CN1033121C - 恒频零电压边沿谐振开关变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)变换器，它由输入直流电源、传能电感、续流二极管、CF-ZVERS、输出滤波器及负载组成，其中CF-ZVERS是由主开关和辅开关复合组成的三端网络，用该开关替代经典开关功率变换器中的功率开关即可组成升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK或CF-ZVERS变换器。本发明采用恒频PWM控制方式，其主、辅开关均为零电压开关。

Description

恒频零电压边沿谐振开关变换器
本发明属电力电子系统技术领域，特别涉及开关功率变换器。
众所周知，开关功率变换器中的关键元件是功率开关，近年来，人们对功率开关进行了广泛的研究，以做出适合不同要求的开关功率变换器。其经典的开关功率变换器(包括升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK式等)采用脉宽调制(PWM)控制方式，其特点是控制简单且滤波元件易于设计，但它的功率开关由于强迫通断而产生交叉损耗，且该损耗功率与开关频率成正比，故不能满足高频小型化的要求；以后出现的零电流开关(ZCS)准谐振变换器(美国专利4720667)利用电流谐振实现零电流关断，从理论上消除了交叉损耗，但却不能消除由开关寄生电容通过开关放电所引起的损耗，从而限制了开关频率进一步提高，且其必须采用变频控制，这又增加了滤波元件的设计难度；其后又出现的零电压开关(ZVS)准谐振变换器(美国专利4720668)，它的零电压谐振开关包括与开关Q1并联的反向二极管D1及谐振电容Cr及与其串联的谐振电感Lr组成，如图1所示，这种变换器改进成为利用电压谐振实现零电压导通，从理论上消除了交叉损耗，由于它将开关寄生电容纳入了谐振电容，从而能够实现高频开关功率变换，但其电压谐振峰值却比经典的PWM开关高得多(约一倍)，故势必选用通态电阻
针对上述变换器的不足，本发明的目的在于提出一种新的谐振功率开关，使组成一类新的开关功率变换器，既能实现恒频控制，又能减小谐振电压峰值，提高开关频率，且电路简单，易于实现，以更好地满足高频小型化的要求。
本发明所述的恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)变换器的核心部件恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)的基本设计思想是在零电压准谐振开关的基础上，加上含辅助开关的限幅电路，使开关波形在上升和下降沿发生谐振，而整个电路仍工作在PWM的方波模式。其具体的实现方案是采用主、辅两支开关复合组成一个三端网络，即成为恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)，其结构如图2所示，它的主开关Sm(带反向二极管D1)与谐振电容Cr并联后一端为(2)端，另一端与辅开关Sc(带反向二极管D2)的一端相连后再与谐振电感Lr相连后为(1)端，辅开关Sc的另一端与限幅电容Cc相连后为(3)端并接恒定电压组成。该功率开关电路中主、辅两开关Sm、Sc一般为VDMOS器件；D1、D2为VDMOS器件的寄生二极管或外接二极管与VDMOS器件的寄生二极管并联；Cr为VDMOS器件的寄生电容或外接电容与VDMOS器件的寄生电容并联；Lr为开关感性负载漏感或外接电感与开关感性负载漏感串联；Cc为限幅电容，要求足够大以使其电压基本保持恒定。
利用本发明所述的恒频零电压边沿谐振开关CF-ZVERS，按经典的各类(包括升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK等)开关功率变换器的设计方法，用该CF-ZVERS代替其中的功率开关，即可组成相对应的一簇新的恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)变换器，例如，将CF-ZVERS三端网络的(3)端和(2)端分别并接在直流电源Vg的正、负端，其正端与传能电感Lm相连后与三端网络的(1)端相连后，再与整流二极管Df相连后再与输出滤波电容Co的正极相接，Co的负极与三端网络的(2)端相连，负载R并联在Co上，即组成了升压式恒频零电压边沿谐振开关变换器，如图4所示。
下面以图4所示的升压式CF-ZVERS变换器为例，说明CF-ZVERS变换器工作原理。主、辅开关Sm、Sc的驱动波形时序见图3。在0时刻，Sc处于截止，Sm断开，Vr线性升至V0，Df导通，此时，Sm和Sc均截止，Lr与Cr发生谐振直至t1时刻；Vr达到Vc，D2自然导通，在D2上电流反向之前，Sc零电压导通(不失一般性，图4中假设Sc与D2同时导通)，Vr限幅在Vc，Lr被反向充电直到Sc断开(在此区间，Ir电流反向，D2自然断开)；在t2时刻，Sc断开，Lr、Cr再次谐振，迫使Vr下降为O；t3时刻，D1自然导通，然后Sm导通(不失一般性，图4中假设Sm与D1同时导通)，Ir被V0线性充电直至达到Im，Df截止；当ts时刻，Sm关断，电路进入下一周期。
由上述分析看出，开关Sm和Sc均为零电压导通及截止，且均工作在低电压的无尖峰方波模式其耐压仅为ZVS准谐振变换器功率开关的2/5～3/5。由于Sc可在D2导通到其电流反向之前任意一点导通，在保证Sc零电压导通的前提下，从Sm截止到Sc导通的时间差完全能够选择为一个恒量。同理，从Sc截止到Sm导通的时间差也可以设计成恒量。因此，Sm和Sc的驱动脉冲的前后沿同步变化，在固定开关频率的条件下通过改变其占空比而达到调节输出的目的。
采用本发明所述的CF-ZVERS变换器具有如下优点：(1)由于主、辅开关工作于低电压的无尖峰方波模式，故可选用通态电阻小的低耐压VDMOS器件，这样，一方面可提高变换效率，另一方面也可降低产品成本；(2)主、辅开关均为零电压开关，消除了与频率成正比的交叉功率损耗，故适应高频小型化功率变换的要求，开关频率可达1MHz以上；(3)采用恒频PWM控制技术减轻了滤波负担，使滤波元件易于设计；(4)由于限幅支路在限幅的同时，还起到磁芯复位的作用，使变换器工作占空比可大于50％，故其具有很宽的稳压范围；(5)由于谐振上下沿可设计得比开关周期小得多，在满足零电压开关条件下，开关感性负载漏感大小对变换器工作特性影响甚微，故电路简单易于批量生产。
附图及附图说明：
图1现有技术零电压(ZVS)准谐振开关电路图
图中：Q1开关；D1反向二极管；Cr谐振电容；Lr谐振电感。
图2本发明所述恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)原理图
图中：Sm主开关；Sc辅开关；D1、D2反向二极管；Cr谐振电容；Cc限幅电容；Lr谐振电感。
图3：图2中Sm、Sc的驱动波形时序图
图中：t1、t3－t1及ts为恒定值。
图4：升压式恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)变换器原理图
图中：Sm为VDMOS主开关(带反向二极管D1)
Sc为VDMOS辅开关(带反向二极管D2)Cr谐振电容；Lr谐振电感；Cc限幅电容；Vg输入直流电源；Vc限幅电压；V0输出电压；Lm传能电感；C0输出滤波电容；R负载电阻；Df续流二极管。
图5：单端反激式恒频零电压边沿谐振开关变换器原理图
图中：Vg输入电压；V0输出电压；T隔离变压器(磁芯材料H7C4)；Sm主开关、Sc辅开关均为IRF530 VDMOS管；D1、D2为IRE530 VDMOS管的寄生二极管；Df为B1545续流二极管；Cr谐振电容为IRF530VDMOS管的结电容；Cc、C0均为独石电容；R负载电阻；1为闭环控制回路。
下面以图5所示的单端反激式恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)变换器作为实例，进一步说明本发明，其Sm、Sc均为IRF530VDMOS管，D1、D2均为它的寄生二极管，Cr为它的结电容、Cc和C0分别为1u和3u的独石电容，R为2.9Ω，隔离变压器T的磁芯材料为H7C4，Lr为变压器漏感，输出电压为12V，其虚线内1为闭环控制电路，它由隔离电路、误差放大器、PWM、二路移相及驱动电路构成，它的输出理想电压波形如图4所示。当输入电压选为24V～60V，其占空比从62％～32％变化，当Vg＝36V时变换效率为87.9％。表1例出了本实例与相应的ZVS准谐振变换器开关电压峰值的比较，从表中看出，本实例的谐振电压峰值要小得多，仅为它的1/2左右。
表1：单端反激式CF-ZVERS变换器与相应
     ZVS准谐振变换器开关电压峰值比较
输入电压(V)     24     30     36     42     48
CF-ZVERSSm、Sc最大VDS(V) 60 62 64 72 80
ZVS准谐振开关最大峰值电压(V)     130     132     134     137     144

Claims (2)

1、恒频零电压边沿谐振开关变换器由输入直流电源(Vg)、传能电感(Lm)、续流二极管(Df)、功率开关它包括与开关(Q1)并联的反向二极管(D1)及谐振电容(Cr)及与其串联的谐振电感(Lr)组成、输出滤波电容(Cr)及负载组成，其特征在于它的功率开关是由主、辅两支开关复合组成的三端网络，其主开关(Sm)(带反向二极管D1)与谐振电容(Cr)并联后一端为(2)端，另一端与辅开关(Sc)(带反向二极管D2)的一端相连后再与谐振电感(Lr)相连后为(1)端，辅开关(Sc)的另一端与限幅电容(Cc)相连后为(3)端，并接恒定电压组成的。
2、恒频零电压边沿谐振开关变换器，其特征在于按经典的各类(包括升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK)开关功率变换器的设计方法，用本发明的恒频零电压边沿谐振开关(CF-ZVERS)代替其中的功率开关即可组成相对应的一簇升压式、降压式、升降压式、单端反激式、单端正激式和CuK恒频零电压边沿谐振开关变换器。
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