CN103294093B - 无电流误差的电阻电容校准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电阻电容校准电路，包括一电流源，提供一电流至一第一节点；一第一开关，耦接于该第一节点与一第二节点；一第二开关，耦接于该第一节点与一第三节点；一第三开关，耦接于该第三节点与一参考电位；一电阻，耦接于该参考电位与该第二节点之间；一可变电容，耦接于该参考电位与该第三节点之间；一比较器，在一第一输入端耦接于该第二节点，并在一第二输入端耦接于该第三节点；以及一逻辑控制器，耦接于该比较器的一输出端及该可变电容，用来根据该比较器的该输出端所提供的一输出信号，输出一调整信号，以调整该可变电容的电容值。

Description

无电流误差的电阻电容校准电路

技术领域

本发明涉及一种电阻电容校准(RCcalibration)电路，尤其涉及一种使用单一电流源的电阻电容校准电路。

背景技术

集成电路中经常使用电阻电容等被动组件来实现控制频率响应的极点与零点、产生电流源或是产生偏压点等各式各样的功能。然而，由于制程(Process)、电压(Voltage)以及温度(Temperature)的变异，使得被动组件的实际值与设计值产生差异。如此一来，频率响应的极点与零点的位置将难以控制，电流源的电流与偏压点的电压将会与设计值产生偏移，进而造成集成电路的效能大幅降低。

举例来说，当以电阻值为R的一电阻及电容值为C的一电容实现集成电路中一滤波器时，电阻值R与电容值C直接相关于滤波器的极点与零点，也就是说，滤波器的频率响应决定在电阻值R及电容值C。在此状况下，若电阻值R与电容值C随着制程变异而变化，滤波器的频带(FrequencyBand)也会与电路系统所需的频带产生偏差，进而导致集成电路的整体效能降低。

为了克服上述的问题，在公知技术中可利用一电阻电容校准(RCCalibration)电路来校准电阻值R及电容值C的偏移量，以提升集成电路的整体效能。一般而言，电阻电容校准电路会使用多组电流源来产生校准过程中所需的多个电压。然而，多组电流源中各电流源的电流将会因为制程变异而产生偏差，而导致该多个电压偏离原先设计。在此状况下，制程变异所产生的电流误差会使电阻电容校准电路的校准精准度下降，进而导致集成电路的整体效能下降。

发明内容

在此主要提供一种高精准度的电阻电容校准电路，该电阻电容校准电路使用单一电流源，藉以消除电阻电容校准电路中因电流不匹配所造成的不理想效应。

在一方面，公开了一种电阻电容校准电路，包括一电流源，提供一电流至一第一节点；一第一开关，耦接于该第一节点与一第二节点之间；一第二开关，耦接于该第一节点与一第三节点之间；一电阻，耦接于一参考电位与该第二节点之间；一可变电容，耦接于该参考电位与该第三节点之间；一第三开关，耦接于该第三节点与该参考电位之间；一比较器，在一第一输入端耦接于该第二节点，并在一第二输入端耦接于该第三节点；以及一逻辑控制器，耦接于该比较器的一输出端及该可变电容之间，用来根据该比较器的该输出端所提供的一输出信号，输出一调整信号，以调整该可变电容的电容值。

在另一方面，公开了一种电阻电容校准方法，包括：提供一电流至一可变电容，使该可变电容充/放电一预设时间，并在该预设时间后停止提供该电流至该可变电容，以大致保存该可变电容的电压值维持为一比较电压；将该电流改为提供至一电阻，以产生一参考电压；比较该比较电压与该参考电压，以产生一比较结果，并根据该比较结果调整该可变电容的电容值；将该可变电容的电压放/充电至一参考电位；以及重复上述步骤，直至该比较电压大致等于该参考电压。

在此配合下列图示、实施例的详细说明及权利要求书，将上述及本发明的其它目的与优点详述在后。

附图说明

图1是本发明实施例的电阻电容校准电路的示意图。

图2是依据一实施例的图1所示的电阻电容校准电路运作时相关信号的示意图。

图3是依据另一实施例的图1所示的电阻电如校准电路运作时相关信号的另一示意图。

图4是本发明另一实施例的电阻电容校准电路的示意图。

图5是依据一实施例的图4所示的电阻电容校准电路运作时相关信号的示意图。

图6是依据另一实施例的图4所示的电阻电容校准电路运作时相关信号的另一示意图。

图7是图1所示的电阻电容校准电路另一实施方式的示意图。

图8是本发明实施例的电阻电容校准方法的流程图。

其中，附图标记说明如下：

10、40电阻电容校准电路

100、400电流源

102～106、402～406开关

108、408电阻

110、410可变电容

112、412比较器

114、414逻辑单元

700电流源

702迭接电流镜

80电阻电容校准方法

800～812步骤

C、C_VAR电容值

CC模式控制信号

CON调整信号

C_bin既定电容

CR比较结果

I电流

GND地端

MP1～MP4P型晶体管

N1～N3节点

R、R_REF电阻值

SP₁～SP_N切换周期

SW1～SW3开关控制信号

T1₁～T1_N、T2₁～T2_N、T3₁～T3_N、T4₁～T4_N时间点

VDD电压

V_C比较电压

V_D电源端

V_REF参考电压

具体实施方式

在本发明的范例实施例中，电阻电容校准电路利用单一电流源，产生用于电阻电容校准的比较电压与参考电压，据此，电阻电容校准电路输出的校准结果可与该单一电流源无相关，进而可避免因为电流源不匹配所导致的校准偏差问题。为更清楚地了解本发明，以下将配合图式，以至少一范例实施例来作详细说明。此外，以下实施例中所提到的连接用语，例如：耦接或连接等，仅是参考附加图式用以例示说明，并非用来限制实际上两个组件之间的连接关系是直接耦接或间接耦接。

请参考图1，图1是本发明实施例的一电阻电容校准(RCCalibration)电路10的示意图。如图1所示，电阻电容校准电路10包括一电流源100、开关102、104、106、一电阻108、一可变电容110、一比较器112以及一逻辑单元114。电流源100用来自一电源端V_D提供一电流I至一节点N1。开关102耦接于节点N1与一节点N2之间，用来根据一开关控制信号SW1，控制节点N1与节点N2间的连结。类似地，开关104耦接于节点N1与一节点N3之间，用来根据一开关控制信号SW2，控制节点N1与节点N3间的连结。开关106根据一开关控制信号SW3，控制节点N3与一地端GND间的连结。电阻108(电阻值是R_REF)耦接于一参考电位(譬如地端)与节点N2之间，用来在节点N2产生一参考电压V_REF。可变电容110耦接于该参考电位(譬如地端)与节点N3，用来在节点N3产生一比较电压V_C。可变电容110的电容值C_VAR根据一调整信号CON而决定，并可介于一最小电容值C_MIN与一最大电容值C_MAX之间。举例而言，电容值C_VAR的初始值可安排为最小电容值C_MIN与最大电容值C_MAX当中之一者，譬如为为最大电容值C_MAX。

比较器112在一第一输入端耦接于节点N2，并在一第二输入端耦接于节点N3。比较器112经配置比较参考电压V_REF以及比较电压V_C并一输出端产生一比较结果CR。较佳地，比较器112可为一闪控比较器，根据一模式控制信号CC，周期性地操作在一比较模式以及一重置模式。当比较器112操作在比较模式时，比较器112比较参考电压V_REF以及比较电压V_C并产生比较结果CR；当比较器112操作在重置模式时，比较器112不进行比较并维持比较结果CR。逻辑单元114则根据比较结果CR，输出调整信号CON，以调整可变电容110的电容值C_VAR。

电阻电容校准电路10的主要目的是利用适当配置开关控制信号SW1～SW3的切换时序，以使参考电压V_REF及比较电压V_C由同一电流I产生，并通过适当配置模式控制信号CC的切换时序，以适时比较参考电压V_REF及比较电压V_C，继而可根据比较结果CR来产生调整信号CON，以调整可变电容110的电容值C_VAR直至参考电压V_REF大致等于比较电压V_C，此时电容值C_VAR是一校准电容值。如此一来，当参考电压V_REF大致等于比较电压V_C时，电阻值R_REF与电容值C_VAR(即该校准电容值)的乘积是一与电流I无相关的预定值，即电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积无电流误差所造成的不理想效应。

关于电阻电容校准电路10的操作过程，详细来说，在一切换周期开始时，可通过设定适当的模式控制信号CC，使比较器112操作在重置模式，并设定开关控制信号SW1～SW3，以使开关102、开关106切断、开关104导通。在此情况下，电流源100的电流I会对可变电容110由地端GND的电位开始充电。开关控制信号SW2并可在一预设时间T后切换，以使开关104切断，并使可变电容110的电压值保持为比较电压V_C。因此，比较电压可表示为：

$V_C=\frac{I\×T}{C_{\mathrm{VAR}}}-\left(1\right)$

以后，开关控制信号SW1可被切换以使开关102导通。电流源100提供的电流I会改为流经电阻108，以产生参考电压V_REF。因此，参考电压V_REF可表示为：

V_REF＝I×R_REF-(2)

在参考电压V_REF产生且稳定以后，模式控制信号CC会被切换以指示比较器112操作在比较模式，并开始比较参考电压V_REF与比较电压V_C。一般而言，由于电容值C_VAR的被安排为最大电容值C_MAX，因此比较电压V_C会低于参考电压V_REF，比较器112输出指示一低于状态的比较结果CR。此时，逻辑单元114会将电容值C_VAR调低。较佳地，逻辑单元114将电容值C_VAR由最大电容值C_MAX调低一既定电容值C_bin。在比较器112输出比较结果CR后，开关控制信号SW3以及模式控制信号CC会被切换，以使开关106导通将比较电压V_C放电至地端GND的电位，并使比较器112操作在重置模式保持比较结果CR。

电阻电容校准电路10将会重复进行上述步骤，以使得电容值C_VAR持续单调(monotonically)下降，直至比较电压V_C恰好超过参考电压V_REF。需注意的是，在此情况下，只要可变电容110的电容值C_VAR的可调范围足够宽(即最小电容值C_MIN与最大电容值C_MAX的范围)且既定电容值C_bin足够小，比较电压V_C将可近似于参考电压V_REF。因此，表达式(1)与表达式(2)可重新整理为：

R_REF×C_VAR＝T-(3)

如此一来，电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积等于预设时间T。由表达式(3)可得知，电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积与电流I无相关。

请参考图2，图2是依据一实施例的图1所示的电阻电容校准电路10运作时相关信号的波形图。如图2所示，一切换周期SP₁开始在一时间T1₁，此时模式控制信号CC指示重置模式，开关控制信号SW1、SW3指示切断状态，而开关控制信号SW2指示导通状态。此时，比较器112操作在重置模式，电容值C_VAR是最大电容值C_MAX，开关102、开关106切断，开关104导通。因此，比较电压V_C开始以斜率I/C_VAR线性上升。经过预设时间T后，在一时间点T2₁，开关控制信号SW1切换指示导通状态，开关控制信号SW2切换指示切断状态，电流I从而改为提供至电阻108。在此情况下，比较电压V_C保持开关104切断以前可变电容110的电压值，而参考电压V_REF是电流I与电阻104的电容值R_REF的乘积。随后，在一时间点T3₁，开关102保持导通，模式控制信号CC指示比较模式，比较器112开始比较参考电压V_REF与比较电压V_C，并输出指示低于状态的比较结果CR。随后，在一时间点T4₁，逻辑控制器114根据比较结果CR通过调整信号CON将电容值C_VAR调降既定电容值C_bin。最后，开关控制信号SW1切换指示切断状态以切断开关102，开关控制信号SW3切换指示导通状态以导通开关106，比较电压V_C从而下降至地端GND的电位，而模式控制信号CC则切换指示重置模式，以使比较器112保持比较结果CR。

请继续参考图2，以上所述的步骤将会重复执行在多个随后切换周期SP₂～SP_N，其中电容值C_VAR被单调降低直至切换周期SP_N。在切换周期SPN中一时间点T3_N，比较电压V_C恰好超过比较电压V_REF，比较结果CR切换指示一高于状态。在此情况下，电容值C_VAR是该校准电容值，电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积为预设时间T。

此外，可变电容110的电容值C_VAR的初始值也可为最小电容值C_MIN。请参考图3，图3是依据另一实施例的图1所示的电阻电容校准电路10运作时相关信号的波形图。与图2不同的是，由于调整信号CON电容值C_VAR的初始值是最小电容值C_MIN，因此在切换周期SP₁的时间点T3₁，比较电压V_C会高于参考电压V_REF，比较结果CR指示一高于状态，以使逻辑单元114将电容值C_VAR调升。较佳地，逻辑单元114会将电容值C_VAR调升既定电容值C_bin。相似地，电容值C_VAR将会被单调调升直至切换周期SP_N。在切换周期SP_N的时间点T3_N，比较电压V_C恰好低于参考电压V_REF，比较结果CR切换指示该低于状态。在此情况下，电容值C_VAR是该校准电容值，且电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积为预设时间T。

请参考图4，图4是本发明实施例的另一电阻电容校准电路40的示意图。如图4所示，电阻电容校准电路40包括一电流源400、开关402、404、406、一电阻408、一可变电容410、一比较器412以及一逻辑单元414。电阻电容校准电路40的架构与图1所示的电阻电容校准电路10类似，因此相同信号以相同符号表示。不同在图1所示的电阻电容校准电路10，在电阻电容校准电路40中，电流源400由耦接于电源端V_D改为耦接于地端GND，而开关406、电阻408以及可变电容410由耦接于地端GND改为耦接于电源端V_D，其中该电源端V_D的电位是一电压VDD。

详细来说，在一切换周期开始时，通过设定适当的模式控制信号CC以使比较器412操作在该重置模式，以及设定开关控制信号SW1～SW3，以使开关402、开关406切断、开关404导通。在此情况下，电流源400的电流I会对可变电容410由电压VDD开始放电。开关控制信号SW2可在一预设时间T后切换，以使开关104切断，并使可变电容410的电压值保持为比较电压V_C。因此，比较电压V_C可表示为：

$V_C=\mathrm{VDD}-\frac{I\×T}{C_{\mathrm{VAR}}}-\left(4\right)$

以后，开关控制信号SW1可被切换以使开关402导通。此时电流源400提供的电流I改为流经电阻408，以产生参考电压V_REF。因此，参考电压V_REF可表示为：

V_REF＝VDD-I×R_REF-(5)

在参考电压V_REF产生且稳定以后，模式控制信号CC会切换以指示比较器412进入比较模式，并开始比较参考电压V_REF与比较电压V_C。一般而言，可将电容值C_VAR的初始值安排为最大电容值CMAX，因此比较电压V_C将会高于参考电压V_REF，比较器412输出指示一高于状态的比较结果CR。此时，逻辑单元414会将电容值C_VAR调低。较佳地逻辑单元414会将电容值C_VAR调低既定电容值C_bin，并切换开关控制信号SW3以及模式控制信号CC，使开关106导通，以使比较电压V_C充电至电压VDD，以及使比较器412进入重置模式保持比较结果CR。

相似地，电阻电容校准电路40将会重复执行以上所述的步骤，以使电容值C_VAR持续单调下降，直至比较电压V_C恰好低于参考电压V_REF。此时，只要可变电容110的电容值C_VAR的可调范围足够宽且既定电容值C_bin足够小，比较电压V_C将可近似于参考电压V_REF。因此，表达式(4)与表达式(5)可重新整理为：

R_REF×C_VAR＝T-(6)

如此一来，电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积等于预设时间T，即电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积与电流I无相关。

请参考图5，图5是依据一实施例的图4所示的电阻电容校准电路40运作时相关信号的波形图，其中电容值C_VAR的初始值是最大电容值C_MAX。如图5所示，一切换周期SP₁开始在一时间T1₁，此时模式控制信号CC指示重置模式，开关控制信号SW1、SW3指示切断状态，而开关控制信号SW2指示导通状态。此时，比较器112操作在重置模式，电容值C_VAR等于最大电容值C_MAX，开关402、开关406切断，开关404导通。因此，比较电压V_C由电压VDD开始以斜率-I/C_VAR线性下降。经过预设时间T后，在时间点T2₁，开关控制信号SW1切换指示导通状态，开关控制信号SW2切换指示切断状态，电流I从而改为提供至电阻408。在此情况下，比较电压V_C保持开关404切断以前可变电容410的电压值，而参考电压V_REF是电压VDD减去电流I与电阻404的电容值R_REF的乘积。随后，在一时间点T3₁，模式控制信号CC切换指示比较模式，比较器412开始比较参考电压V_REF与比较电压V_C，并输出指示低于状态的比较结果CR。在一时间点T4₁，逻辑控制器414根据比较结果CR将电容值C_VAR调降既定电容值C_bin。开关控制信号SW1切换指示切断状态以切断开关402，开关控制信号SW3切换指示导通状态以导通开关406，比较电压V_C从而上升至电压VDD。模式控制信号CC切换指示重置模式，以使比较器412保持比较结果CR。

请继续参考图5，以上所述的步骤可重复执行在多个随后切换周期SP₂～SP_N，其中电容值C_VAR可单调降低直至切换周期SP_N。在切换周期SPN中一时间点T3_N，比较电压VC恰好低于比较电压V_REF，比较结果CR切换指示一低于状态。此时，电容值C_VAR是该校准电容值，且电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积为预设时间T。

值得注意的是，可变电容410的电容值C_VAR的初始值也可设定为一最小电容值CMIN。请参考图6，图6是依据另一实施例的图4所示的电阻电容校准电路40运作时相关信号的另一波形图，其中电容值C_VAR的初始值是最小电容值C_MIN。与图5不同的是，由于可变电容410的电容值CVAR为最小电容值C_MIN，因此在切换周期SP₁的时间点T31，比较电压VC会低于参考电压V_REF，比较结果CR指示一低于状态，以使逻辑单元414将电容值C_VAR调升。较佳地，逻辑单元414将电容值C_VAR调升既定电容值C_bin。相似地，电容值C_VAR可被单调调升直至切换周期SP_N。在切换周期SP_N的时间点T3_N，比较电压V_C恰好高于参考电压V_REF，比较结果CR切换指示该高于状态。在此情况下，电容值C_VAR是该校准电容值，且电阻值R_REF与电容值C_VAR的乘积为预设时间T。

需注意的是，上述实施例的主要精神为利用单一电流源产生用于电阻电容校准的比较电压与参考电压，以使电阻电容校准电路输出的校准结果与单一电流源不相关，即电阻电容校准电路输出校准结果不会因电流不匹配而造成偏差。本领域熟知技艺者应可根据不同应用，据以实施适当的修改。例如，用于产生比较电压V_C与参考电压V_REF的电流源可以各式各样的方式实现。请参考图7，图7是图1所示的电阻电容校准电路10的另一实施方式的示意图。如图7所示，电流源100是由一电流源700与一迭接(Cascode)电流镜702实现。其中，迭接电流镜702是由晶体管MP1～MP4所组成。电流源700与迭接电流镜702的操作原理应为本领域的技术人员所熟知，为求简洁，在此不详述。

进一步地，以上所述电阻电容校准电路在切换周期SP₁～SP_N的行为，可归纳成一电阻电容校准方法80。请参考图8，图8是电阻电容校准方法80的流程图，该电阻电容校准方法80包括：

步骤800：开始。

步骤802：提供一电流至一可变电容使该可变电容充/放电一预设时间，并在该预设时间后停止提供该电流至该可变电容，以大致保存该可变电容的电压值维持为一比较电压。

步骤804：将该电流改为提供至一电阻，以产生一参考电压。

步骤806：比较该比较电压与该参考电压，以产生一比较结果，并根据该比较结果调整该可变电容的电容值。

步骤808：将该可变电容的电压放/充电至一参考电位。

步骤810：重复步骤802～步骤808，直至该比较电压大致等于该参考电压。

步骤812：结束。

如此一来，在电阻电容校准方法80结束时，该电阻的电阻值与该电容的电容值的乘积大致等于该预设时间。换句话说，利用电阻电容校准方法80，可取得与该电流无相关的校准结果。需注意的是，在步骤806中，调整该可变电容电容值的方法可根据不同应用而适当修改，例如，该可变电容的电容值可由一最小电容值调升或是由一最大电容值调低。

综上所述，上述实施例所公开的电阻电容校准电路利用单一电流源，产生用于电阻电容校准的比较电压与参考电压，据此，电阻电容校准电路输出的校准结果与该单一电流源无相关。如此一来，电阻电容校准电路输出的校准结果即可避免电流源不匹配所产生的偏差。因此，上述实施例所公开的电阻电容校准电路可大幅提升校准结果的精准度。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (25)

1.一种电阻电容校准电路，包括

一电流源，提供一电流至一第一节点；

一第一开关，耦接于该第一节点与一第二节点之间；

一第二开关，耦接于该第一节点与一第三节点之间；

一电阻，耦接于一参考电位与该第二节点之间；

一可变电容，耦接于该参考电位与该第三节点之间；

一第三开关，耦接于该第三节点与该参考电位之间；

一比较器，在一第一输入端耦接于该第二节点，并在一第二输入端耦接于该第三节点；以及

一逻辑控制器，耦接于该比较器的一输出端及该可变电容之间，用来根据该比较器的该输出端所提供的一输出信号，输出一调整信号，以调整该可变电容的电容值。

2.如权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该比较器是一闪控比较器。

3.如权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该比较器依据一切换周期，周期性地操作在一比较模式与一重置模式下。

4.如权利要求3所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在每次该切换周期中，当该比较器操作在该比较模式下时，该逻辑控制器根据该输出信号，单调调整该可变电容的电容值。

5.如权利要求4所述的电阻电容校准电路，其特征在于，当该输出信号指示该第一与第二输入端的电压不相等时，该逻辑控制器单调调整该可变电容的电容值一既定电容量。

6.如权利要求4所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该逻辑控制器在至少一次的该切换周期中，单调调整该可变电容的电容值，直至该比较器的该第一与第二输入端的电压相等。

7.如权利要求3所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在该第一开关、第二开关以及该第三开关分别根据该切换周期来导通或切断。

8.如权利要求7所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该第一开关、第二开关以及该第三开关之间的切换顺序经配置，以在每一切换周期中，该电流先流经该可变电容以在该第三节点产生一比较电压，再改为流经该电阻以在该第二节点产生一参考电压，以供该比较器依据该参考电压与该比较电压来产生该输出信号。

9.如权利要求8所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该第一开关、第二开关以及该第三开关的切换顺序经配置，以在每一切换周期中，该比较器产生该输出信号后，使该可变电容的电压放/充电至该参考电位。

10.如权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该第一开关、第二开关以及该第三开关分别根据一切换周期来导通或切断，该切换周期包括一第一期间，在该第一期间中，该第一开关及该第三开关切断，该第二开关导通。

11.如权利要求10所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该比较器操作在一重置模式而不进行比较。

12.如权利要求10所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该切换周期还包括一第二期间在该第一期间以后，在该第二期间中，该第一开关导通，该第二开关及该第三开关切断。

13.如权利要求12所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在该第二期间内的至少一部分时间中，该比较器操作在一比较模式而进行比较，并在该第二期间内的其它时间中操作在一重置模式而不进行比较。

14.如权利要求12所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该切换周期当中的该周期还包括一第三期间在该第二期间以后，在该第三期间中，该第三开关导通，该第一开关、第二开关切断。

15.如权利要求14所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在该第三期间中，该比较器操作在一重置模式而不进行比较。

16.如权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，当该比较器依据该第三节点所产生的一比较电压与该第二节点所产生的一参考电压来产生该输出信号。

17.如权利要求16所述的电阻电容校准电路，其特征在于，当该第一开关导通时，该电流源的该电流流经该电阻，以在该第二节点产生该参考电压。

18.如权利要求16所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在该第二开关导通时，该电流源的该电流对该可变电容进行充/放电，以在该第三节点产生该比较电压。

19.如权利要求18所述的电阻电容校准电路，其特征在于，该第二开关于导通一预设时间后切断，以使该第三节点的电压保持为该比较电压。

20.如权利要求19所述的电阻电容校准电路，其特征在于，在该第二开关切断后，该第三开关导通，以使该第三节点的电压放/充电至该参考电位。

21.如权利要求1所述的电阻电容校准电路，其特征在于，当该比较器的该第一输入端与该第二输入端的电压相等时，该可变电容的电容值是一校准电容值，且该校准电容值与该电阻的电阻值的乘积等于该第二开关每一次导通的时间。

22.一种电阻电容校准方法，包括：

提供一电流至一可变电容，使该可变电容充/放电一预设时间，并在该预设时间后停止提供该电流至该可变电容，以保存该可变电容的电压值维持为一比较电压；

将该电流改为提供至一电阻，以产生一参考电压；

比较该比较电压与该参考电压，以产生一比较结果，并根据该比较结果调整该可变电容的电容值；

将该可变电容的电压放/充电至一参考电位；以及

重复上述步骤，直至该比较电压等于该参考电压。

23.如权利要求22所述的电阻电容校准方法，其特征在于，根据该比较结果调整该可变电容的电容值的步骤是将该可变电容的电容值由一最小电容值单调递增。

24.如权利要求22所述的电阻电容校准方法，其特征在于，根据该比较结果调整该可变电容的电容值的步骤是将该可变电容的电容值由一最大电容值单调递减。

25.如权利要求22所述的电阻电容校准方法，其特征在于，当该比较电压等于该参考电压时，该可变电容的电容值是一校准电容值，且该电阻的电阻值与该校准电容值的乘积等于该预设时间。