变压器使用（>60欧姆）的较低带宽如同它开始表现的典型地较少出现问题。由于较高的电感，“抽头点”移动。因此，对于例如2.7GHz，需要小得多的电感，这意味着，使用相同开关组，但只是选择另外一个抽头。还可能切换绕组122、123、124（见，例如，图17A）并联以相对于串联电阻改进电路。在图22和23图示的图中，变压器的高基板电容引起史密斯曲线向下移动至更低的阻抗。
图24示出根据此处公开的教导用于调节可调节阻抗匹配网络的方法的示意性流程图。在方法的开始之后，执行动作202，这期间为了桥接或激活传输线变压器的第一电感器路径或第二电感器路径的子段，控制半导体开关元件（或若干半导体元件）。以这种方式，可以调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。在根据公开的教导用于调节可调节阻抗匹配网络的方法的更精细的实施例中，可以控制多个半导体开关元件，比如图17A示出的实施例的电感选择器730的开关元件。因此，该方法可以包含用于控制可调节阻抗匹配网络以Ruthroff变压器模式或以自动变压器模式运行的动作。此外，或替代地，该方法可以包含用于串联或并联连接两个或更多电感器路径的动作。一般地，该方法可以包含上述在可调节阻抗匹配网络自身的上下文中描述的任何动作。
图25以示意的方式图示出用于可调节阻抗匹配的集成电路2500的顶视图。集成电路2500包含基板2504、第一连接垫2501、第二连接垫2502、参考电位连接垫2503、第一电感器路径2521、第二电感器路径2522、以及开关元件2530或2550。开关元件可以是阻抗选择器2530或变压器选择器2550。图25中示出的集成电路2500进一步包含控制器2510和电容分流组（CSHUNTBANK）2570。
第一和第二电感器路径2521、2522是传输线变压器2520的一部分。第一电感器路径2521和第二电感器路径2522由位于基板的或在基板中的导电路径形成。第一电感器路径2521能够导电耦合在第一垫2501和第二垫2502之间。第一和第二电感器路径2521、2522互相电感耦合，以形成传输线变压器2500。例如，导电路径可以是基板内的高度掺杂区域。另一个可能性是使用基板2504的表面的结构化金属化实施第一和第二电感器路径2521、2522（以及可能的另外的电感器路径）。
开关元件2530或2550配置为桥接第一电感器路径的子段，以因此调节第一电感器路径或第二电感器路径的电感。
公开的教导的实施例中，开关元件可以是开关布置的一部分，该开关布置配置为选择性地将第一电感器路径2521和/或第二电感器路径2522的多个电感器节点之一，与第一连接垫2501和第二连接垫2502的至少一个连接。
集成电路2500可以进一步包含重配置单元，该重配置单元配置为选择性地以第一配置和以第二配置连接第二电感器路径2522。在第一配置中，第二电感器路径2522的第一端连接至第一连接垫2501，第二电感器路径2522的第二端连接至参考电位垫2503。在第二配置中，第一端连接至参考电位连接垫2503，第二端连接至第二连接垫2502。重配置单元的功能可以由阻抗选择器2530、变换选择器2550、由阻抗选择器2530和变换选择器2550两者，或由集成电路另外的子系统提供。
电容器分流组2570可以用作第一阻抗和第二阻抗。第一阻抗耦合在第一连接垫2501和参考电位垫2503之间。第二阻抗连接在第二连接垫2502和参考电位垫2503之间。可调节阻抗匹配网络形成Pi网络，第一电感器路径2521用作Pi网络的串联元件。
传输线变压器2520可以进一步包含第三电感器路径。此外，集成电路2500可以包含配置为选择性地以并联连接或串联连接来连接第二电感器路径和第三电感器路径的并联-串联连接单元。
尽管在设备的上下文已经描述了一些方面，清楚的是，这些方面还表示对应方法的描述，其中块或装置对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，方法步骤上下文描述的方面也表示对应设备的对应块或项目或特征的描述。一些或所有方法步骤可以由（或使用）硬件设备、例如像微处理器、可编程计算机或电子电路而执行。在一些实施例中，大多数重要方法步骤的某个或更多可以由这种设备执行。
依赖于某些实施方式的要求，本发明的实施例能够以硬件或软件实施。实施方式能够使用具有其上存储的电可读控制信号的数字存储介质，例如软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、或闪存执行，该电可读控制信号与可编程计算机系统协作（或能够与可编程计算机系统协作），从而执行相应的方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
根据发明的一些实施例包含具有电可读控制信号的数据载体，该电可读控制信号能够与可编程计算机系统协作，从而执行此处描述的方法之一。
一般地，本发明的实施例能够实施为具有程序代码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时，该程序代码可操作来执行方法之一。程序代码可以例如存储在机器可读载体上。
其它实施例包含存储在机器可读载体上的、用于执行此处描述的方法之一的计算机程序。
换句话说，本发明的方法的实施例，因此是具有程序代码的计算机程序，当计算机程序在计算机上运行时，程序代码执行此处描述的方法之一。
因此，发明的方法的进一步实施例为数据载体（或数字存储介质，或计算机可读介质），其包含，记录在其上，用于执行此处描述的方法之一的计算机程序。该数据载体、数字存储介质或记录的介质典型地为有形的和/或非瞬时的。
因此，发明的方法的进一步实施例为表示用于执行此处描述的方法之一的计算机程序的数据流或信号序列。该数据流或信号序列可以例如，配置为经由数据通信链接（例如经由因特网）传递。
进一步的实施例包含处理装置，例如配置为或适合于执行此处描述的方法之一的计算机，或可编程逻辑设备。
进一步的实施例包含具有安装在其上的用于执行此处描述的方法之一的计算机程序的计算机。
根据发明的进一步的实施例包含配置为传递（例如，电或光学地）用于执行此处描述的方法之一的计算机程序至接收器的装置或系统。该接收器例如，可以是计算机、移动设备、存储设备或类似物。该装置或系统例如，可以包含用于传递计算机程序至接收器的文件服务器。
在一些实施例中，可以使用可编程逻辑设备（例如现场可编程门阵列）以执行一些或所有此处描述的方法的功能。在一些实施例中，为了执行此处描述的方法之一，现场可编程门阵列可以与微处理器协作。一般地，方法优选由任何硬件装置执行。
上面描述的实施例对于本发明的原理仅仅是示例性的。可以理解，此处描述的布置和细节修改和变化对本领域的技术人员是明显的。因此，意图是仅由临近的专利权利要求的范围限制，而不是由此处实施例的描述和解释的方式呈现的明确的细节限制。
尽管每个权利要求仅援引一个单个的权利要求，公开还覆盖任何可以想到的权利要求组合。

Claims (32)

1.一种可调节的阻抗匹配网络，包含：
第一端子；
第二端子；
参考电位端子；
传输线变压器，具有第一电感器路径和第二电感器路径；以及
半导体开关元件，配置为桥接该第一电感器路径或该第二电感器路径的子段，从而调节该第一电感器路径或该第二电感器路径的电感；以及
重配置单元，配置为以第一配置和以第二配置连接该第二电感器路径，
其中在该第一配置中，该第二电感器路径的第一端连接至该第一端子，以及该第二电感器路径的第二端连接至该参考电位端子，以及
其中在该第二配置中，该第一端连接至该参考电位端子且第二端连接至该第二端子。
2.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该第一电感器路径能够导电耦合在该第一端子和该第二端子之间，且其中该第二电感器路径能够导电耦合在该参考电位端子和该第一端子之间。
3.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含极反转元件，配置为反转该第一电感器路径或该第二电感器路径的极性。
4.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器为Ruthroff变压器或Guanella变压器。
5.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含
第一端子阻抗，耦合在该第一端子和该参考电位端子之间；以及
第二端子阻抗，耦合在该第二端子和该参考电位端子之间；
其中该可调节的阻抗匹配网络形成Pi网络，该第一电感器路径用作Pi网络的串联元件。
6.根据权利要求5的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含另外的半导体开关元件，配置为调节该第一端子阻抗或该第二端子阻抗。
7.根据权利要求5的可调节的阻抗匹配网络，其中该第一端子阻抗和该第二端子阻抗中的至少一个实质上为电容性阻抗。
8.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该半导体开关元件属于形成选择器开关的多个开关元件，该选择器开关配置为选择性地将该第一电感器路径或该第二电感器路径的多个电感器节点之一连接至该第一端子或该第二端子。
9.根据权利要求8的可调节的阻抗匹配网络，其中该多个电感器节点包含该第一电感器路径和该第二电感器路径的节点。
10.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器为平面变压器、印刷电路板集成变压器、半导体变压器、基于重分配层技术的变压器、以及它们的组合之一。
11.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器进一步包含第三电感器路径，且其中该可调节的阻抗匹配网络进一步包含并联-串联连接单元，该并联-串联连接单元配置为选择性地以并联连接或串联连接来连接该第二电感器路径和该第三电感器路径。
12.根据权利要求11的可调节的阻抗匹配网络，其中该并联-串联连接单元包含多个半导体开关元件，该半导体开关元件用于选择性地将该第二电感器路径和该第三电感器路径的相应的节点连接至该第一端子、该第二端子、该参考电位端子之一，或相互连接。
13.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器进一步包含多个能够并联地或串联地与该第二电感器路径连接的额外电感器路径。
14.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该半导体开关元件配置为桥接整个第一电感器路径，从而该第一端子和该第二端子经由该半导体开关元件连接。
15.根据权利要求1的可调节的阻抗匹配网络，其中该半导体开关元件包含多个堆叠的基本开关单元，堆叠的基本开关单元数量对应于该半导体开关元件上的预期电压。
16.根据权利要求15的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含另外的半导体开关元件，该另外的半导体开关元件包含另外的多个堆叠的基本开关单元，另外的堆叠的基本开关单元的数量对应于该另外的半导体开关元件上的预期电压，其中该另外的数量不同于该堆叠的基本开关单元的数量。
17.一种可调节的阻抗匹配网络，包含：
第一端子；
第二端子；
参考电位端子；
传输线变压器，包含第一电感器路径和第二电感器路径；
选择器开关，配置为选择性地将该第一电感器路径和该第二电感器路径的多个电感器节点之一与该第一端子和该第二端子中的至少一个连接；以及
极反转元件，配置为反转该第一电感器路径或该第二电感器路径的极性。
18.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含：
重配置单元，配置为以第一配置和以第二配置连接该第二电感器路径，
其中在该第一配置中，该第二电感器路径的第一端连接至该第一端子，以及该第二电感器路径的第二端连接至该参考电位端子，以及
其中在该第二配置中，该第一端连接至该参考电位端子且第二端连接至该第二端子。
19.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器为Ruthroff变压器或Guanella变压器。
20.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，进一步包含
第一端子阻抗，耦合在该第一端子和该参考电位端子之间；以及
第二端子阻抗，耦合在该第二端子和该参考电位端子之间；
其中该可调节的阻抗匹配网络形成Pi网络，该第一电感器路径用作Pi网络的串联元件。
21.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器为平面变压器、印刷电路板集成变压器、半导体变压器、基于重分配层技术的变压器、以及它们的组合之一。
22.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该选择器开关包含多个半导体开关元件，每个半导体开关元件耦合在该多个电感器节点之一和该第一端子或该第二端子之间。
23.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该传输线变压器进一步包含第三电感器路径，且其中该可调节的阻抗匹配网络进一步包含并联-串联连接单元，该并联-串联连接单元配置为选择性地以并联连接或串联连接来连接该第二电感器路径和该第三电感器路径。
24.根据权利要求23的可调节的阻抗匹配网络，其中该并联-串联连接单元包含多个半导体开关元件，该半导体开关元件用于选择性地将该第二电感器路径和该第三电感器路径的相应的节点连接至该第一端子、该第二端子、该参考电位端子之一，或相互连接。
25.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该选择器开关进一步配置为桥接整个第一电感器路径，从而该第一端子和该第二端子经由半导体开关元件连接。
26.根据权利要求17的可调节的阻抗匹配网络，其中该选择器开关包含多个堆叠的基本开关单元，堆叠的基本开关单元的第一数量对应于半导体开关元件上的预期电压。
27.一种用于可调节的阻抗匹配的集成电路，该电路包含：
基板；
第一连接垫；
第二连接垫；
参考电位垫；
第一电感器路径，其由位于该基板的或在该基板中的导电路径形成，且能够导电耦合在该第一连接垫和该第二连接垫之间；
第二电感器路径，其由位于该基板的或在该基板中的导电路径形成，其中该第一电感器路径和该第二电感器路径互相电感耦合，以形成传输线变压器；以及
开关元件，桥接该第一电感器路径或该第二电感器路径的子段，从而调节该第一电感器路径或该第二电感器路径的电感。
28.根据权利要求27的集成电路，其中该开关元件是选择器开关布置的一部分，该选择器开关布置配置为选择性地将该第一电感器路径和该第二电感器路径的多个电感器节点之一与该第一连接垫和该第二连接垫中的至少一个连接。
29.根据权利要求27的集成电路，进一步包含：
重配置单元，配置为以第一配置和以第二配置连接该第二电感器路径，
其中在该第一配置中，该第二电感器路径的第一端连接至该第一连接垫，以及该第二电感器路径的第二端连接至该参考电位垫，以及
其中在该第二配置中，该第一端连接至该参考电位垫且第二端连接至该第二连接垫。
30.根据权利要求27的集成电路，进一步包含：
第一阻抗，耦合在该第一连接垫和该参考电位垫之间；以及
第二阻抗，耦合在该第二连接垫和该参考电位垫之间；
其中该可调节的阻抗匹配网络形成Pi网络，该第一电感器路径用作Pi网络的串联元件。
31.根据权利要求27的集成电路，其中传输线变压器进一步包含第三电感器路径，且其中该集成电路进一步包含并联-串联连接单元，该并联-串联连接单元配置为选择性地以并联连接或串联连接来连接该第二电感器路径和该第三电感器路径。
32.一种用于调节可调节的阻抗匹配网络的方法，可调节的阻抗匹配网络包含第一端子、第二端子、参考电位端子、具有第一电感器路径和第二电感器路径的传输线变压器和半导体开关元件以及重配置单元，该方法包括：
为了桥接或激活该传输线变压器的该第一电感器路径或该第二电感器路径的子段，控制该半导体开关元件，从而调节该第一电感器路径或该第二电感器路径的电感；以及
控制重配置单元以便以第一配置和以第二配置连接该第二电感器路径，
其中在该第一配置中，该第二电感器路径的第一端连接至该第一端子，以及该第二电感器路径的第二端连接至该参考电位端子，以及
其中在该第二配置中，该第一端连接至该参考电位端子且第二端连接至该第二端子。
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