CN103314517A - 半导体电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

具有：逆变换装置（INVU1～INVUn），输出n（n是自然数）个互相绝缘的3电平电压；以及逆变换装置（INVUS），将逆变换装置（INVU1～INVUn）的输入直流电力压VDC的二分之一或者三分之一的电压VDCS作为输入直流电力压，输出与逆变换装置（INVU1～INVUn）绝缘的3电平电压。并且，将逆变换装置（INVU1～INVUn）和逆变换装置（INVu）串行级联，输出最大VDC×n＋VDCS的电压。

Description

半导体电力变换装置
技术领域
本发明的实施方式涉及一种串联多个将直流电力变换为交流电力的逆变换装置而成的半导体电力变换装置。
背景技术
输出大功率的半导体电力变换装置因为需要变换高电压，所以需要确保耐压。以往，为了确保耐压而采用将变换器和变压器多重串联的方法。通过将变换器和变压器串联并多重化，能够生成近似于正弦波的阶梯状电压波形，也能得到降低谐波的效果。
以往的三相多重逆变器装置一般是串联有三相半桥电路的结构。例如，“パワ－エレクトロニクス回路”第1版、オ－ム社、2000年11月30日、p.153、pp.161～171（以下称作非专利文献1）。或者也有准备3个串联有单相全桥逆变器的电路，分别连接于三相负载的输入作为三相的结构。例如，有“パワ－エレクトロニクス入門”第4版、オ－ム社、2006年9月10日、p.183（以下称为非专利文献2）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：“パワ－エレクトロニクス回路”第1版、オ－ム社、2000年11月30日、p.153、pp.161～171
非专利文献2：“パワ－エレクトロニクス入門”第4版、オ－ム社、2006年9月10日、p.183
发明内容
发明所要解决的问题
但是，在将以往的多重串联电路用于交流负载的驱动时，由于输出电压不是完全的正弦波而产生谐波。如果使输出电压成为PWM（Pulse WidthModulation：脉宽调制）波形并提高开关频率，就能够降低谐波，但是高耐压的开关元件开关损耗大，而且开关频率存在上限。因此，需要在输出级设置大的滤波器，从而装置大型化。
本发明的实施方式提供一种不论运转频率如何都能够输出谐波少的电压并降低损耗的小型的半导体电力变换装置。
用于解决问题的技术方案
根据本发明的实施方式，具有：逆变换装置INVU1～INVUn，输出n（n是自然数）个互相绝缘的3电平电压；以及逆变换装置INVUS，将逆变换装置INVU1～INVUn的输入直流电力压VDC的二分之一或者三分之一的电压VDCS作为输入直流电力压，输出与所述逆变换装置INVU1～INVUn绝缘的3电平电压。并且，将逆变换装置INVU1～INVUn和逆变换装置INVu串行级联，输出最大VDC×n＋VDCS的电压。
附图说明
图1是将本发明的实施方式涉及的半导体电力变换装置适用为驱动三相交流负载的逆变器的结构图。
图2是示出构成本发明的实施方式涉及的单相半导体电力变换装置的各个逆变器INV的一例的电路结构图。
图3是本发明的实施例1中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVU1、INVU2、INVUS相对于U相电压指令值VUD*的各阶段的输出电压波形图。
图4是本发明的实施例1中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVUS的开关元件的时序图。
图5是本发明的实施例1中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVU1、INVU2、INVUS相对于U相电压指令值VUD*的各阶段的输出电压和INVUS的充放电电荷量的波形图。
图6是示出构成本发明的实施方式涉及的实施例2的单相半导体电力变换装置的各个逆变器INV的一例的电路结构图。
图7是示出在本发明的实施方式涉及的实施例2中输出电压为－VDC/2或者＋VDC/2时抑制中性点电位变动的逆变器INV的开关模式的选择方法的流程图。
图8是本发明的实施例2中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVU1、INVU2、INVUS相对于U相电压指令值VUD*的各阶段的输出电压波形图。
图9是本发明的实施例2中的三角波carUA1最大值为1、最小值为0.5时的开关元件的时序图。
图10是本发明的实施例2中的三角波carUA2最大值为0.5、最小值为0时的开关元件的时序图。
图11是本发明的实施例2中的三角波carUB1最大值为0.0、最小值为－0.5时的开关元件的时序图。
图12是本发明的实施例2中的三角波carUB2最大值为－0.5、最小值为－1.0的开关元件的时序图。
具体实施方式
实施例1
图1是将本发明的实施方式涉及的半导体电力变换装置适用为驱动三相交流负载的逆变器的结构图。与三相交流U、V、W相对应地分别设置单相半导体电力变换装置11U、11V、11W。
U相的半导体电力变换装置11U包括1个低压逆变器INVUS和n个高压逆变器INVU1～INVUN，逆变器INVUS将直流电力压VDCUS作为输入，INVU1～INVUN将直流电力压VDCU1～VDCUN作为输入。直流电力压VDCU1～VDCUN全部设为相同电压，直流电力压VDCUS设为直流电力压VDCU1～VDCUN的二分之一或者三分之一。逆变器INVU1～INVUN和INVUS的输出级联。
图1中示出将逆变器INVU1作为最下一级，将逆变器INVUS作为最上一级进行级联的情况，但连接顺序并不限于此，可以按照结构的难易度自由地改变。利用该结构，直流电力压VDCUS和VDCU1～VDCUN分别被变换为交流电力压VACUS和VACU1～VACUn，U相的半导体电力变换装置11U输出各个电压相加后的交流电力压VACU。
另外，在直流电力压VDCUS和VDCU1～VDCUN中提供有效功率的情况下，也可以是，直流电力压VDCU1～VDCUN的至少一个是能够提供有效功率的直流电力压源，而其他直流电力压源设为电容器。在并网运行时作为电压调整装置而使用时，仅提供无功功率即可，可以用电容器构成全部的直流电力压源。这时，直流电力压VDCUS设为比直流电力压VDCU1～VDCUN的二分之一或者三分之一稍大一点儿的值。
V相的半导体电力变换装置11V以及W相的半导体电力变换装置11W也与U相相同地分别用高压逆变器INVV1～INVVN和低压逆变器INVVS、高压逆变器INVW1～INVWN和逆变器INVWS级联构成。利用该结构，在V相中，直流电力压VDCVS和VDCV1～VDCVN分别被变换为交流电力压VACVS和VACV1～VACVn，V相的半导体电力变换装置11V输出各个电压相加后的交流电力压VACV，在W相中，直流电力压VDCWS和VDCW1～VDCWN分别被变换为交流电力压VACWS和VACW1～VACWn，V相的半导体电力变换装置11W输出各个电压相加后的交流电力压VACW。这样来分别驱动三相交流负载的LU、LV、LW。
图2是示出构成本发明的实施方式涉及的单相半导体电力变换装置11U、11V、11W的各个逆变器INV的一例的电路结构图。各个逆变器INV包括4个开关元件SA1、SA2、SB1、SB2和全都分别与开关元件反向并联的续流二极管DA1、DA2、DB1、DB2，是由开关元件SA1和开关元件SA2级联而成的支路以及开关元件SB1和开关元件SB2级联而成的支路构成的2条支路的全桥逆变器。
由开关元件SA1、SA2构成的支路连接到上级的逆变器，由开关元件SB1、BS2构成的支路连接到下级的逆变器。图1的所有逆变器INV都是图2所示的结构。
构成高压逆变器INVU1～INVUN、INVV1～INVVN、INVW1～INVWN的4个开关元件设为采用硅的半导体器件，根据直流电力压或负载电流而采用IGBT或MOS－FET等。4个续流二极管也设为采用硅的半导体器件。
构成低压逆变器INVUS、INVVS、INVWS的4个开关元件设为采用碳化硅或者氮化镓的半导体器件，根据直流电力压或负载电流而采用IGBT或MOS－FET等。4个续流二极管也设为采用碳化硅或者氮化镓的半导体器件。
下面说明这样构成的实施例1的作用。以下，以变换器级数n＝2时的U相逆变器INVU1、INVU2、INVUS为例说明其工作。这时的直流电力压设为与逆变器INVU1的直流电力压VDCU1和逆变器INVU2的直流电力压VDCU2相等的直流电力压VDC，逆变器INVUS的直流电力压VDCUS设为VDC的二分之一。
逆变器INVU1、INVU2是如图2所示的全桥结构，因此输出3电平电压。即，输出电压－VDC、0、＋VDC。现在以逆变器INVU1为例叙述构成逆变器INVU1的开关元件SU1A1、SU1A2、SU1B1、SU1B2的驱动方法。图2的开关元件SA1、SA2、SB1、SB2分别对应于开关元件SU1A1、SU1A2、SU1B1、SU1B2。
逆变器INVU1根据开关元件SU1A1、SU1A2、SU1B1、SU1B2的导通/截止而输出－VDC、0、＋VDC的3电平电压。表1示出逆变器INVU1的开关模式的一例。
[表1]
输出电压 SU1A1 SU1A2 SU1B1 SU1B2
0 导通 截止 导通 截止
+VDC 导通 截止 截止 导通
0 截止 导通 截止 导通
-VDC 截止 导通 导通 截止
0 导通 截止 导通 截止
表1示出使输出电压从0→＋VDC→0→－VDC→0转变时的开关元件的导通/截止状态。例如，若开关元件SU1A1和开关SU1B2导通，并且开关元件SU1A2和SU1B1截止，则输出电压＋VDC。另外，必定如开关元件SU1A1导通时开关元件SU1A2截止，开关元件SU1B1导通时开关元件SU1B2截止这样的方式互补地工作。另外，在使输出电压变化时，4个开关元件不同时进行开关，而必定只是某一上下桥臂的一对开关元件进行开关。以上的逆变器单元的工作在逆变器单元INVUS、INVU2中也通用。
下面，包括逆变器INVUS在内，对U相的半导体电力变换装置整体的工作进行说明。首先，将U相电压指令值VU*的最大值设为2×逆变器级数2＋1＝5，将作为模拟值的U相电压指令值VU*变换为5阶段的数字值VUD*。图3是U相的半导体电力变换装置的逆变器INVU1、INVU2、INVUS相对于U相电压指令值VUD*的各阶段的输出电压波形图，表2是示出实施例1中的逆变器INVU1、INVU2、INVUS的输出电压定时的表。
[表2]
Figure BDA00003489942700061
逆变器INVU1、INVU2在1个周期输出1个脉冲，将U相电压指令值VUD*与逆变器INVU1、INVU2的输出电压VACU1、VACU2之差作为逆变器INVUS的电压指令值VUS*进行输出。这样，逆变器INVU1、INVU2的合计输出电压（VACU1＋VACU2）就成为阶梯状的波形。另外，逆变器INVUS通过输出PWM波形来控制逆变器INVUS的输出电压VACUS成为电压指令值VUS*，因此，U相的半导体电力变换装置能够输出与U相电压指令值VU*一致度更高的电压。
下面说明逆变器INVUS的PWM控制法。构成逆变器INVUS的开关元件与图2同样地是开关元件SUSA1、SUSA2、SUSB1、SUSB2。
图4是本发明的实施例1中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVUS的开关元件的时序图。在图4中，各开关元件的工作状态在信号波形为“高”时表示导通状态，在“低”时表示截止状态。逆变器INVUS的电压指令值VUS*是U相电压指令值VU*与逆变器INVU1、INVU2的输出电压之差，作为连续的值来计算。逆变器INVUS的电压指令值VUS*成为如图3所示的波形，但在图4中为了使说明简单而用直线示出。
对以某个载波频率生成的三角波carUA和电压指令值VUS*进行比较，在逆变器INVUS的电压指令值VUS*大于三角波carUA时，开关元件SUSA1导通，开关元件SUSA2截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUA时，开关元件SUSA1截止，开关元件SUSA2导通。
另外，对与三角波carUA相比相位偏移180°后的三角波carUB和电压指令值VUS*进行比较，在电压指令值VUS*大于三角波carUB时，开关元件SU1B1导通，开关元件SU1B2截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUB时，开关元件SU1B1截止，开关元件SU1B2导通。通过将三角波car的相位按照每条支路偏移180°，逆变器INVUS的输出电压波形就成为如图4的VACUS，能够输出包含有载波频率的2次谐波的电压波形。
对逆变器INVUS进行PWM控制并输出电压的结果是，将逆变器INVU1、INVU2、INVUS的输出合计的输出电压波形变得近似于正弦波。在逆变器级数为2级的情况下，相对于仅逆变器INVU1、INVU2的正电平数2，INVUS输出各电平间的电压和最大电压，因此，2×2＋1＝5个电平成为正电压电平数，加上负电压和0电压，就能够输出5×2＋1＝11个电平的电压。即，在逆变器为n级时成为{（n×2＋1）×2＋1}＝4n＋3个电压电平数。
在直流电力压VDCUS、VDCU1～VDCUN的一部分或者全部的直流电力压源由电容器构成的情况下，需要使电容器的电压平衡。以下，说明在将直流电力压VDCU1、VDCU2的直流电力压源设为提供有效功率的电压源，将直流电力压VDCUS的直流电力压源设为电容器时，使电容器电压平衡的方法。
首先，对用图3的方法输出电压的情况进行叙述。根据输出电压和输出电流的朝向决定电容器电荷的充电、放电。在输出电压和输出电流相乘结果的极性是正时，电容器电荷被放电，电容器电压下降。在输出电压和输出电流相乘结果的极性是负时，电容器电荷被充电，电容器电压上升。
在负载的功率因数是1时，电流和电压的相位一致，因此充放电电荷用图5的QUS的波形表示。在波形QUS中，大于零的正的面积是放电电荷量，小于零的负的面积是充电电荷量。为了使电压平衡，需要使充电电荷量和放电电荷量一致，但在用图3的方法输出电压时，放电电荷量会超过充电电荷量，直流电力压VDCUS下降。
这时，若使逆变器INVU1电压变为零的时间t3延迟，使逆变器INVU2输出电压的时间t2提前，则直流电力压VDCUS向电容器的充电电荷量就会增加，能够使放电电荷量和充电电荷量一致。
再有，由于改变逆变器INVU1、INVU2的电压输出的定时，因此会有电压指令值VU*与逆变器INVU1、INVU2的合计输出电压（VACU1＋VACU2）之差变得大于直流电力压VDCU1、VDCU2的二分之一的期间。因此，直流电力压VDCUS的直流电力压需要设为比直流电力压VDCU1、VDCU2的二分之一稍大一点儿的值。
通过以上工作，能够保证直流电力压VDCUS一定。
以上，以U相的逆变器INVUS为例叙述了工作方法，V相、W相逆变器INVVS、INVWS也按照各自的电压指令值VV*、VW*，与U相逆变器同样地输出电压。
这样地利用单相半导体电力变换装置11的各逆变器INVUS、INVU1、INVU2的工作，得到输出电压的电平数增大且谐波小的阶梯波形。在具有相同大小的直流电力压的全桥逆变器是3级时，输出电压的电平数是逆变器级数3×2＋1＝7个电平，对此，在本发明的实施例1的逆变器INVU1、INVU2、INVUS的3级结构中能够输出11个电平，能够降低谐波。
另外，由于电压高的逆变器INVU1～INVUN的输出电压在1个周期内输出1个脉冲电压，因此开关次数是最小限度就行，能够抑制伴随着开关的损耗。直流电力压相对于逆变器VDCU1～VDCUN低到二分之一的逆变器INVUS，可以由元件耐压低的开关元件构成。即使用PWM控制等进行谐波的开关，从逆变器整体来说的损耗也小。通过这样地组合多个高压逆变器VDCU1～VDCUN和一个低压逆变器INVUS，能得到谐波小且损耗小的半导体电力变换装置。
加之通过用开关损耗小的采用碳化硅或氮化镓的半导体器件来构成逆变器INVUS的开关元件，能进一步降低功率损耗。即，还能够增大开关频率并进一步降低谐波。虽然碳化硅或氮化镓元件高价，但使用的数量仅限定于逆变器INVUS，因此与整体的半导体元件数量相比较少，从而抑制了整体成本的上升。
另外，可以构成为将这些单相半导体电力变换装置分别适用在三相UVW上，用半导体电力变换装置U、V、W分别输出三相交流电力的一个相的量。这样得到三相的半导体电力变换装置。
实施例2
下面，对本发明的实施方式涉及的半导体电力变换装置的实施例2进行说明。图6是示出构成本发明的实施方式涉及的实施例2的单相半导体电力变换装置的各个逆变器INV的一例的电路结构图。该实施例2相对于图2所示的实施例1，除了开关元件SA1、SA2、SB1、SB2，还追加设置了开关元件SA3、SA4、SB3、SB4，并且追加设置了电容器CP、CN以及箝位二极管DA5、DA6、DB5、DB6。在与实施例1相同的要素上标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
在图6中，逆变器INV包括2个电容器CP、CN、8个开关元件SA1、SA2、SA3、SA4、SB1、SB2、SB3、SB4、与这些开关元件SA1、SA2、SA3、SA4、SB1、SB2、SB3、SB4分别反向并联的8个续流二极管DA1、DA2、DA3、DA4、DB1、DB2、DB3、DB4、以及与由电容器CP、CN形成的中性点相连接的4个箝位二极管DA5、DA6、DB5、DB6。开关元件SA1、SA2、SA3、SA4以及开关元件SB1、SB2、SB3、SB4分别级联。这样就成为构成2条支路的NPC全桥逆变器。图1的所有逆变器INV都是图6所示的逆变器结构。
但是，在此还是在图1中对分别驱动三相交流负载的LU、LV、LW的逆变器的结构进行叙述。逆变器INVUS将直流电力压VDCUS作为输入，INVU1～INVUN将直流电力压VDCU1～VDCUN作为输入。直流电力压VDCU1～VDCUN全部设为相同电压，直流电力压VDCUS设为直流电力压VDCU1～VDCUN的四分之一，逆变器INVU1～INVUN和INVUS的输出级联。V相、W相与U相相同地分别用逆变器INVV1～INVVN和INVVS、逆变器INVW1～INVWN和INVWS级联构成。利用该结构，直流电力压VDCUS和VDCU1～VDCUN被变换为电压VACUS和VACU1～VACUn，输出各个电压相加后的交流电力压VACU。
下面说明实施例2的半导体电力变换装置的工作。以下，以转换器级数n＝2时的U相逆变器INVU1、INVU2、INVUS为例叙述工作方法。这时的直流电力压中，逆变器INVUS的直流电力压VDCUS是逆变器INVU1、INVU2的直流电力压VDCU1～VDCUN的四分之一。
逆变器INVU1、INVU2是全桥结构，因此，若假设直流电力压为VDC，则输出5电平电压。即，输出电压－VDC、－VDC/2、0、＋VDC/2、＋VDC。
下面，以逆变器INVU1为例叙述所构成的开关元件SU1A1、SU1A2、SU1A3、SU1A4、SU1B1、SU1B2、SU1B3、SU1B4的驱动方法。再有，图6的开关元件SA1对应于SU1A1，开关元件SA2对应于SU1A2，开关元件SA3对应于SU1A3，开关元件SA4对应于SU1A4，开关元件SB1对应于SU1B1，开关元件SB2对应于SU1B2，开关元件SB3对应于SU1B3，开关元件SB4对应于SU1B4。
逆变器INVU1根据开关元件SU1A1、SU1A2、SU1A3、SU1A4、SU1B1、SU1B2、SU1B3、SU1B4的导通/截止而输出5电平电压。即，输出电压－VDC、－VDC/2、0、＋VDC/2、＋VDC。表3是示出实施例2中的逆变器INVU1、INVU2、INVUS的输出电压定时的表。
[表3]
输出电圧 SU1A1 SU1A2 SU1A3 SU1A4 SU1B1 SU1B2 SU1B3 SU1B4
(1) 0 截止 导通 导通 截止 截止 导通 导通 截止
(2) 0 导通 导通 截止 截止 导通 导通 截止 截止
(3) 0 截止 截止 导通 导通 截止 截止 导通 导通
(4) +VDC/2 导通 导通 截止 截止 截止 导通 导通 截止
(5) +VDC/2 截止 导通 导通 截止 截止 截止 导通 导通
(6) +VDC 导通 导通 截止 截止 截止 截止 导通 导通
(7) -VDC/2 截止 截止 导通 导通 截止 导通 导通 截止
(8) -VDC/2 截止 导通 导通 截止 导通 导通 截止 截止
(9) -VDC 截止 截止 导通 导通 导通 导通 截止 截止
表3中示出按照每个输出电压决定的开关元件的导通/截止状态，开关元件的导通/截止状态由9种开关模式构成。另外，必定如开关元件SU1A1导通时开关元件SU1A3截止，开关元件SU1A4导通时SU1A2截止，开关元件SU1B1导通时开关元件SU1B3截止，开关元件SU1B4导通时SU1B2截止的方式互补地工作。并且，0电压的输出模式有3种，＋VDC和－VDC的输出模式各有2种，具有冗余性。
利用该冗余性决定开关模式，以抑制NPC逆变器的中性点电位变动。中性点电位发生变动是在2条支路中只有一条支路连接在中性点上的时候，是在输出电压为－VDC/2、＋VDC/2时。中性点电位发生变动的方向由所连接的支路和输出电流Iout的方向决定。
输出电压为－VDC、＋VDC时不向中性点流入电流，开关模式被唯一地确定。
在输出电压为0时有开关模式（1）～（3）这3种开关模式，但为了能够用1组开关元件的导通/截止来转变电压而总是选择开关模式（1）。例如，在想要使输出电压从0变化到＋VDC/2时，仅通过开关元件SU1A1和开关元件SU1A3这1组开关元件的开关就可以从开关模式（1）向开关模式（4）转移，但从开关模式（3）向开关模式（4）的转移需要开关元件SU1A1和开关元件SU1A3、开关元件SU1A2和开关元件SU1A4、开关元件SU1B2和开关元件SU1B4这3组开关元件的开关。这样地能够通过1组开关元件的导通/截止来从开关模式（1）向开关模式（4）、（5）、（7）、（8）转移，能够使开关次数降到最低限度。
图7是示出在本发明的实施方式涉及的实施例2中输出电压为－VDC/2或者＋VDC/2时抑制中性点电位变动的逆变器INV的开关模式的选择方法的流程图。
在此，设电容器CP的电位为VP，电容器CN的电位为VN，将输出电流Iout从逆变器流向负载的方向设为正方向。例如，考虑电位VP大于电位VN且电流方向为正的时候。这时，若在向电容器CN充电的方向上流电流，则电位VN上升，抑制了中性点电位变动。
判定电容器CP的电位VP是否大于电容器CN的电位VN（S1），在电容器CP的电位VP大于电容器CN的电位VN时，判定是否是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向（S2），在是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向的情况下，在想要输出电压－VDC/2时，选择开关模式（7），在想要输出电压＋VDC/2时，选择开关模式（4）（S3）。这样就向电位VN上升的方向流电流，抑制了中性点电位变动。
在步骤S2的判定中不是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向的情况下，在想要输出电压－VDC/2时，选择开关模式（8），在想要输出电压＋VDC/2时，选择开关模式（5）（S4）。这样就向电位VN上升的方向流电流，抑制了中性点电位变动。
在步骤S1的判定中电容器CP的电位VP不大于电容器CN的电位VN时，判定是否是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向（S5），在是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向的情况下，在想要输出电压－VDC/2时，选择开关模式（8），在想要输出电压＋VDC/2时，选择开关模式（5）（S6）。这样就向电位VN下降的方向流电流，抑制了中性点电位变动。
在步骤S5的判定中不是输出电流Iout从逆变器流向负载的方向的情况下，在想要输出电压－VDC/2时，选择开关模式（7），在想要输出电压＋VDC/2时，选择开关模式（4）（S7）。这样就向电位VN下降的方向流电流，抑制了中性点电位变动。
这样地按照电位VP、电位VN的大小和输出电流Iout的方向来决定开关模式。以上的逆变器单元的工作在逆变器单元INVU1、INVU2中也通用。
下面，包括逆变器单元INVS在内，对U相逆变器整体的工作进行说明。首先，将U相电压指令值VU*的最大值设为8×逆变器级数2＋2＝18，将作为模拟值的U相电压指令值VU*变换为18阶段的数字值VUD*。
图8是U相的半导体电力变换装置的逆变器INVU1、INVU2、INVUS相对于U相电压指令值VUD*的各阶段的输出电压波形，表4是示出实施例2中的逆变器INVU1、INVU2、INVUS的输出电压定时的表。
[表4]
逆变器INVU1、INVU2在1个周期输出1个脉冲，将U相电压指令值VUD*与逆变器INVU1、INVU2的输出电压VACU1、VACU2之差作为逆变器INVUS的电压指令值VUS*进行输出。这样，逆变器INVU1、INVU2的合计输出电压（VACU1＋VACU2）就成为阶梯状的波形。另外，通过逆变器INVUS输出PWM波形，U相的半导体电力变换装置能够输出与U相电压指令值VU*一致度更高的电压。
下面说明逆变器INVUS的PWM控制法。构成逆变器INVUS的开关元件如图6所示地是开关元件SUSA1、SUSA2、SUSA3、SUSA4、SUSB1、SUSB2、SUSB3、SUSB4。在图6中为了容易显示而省略了下标“US”没有记载。从而，SA1就意味着是SUSA1。该内容在[0019]段和[0045]段中已有叙述。
对以某个载波频率生成的4个三角波carUA1、carUA2、carUB1、carUB2和电压指令值VUS*进行比较，决定开关元件SUSA1、SUSA2、SUSA3、SUSA4、SUSB1、SUSB2、SUSB3、SUSB4的开关模式。假设电压指令值VUS*的最大值为1.0，最小值为－1.0，则三角波carUA1负责最大值是1、最小值是0.5的区域，三角波carUA2负责最大值是0.5、最小值是0的区域，三角波carUB1负责最大值是0.0、最小值是－0.5的区域，三角波carUB2负责最大值是－0.5、最小值是－1.0的区域。
图9至图12是本发明的实施例2中的U相的半导体电力变换装置的逆变器INVUS的开关元件的时序图，图9是三角波carUA1最大值为1、最小值为0.5时的时序图，图10是三角波carUA2最大值为0.5、最小值为0时的时序图，图11是三角波carUB1最大值为0.0、最小值为－0.5时的时序图，图12是三角波carUB2最大值为－0.5、最小值为－1.0的时序图。
在图9至图12中，各开关元件的工作状态在信号波形为“高”时表示导通状态，在“低”时表示截止状态。另外，逆变器INVUS的电压指令值VUS*是U相电压指令值VU*与逆变器INVU1、INVU2的输出电压之差，作为连续的值来计算。逆变器INVUS的电压指令值VUS*成为如图8所示的波形，但在图9至图12中为了使说明简单而用直线示出。
在图9中示出了电压指令值VUS*位于0.5～1.0之间时的开关元件SUSA1、SUSA3的工作状态，信号波形为“高”时表示导通状态，“低”时表示截止状态。在逆变器INVUS的电压指令值VUS*大于三角波carUA1时，开关元件SUSA1导通，开关元件SUSA3截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUA1时，开关元件SUSA1截止，开关元件SUSA3导通。
在图10中示出了电压指令值VUS*位于0～0.5之间时的开关元件SUSA4、SUSA2的工作状态，信号波形为“高”时表示导通状态，“低”时表示截止状态。在逆变器INVUS的电压指令值VUS*大于三角波carUA2时，开关元件SUSA4导通，开关元件SUSA2截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUA2时，开关元件SUSA4截止，开关元件SUSA2导通。
在图11中示出了电压指令值VUS*位于－0.5～0之间时的开关元件SUSB3、SUSB1的工作状态，信号波形为“高”时表示导通状态，“低”时表示截止状态。在逆变器INVUS的电压指令值VUS*大于三角波carUB1时，开关元件SUSB3导通，开关元件SUSB1截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUB1时，开关元件SUSB3截止，开关元件SUSB1导通。
在图12中示出了电压指令值VUS*位于－1.0～－0.5之间时的开关元件SUSB2、SUSB4的工作状态，信号波形为“高”时表示导通状态，“低”时表示截止状态。
在逆变器INVUS的电压指令值VUS*大于三角波carUB2时，开关元件SUSB2导通，开关元件SUSB4截止。在电压指令值VUS*小于三角波carUB2时，开关元件SUSB2截止，开关元件SUSB4导通。
这样地对逆变器INVUS进行PWM控制并输出电压的结果是，逆变器INVU1、INVU2、INVUS的输出电压波形变为近似于正弦波的波形。
在逆变器级数为2的情况下，相对于仅逆变器INVU1、INVU2的正电平数4，INVUS输出各电平间的电压和最大电压，因此，4×4＋2＝18个电平就成为正电压电平数，加上负电压和0电压，就能够输出18×2＋1＝37个电平的电压。即，在逆变器为n级时成为{（n×2×4＋2）×2＋1}＝16n＋5个电压电平数。
在以上的说明中，以U相的半导体电力变换装置为例叙述了工作方法，V相、W相的半导体电力变换装置也按照各自的电压指令值VV*、VW*，与U相的半导体电力变换装置同样地输出近似于正弦波的电压。
这样，根据实施例2得到输出电压的电平数增大且谐波小的阶梯波形。在具有相同大小的直流电力压的全桥NPC逆变器为3级的情况下，输出电压的电平数是逆变器级数3×4＋1＝13个电平，与此相对，在实施例2的逆变器INVU1、INVU2、INVUS的3级结构中能够输出37个电平，能够降低谐波。
另外，由于电压高的逆变器VDCU1～VDCUN的输出电压在1周期内输出1个脉冲电压，因此开关次数是最小限度即可，能够抑制伴随着开关的损耗。电压相对于逆变器VDCU1～VDCUN低到四分之一的逆变器VDCUS，可以由元件耐压低的开关元件构成。即使用PWM控制等进行谐波的开关，从逆变器整体来说的损耗也小。
通过这样地组合多个高压逆变器和一个低压逆变器，能得到谐波小且损耗小的逆变器。
另外，可以构成为将这些单相半导体电力变换装置分别适用在三相UVW上，用半导体电力变换装置U、V、W分别输出三相交流电力的一个相的量。这样得到三相的半导体电力变换装置。
虽然已经说明了本发明的几个实施方式，但是这些实施方式是作为例子而提出的，并不是想限定发明范围。这些新的实施方式可以以其他各种各样的方式实施，可以在不脱离发明主旨的范围内进行各种各样的省略、置换和变更。这些实施方式或其变形包含在发明范围或主旨内，并且也包含在权利要求书记载的发明及其均等的范围内。
附图标记的说明
11…单相半导体电力变换装置、INV…逆变器、S…开关元件、C…电容器

Claims (13)

1.一种半导体电力变换装置，是串联多个将直流电力变换为单相交流电力的逆变换装置而成的单相半导体电力变换装置，其特征在于，具有：
逆变换装置INVU1～INVUn，输出n（n是自然数）个互相绝缘的3电平电压；以及
逆变换装置INVUS，将所述逆变换装置INVU1～INVUn的输入直流电力压VDC的二分之一或者三分之一的电压VDCS作为输入直流电力压，输出与所述逆变换装置INVU1～INVUn绝缘的3电平电压，
将所述逆变换装置INVU1～INVUn和所述逆变换装置INVu串行级联，输出最大VDC×n＋VDCS的电压。
2.一种半导体电力变换装置，是串联多个将直流电力变换为单相交流电力的逆变换装置而成的单相半导体电力变换装置，其特征在于，具有：
逆变换装置INVU1～INVUn，输出n（n是自然数）个互相绝缘的3电平电压；以及
I（I是2以上的自然数）台逆变换装置INVUS，将所述逆变换装置INVU1～INVUn的输入直流电力压VDC的k（k是4以上的自然数）分之一的电压VDCS作为输入直流电力压，输出与所述逆变换装置INVU1～INVUn绝缘的3电平电压，
将所述逆变换装置INVU1～INVUn和所述逆变换装置INVu串行级联，输出最大VDC×n＋VDCS×k的电压。
3.根据权利要求2所述的半导体电力变换装置，其特征在于，在所述逆变换装置INVUS的台数k＝2时，将所述输入直流电力压VDCS设为所述输入直流电力压VDC的I＝四分之一。
4.根据权利要求1或2或3所述的半导体电力变换装置，其特征在于，所述逆变换装置INVU1～INVUn在交流电力的每1个周期输出1个脉冲电压，所述逆变换装置INVUS输出脉宽调制后的电压。
5.根据权利要求4所述的半导体电力变换装置，其特征在于，在单相U相的U相输出交流电力压指令值VU*达到所述直流电力压VDC×m/2（m是n以下的整数）时，所述逆变换装置INVU1～INVUn的INVUm输出电压，所述逆变换装置INVu对所述U相输出交流电力压指令值VU*与所述逆变换装置INVU1～INVUn的输出电压之间的差电压进行脉宽调制并输出。
6.一种半导体电力变换装置，其特征在于，将所述交流电力设为三相UVW，具有与权利要求1的单相半导体电力变换装置相同的结构且相互绝缘的半导体电力变换装置U、V、W，用所述半导体电力变换装置U、V、W分别输出所述三相交流电力的一个相的量
7.一种半导体电力变换装置，是串联多个将直流电力变换为单相交流电力的逆变换装置而成的单相半导体电力变换装置，其特征在于，具有：
逆变换装置INVU1～INVUn，输出n（n是自然数）个互相绝缘的5电平电压；以及
逆变换装置INVUS，将所述逆变换装置INVU1～INVUn的输入直流电力压VDC的四分之一的电压VDCS作为输入直流电力压，输出与所述逆变换装置INVU1～INVUn绝缘的5电平电压，
将所述逆变换装置INVU1～INVUn和所述逆变换装置INVu串行级联，输出最大VDC×n＋VDCS的电压。
8.根据权利要求7所述的半导体电力变换装置，其特征在于，所述逆变换装置INVU1～INVUn在交流电力的每1个周期输出1个脉冲电压，所述逆变换装置INVUS输出脉宽调制后的电压。
9.根据权利要求8所述的半导体电力变换装置，其特征在于，在单相U相的U相输出交流电力压指令值VU*达到所述直流电力压VDC×m/2（m是所述n以下的整数）时，所述逆变换装置INVU1～INVUn的INVUm输出电压，所述逆变换装置INVu对所述U相输出交流电力压指令值VU*与所述逆变换装置INVU1～INVUn的输出电压之间的差电压进行脉宽调制并输出。
10.根据权利要求9所述的半导体电力变换装置，其特征在于，将所述逆变换装置INVU1～INVUn设为中性点箝位的逆变换装置，按照中性点电位变动的方向和输出电流的方向决定所述逆变换装置INVU1～INVUn的开关模式。
11.一种半导体电力变换装置，其特征在于，将所述交流电力设为三相U、V、W，具有与权利要求10的单相半导体电力变换装置相同的结构且相互绝缘的半导体电力变换装置U、V、W，用所述半导体电力变换装置U、V、W分别输出所述三相交流电力的一个相的量。
12.根据权利要求4、5、10、11中任一项所述的半导体电力变换装置，其特征在于，将所述直流电力压VDC、VDCS设为电容器，控制所述逆变换装置INVU1～INVUn的脉冲宽度以及所述逆变换装置INVUS的输出电压，以使电容器电压平衡。
13.根据权利要求4、5、10、11、12中任一项所述的半导体电力变换装置，其特征在于，将构成所述逆变换装置INVU1～INVUn的开关元件设为采用硅的半导体器件，将构成所述逆变换装置INVUS的开关元件设为采用碳化硅或者氮化镓的半导体器件。
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