CN103188196A - 正交频分复用系统的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种正交频分复用系统的同步方法，此方法设定空闲状态、峰值搜索状态、位同步确认状态、帧同步判决状态以及同步完成状态，在空闲状态以外的各个状态，当未满足特定的判决时，都可返回空闲态。这就使系统在进入“虚警”的同步过程后能迅速退出返回。这等同于提高了系统的同步概率，并降低了功耗。

Description

正交频分复用系统的同步方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其是涉及正交频分复用(OFDM)通信系统中的同步方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术以其高效的频谱利用率、良好的抗多径衰落性能而被认为是第四代移动通信4G的核心技术之一。目前OFDM技术已经在非对称数字用户线(ADSL)、数字音频广播(DAB)和数字电视广播(DVB)、IEEE 802.11、IEEE 802.16以及电力线宽带数据通信等领域得到了广泛应用。

OFDM的基本原理就是把高速的数据流通过串并转换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输。由于每个子信道中的符号周期会相对增加，因此可以减轻无线信道的多径延迟扩展的影响。并且还可以在OFDM符号之间插入保护间隔，令保护间隔大于无线信道的最大时延扩展，这样就可以最大限度地消除由于多径带来的符号间干扰(ISI)。而且，一般都采用循环前缀作为保护间隔，从而可以避免由多径带来的信道间干扰(ICI)。

OFDM通信系统原理如图1所示。图1中在OFDM系统的发送端，输入为二进制比特流或图像或随机序列a_n；然后，采用正交幅度调制(QAM)或相移键控调制(PSK)对a_n进行一次预调制，得到频域信号X(n)，再经串并变换和快速傅立叶反变换(IFFT)后得到时域信号x(n)，该时域信号经并串变换、数模转换和低通滤波器后得到实际发送信号s(t)。在OFDM系统的接收端，实际上进行的是上述发送端的逆过程。

对图1的OFDM通信系统中的时域信号x(n)进行功率归一化，得到OFDM通信系统的时域抽样序列{x_n}如下：

$x_n=\frac{1}{\sqrt{n}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\exp \left(\frac{j2\mathrm{\πkn}}{N}\right),n=\mathrm{0,1},......,N-1---\left(1\right)$

其中N为子载波数，X_k表示第k个子载波上的调制数据，j表示

OFDM优势的前提是要保证其正交性，一旦正交性得不到满足，受码间干扰和信道间干扰的影响，性能将急剧恶化。这样同步对于OFDM信号来说就非常重要。

传统的同步分为“分组检测”和“符号同步”两个分离的步骤。

一般OFDM系统都会设计前导结构来帮助同步的完成。如IEEE 802.11a系统，如图2所示。T1到T10为长度为16的相同短训练序列。LTS1和LTS2同为长度为64的长训练序列符号。短训练符号和长训练符号之间的GI2是长度32样点的循环前缀，这是为了保证长训练符号不受短训练符号码间干扰(ISI)的影响。

OFDM接收机利用前导中短训练符号的周期性，实现了基于延迟相关(自相关)的“分组检测”算法。

$C_n=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n-k}{r}_{n-k-D}^{*}---\left(2\right)$

式2为当前接收到的L个数据与D个时刻前收到的L个数据进行相关运算。

再计算接收信号能量P_n，可表示为：

$P_n=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n-k-D}{r}_{n-k-D}^{*}=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n-k-D}\right|}^2---\left(3\right)$

再计算两者的比值，即判决变量m_n为：

$m_n=\frac{\left|C_n\right|}{P_n}=\frac{\left|\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n-k}{r^{*}}_{n-k-D}\right|}{\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n-k-D}{r}_{n-k-D}^{*}}---\left(4\right)$

虽然延时相关算法可以较好的实现“分组检测”，但在低信噪比条件下，判决变量m_n可能由于受到信道中较大随机噪声的影响而超过预先设定的门限值，从而导致“虚警”。一般的解决方法是加入相关保持长度的要求。

“符号同步”一般采用计算短训练符号与本地已知短训练符号互相关值，然后进行峰值搜索，完成同步过程。

将接收的数据分组与本地已知短训练符号的共轭复数相乘并累加，可得互相关系数为：

$C_k=\underset{m=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{k-m}\×S_m^{*}---\left(5\right)$

其中，上标*表示共轭。D为互相关系数的长度，它的大小决定“符号同步”算法的性能，较大取值可以提高性能，但同时也增加了计算量。

当|C_k|有峰值出现时，表示这个时刻点为一个短训练符号的结束点。利用这个特性，可以找到OFDM分组中所有短训练符号的结束点。当|C_k|出现最后一个峰值时，这一时刻就是所有短训练符号的结束时间点。

为了简化运算，在实现上，“峰值搜索”通常会使用门限值判断来代替。

由上可见，传统的OFDM同步算法通过“分组检测”和“符号同步”两个分离的步骤来实现。主要存在的问题有：

1、两个步骤是分离的。“分组检测”为了降低“虚警”的概率，加入了相关保持长度的判据。这意味着缩短了“符号同步”可利用的短前导数量，从而影响了“符号同步”的性能。

2、“符号同步”用的判据门限是绝对门限。很难找到适合各种信道特性下的可靠门限值，甚至这个绝对的可靠门限值是不存在的。

3、一旦进入“符号同步”过程，“分组检测”的计算结果就不再对同步过程贡献任何信息。这意味着浪费了前导资源和运算资源。

发明内容

为解决现有技术中的一个或多个问题，本发明提供一种正交频分复用系统的同步方法。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种正交频分复用系统的同步方法，包括以下步骤：

在空闲状态计算自相关能量C_n与接收信号能量P_n，并判断连续第一预定数目个样点是否满足C_n＞αP_n，如果不满足，则停留在空闲状态，如果满足则进入一峰值搜索状态，其中α为自相关相对阈值系数；

在峰值搜索状态计算互相关能量，并判断互相关能量值的抽头和值C_ksum是否满足C_ksum＞βC_kavg，以及当前点、前一点、前两点的互相关能量值的抽头和值C_ksum、C_ksum′、C_ksum″是否满足C_ksum′＞C_ksum且C_ksum′＞C_ksum″；如果结果均为是，则确定前一点为峰值点，进入位同步确认状态，否则退回空闲状态，其中C_kavg为互相关能量的均值，β为互相关相对阈值系数；

在位同步确认状态，判断在峰值点之后的第二预定数目个样点是否满足C_ksum＞βC_kavg、C_ksum′＞C_ksum和C_ksum′＞C_ksum″，如果结果为是，则更新峰值点位置，进入帧同步判决状态；如果结果为否，则判断在峰值点之后的第三预定数目个样点是否满足C_ksum＞βC_kavg、C_ksum′＞C_ksum和C_ksum′＞C_ksum″，如果结果为是，则停留在位同步确认状态，否则退回空闲状态，其中第三预定数目大于第二预定数目；

在帧同步判决状态，判断在预定长度内是否同时满足C_n＞αP_n，C_ksum＞βC_kavg和

如果结果为是，则进入同步完成状态，否则同步失败，退回空闲状态，其中

为上一个位同步位置的C_ksum值。

在本发明的一实施例中，第一预定数目为短前导长度。

在本发明的一实施例中，第二预定数目等于短前导长度。

在本发明的一实施例中，互相关能量值的抽头和值的抽头间隔等于短前导长度。

在本发明的一实施例中，互相关能量值的抽头和值的和长度为3。

在本发明的一实施例中，预定长度为9个位同步点。

在本发明的一实施例中，同步完成状态，等待一帧结束后，返回所述空闲状态。

1.将延迟相关(自相关)的运算结果与互相关的运算结果有效的结合起来，运算的结果在同步的不同步骤中都被用到，提高了系统资源的有效性。

2.互相关在同步的较早阶段就开始起作用，更有效的利用了前导资源。这弥补了传统方法的缺陷，可以在只接收到4-5个短前导的情况下就完成同步。

3.所有的判决阈值都为相对阈值，适合各种不同的无线信道模型。这也弥补了传统方法中使用绝对阈值的缺陷。

4.在初始待机阶段，系统只运算延迟相关(自相关)。由于延迟相关(自相关)相对于互相关运算的功耗要小的多，因此降低了系统的整体功耗。

5.将同步流程分为了更多的步骤，每一步骤都可返回初始态。这就使系统在进入“虚警”的同步过程后能迅速退出返回。这等同于提高了系统的同步概率，并降低了功耗。

6.提供了α与β，2个阈值系数，使系统具有更高的灵活性，结合信道感知技术，可有效提高系统的同步性能。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1是现有OFDM通信系统的原理框图；

图2是OFDM通信系统的前导结构图；

图3A-3C是本发明一实施例的同步方法流程图；

图4是本发明一实施例的状态转移图；

图5是本发明的实施例与传统同步方案同步概率仿真结果比较图；

图6是本发明的实施例与传统同步方案的“虚警”概率仿真结果比较图。

具体实施方式

本发明下面的实施例通过将“分组检测”和“符号同步”紧密结合，并使用相对门限判据替代原有的绝对门限判据来有效改善OFDM系统的同步性能。

概要地说，本发明的实施例在基本不增加运算量的前提下，利用短前导“分组检测”与“符号同步”的结果进行分步联合判据，并设计相应的相对判据门限。具体过程如下：

发送端

本实施例可以使用与802.11a相同的前导结构。如图2所示，在每帧头插入10个完全相同的短前导序列。序列采用CAZAC(恒包络零自相关序列)序列。长度为2个含循环前缀的数据符号长度。

接收端

接收端的同步流程如图3A、3B所示。为清楚起见，在下面的描述中将结合OFDM系统的iFFT点数为1024，短前导长度为256点的示例进行说明，但应理解所描述的示例不应作为本发明的限制。

在初始空闲状态A，如步骤301，计算自相关能量(延迟相关)C_n和符号能量P_n。

当在步骤302判断连续第一预定数目个样点满足C_n＞αP_n，开始进入峰值搜索状态B，在步骤303计算互相关。另外，并行地在步骤312计算自相关能量和符号能量。其中α为自相关相对门限判决系数。

在此，当FFT点数为1024时，满足C_n＞αP_n的样点第一预定数目在不同的系统中往往是不同的，可由本领域技术人员根据实际情况选取。通常，第一预定数目可选择为接近短前导长度，在本例中大约256个。

先描述步骤303的分支，在步骤304对间隔第二预定数目的样点的互相关值进行抽头相加，保留最新3个抽头值的和值C_ksum。

在此第二预定数目为短前导长度，即256个。

当在步骤305判断和值C_ksum＞βC_kavg时，从步骤306开始峰值搜索计算。其中C_kavg为第二预定数目(例如256)个样点的互相关值的均值，β为互相关相对门限判决系数。

在步骤306，比较相邻3点，即当前点、前一点、前两点的互相关值的累加值C_ksum，C_ksum′，C_ksum″。在步骤307判断前一点C_ksum′是否为3值中的最大值，如果是则在步骤308确定前一点为峰值点。此时流程进入位同步确认状态C。

继续到步骤309，如果第二预定数目(例如256)个样点后的和值C_ksum′也为满足峰值条件，则在步骤310，位同步确定。在位同步的峰值点开始帧同步判决状态D。

在步骤311，每隔第二预定数目(例如256)个点进行帧同步判决。

在步骤313，结合步骤311和步骤312的结果，进行以下3个条件的判决，

1.自相关能量小于自相关相对门限判决系数与符号能量的乘积，即C_n＜αP_n；

2.3个抽头值的和值大于互相关相对门限判决系数与互相关值的均值的乘积，即C_ksum＞βC_kavg；

3.当前3个抽头值的和值的2倍大于前一个峰值的和值，即

其中，

为距C_ksum256个样点的前一个峰值点的抽头和值。

当在预定长度，例如9个峰值点位置内，以上3个条件同时满足时，在步骤314帧同步完成。标记流程为帧同步完成状态E，整个OFDM同步流程完成。

由图3A、3B可见，同步流程是分步完成的。较佳地，每一个步骤，都有退出到初始态的出口，例如在步骤302条件不满足时，流程回到步骤301。在峰值搜索状态B的各步骤实施期间，如果在步骤303a判断大于第二预定数目的第三预定数目(300)个样点内没有找到峰值，则流程返回初始状态A。类似地，在位同步确认状态C，如果在步骤309的判断结果为否，进一步在图3C所示步骤309a判断是否达到第三预定数目(例如300)个样点，如果是，则流程返回初始状态A的步骤301。否则，执行类似303-308的步骤309b-309g，如果能够在300个样点内确定峰值，则流程保持在状态C的步骤309。

在帧同步判决状态D，如果在预定长度内，例如9个峰值点位置内仍未满足以上3个条件，即还未确认帧同步，则流程返回初始状态A。这种设计有效的降低了“虚警”的概率。

图4示出在接收端的示例性的主状态转移图。参照图4所示描述如下：

1)主状态机初始化完成后停留在状态“空闲”。在空闲状态计算自相关能量与接收信号能量，如果连续大约256个样点满足条件：

C_n＞αP_n    (6)

则进入“峰值搜索”状态。其中C_n为自相关能量，P_n为接收信号能量，α为自相关相对阈值系数。如未满足式6，则停留于“空闲”状态。

2)“峰值搜索”状态的任务为搜索互相关峰值，因此开始计算互相关能量。当同时满足条件：

C_ksum＞βC_kavg    (7)

C_ksum′＞C_ksum

C_ksum′＞C_ksum″    (8)

则进入“位同步确认”状态。其中C_ksum为互相关能量值的抽头和值，抽头的间隔为256，和值的长度为3。C_kavg为互相关能量的均值。β为互相关相对阈值系数。C_ksum′为C_ksum上一个采样点的值。C_ksum″为C_ksum′上一采样点的值。C_ksum和C_kavg有：

$C_{\mathrm{ksum}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k(n-i*D)---\left(9\right)$

$C_{\mathrm{kavg}}\left(n\right)=\frac{\underset{i=n-D+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k\left(i\right)}{D}---\left(10\right)$

其中，D在本例中取值256。C_k为互相关能量。

当300个样点不满足式7，式8，则状态退回“空闲”。

3)“位同步确认”状态的任务为确认位同步的位置。在之后的第256个样点，峰值条件即式7、式8再次满足，则位同步被确认，状态机跳转至“帧同步判决”状态。

在256个样点内，式7、式8就再次被满足，则状态机更新峰值点位置，同时停留在“位同步确认”状态。

如果第256个样点不满足式7、式8，但300个样点内满足式7、式8，则更新峰值位置，同时停留在“位同步确认”状态。

如果300个样点内不能满足式7、式8，则状态机跳转至“空闲”状态。

4)“帧同步判决”状态的任务是确认长前导的起始(短前导的结束)位置。如果在经确定的位同步位置，同时满足：

C_n＜αP_n

C_ksum＞βC_kavg

${2C}_{\mathrm{ksum}}>C_{\mathrm{ksum}}^{-1}---\left(11\right)$

其中

为上一个位同步位置的C_ksum值。则帧同步完成，状态机跳转至“同步完成”状态。同步流程完成。

如果经过9个位同步点，仍无法满足式11，则同步失败，状态机返回“空闲”状态。

5)“同步完成”状态的任务是等待帧结束，其间不再进行同步运算。当1帧长度的时间后，状态机返回“空闲”状态。

本发明实施例的效果可以通过以下仿真进一步说明。

仿真1

OFDM系统仿真条件如下：

OFDM信号由随机信号源产生，16QAM调制，采用1024点IFFT。仿真采用6径瑞利信道，采用传统的同步方案与本发明的同步方案对比，同步概率见图5。本发明实施例的同步方案在相同的信道条件下，同步概率明显高于传统的同步方案。

仿真2

为了比较本发明实施例的“虚警”概率与传统方法的“虚警”概率，在与仿真1相同的信道条件下，进行了仿真2。如图6所示，在只接收数据符号的情况下，传统的同步方法在相同信噪比条件下，“虚警”概率明显高于本发明的方法，即本发明的方法有更好的抗“虚警”性能。

基于上述，本发明的实施例与现有技术方法相比，具有以下优点：

7.将延迟相关(自相关)的运算结果与互相关的运算结果有效的结合起来，运算的结果在同步的不同步骤中都被用到，提高了系统资源的有效性。

8.互相关在同步的较早阶段就开始起作用，更有效的利用了前导资源。这弥补了传统方法的缺陷，可以在只接收到4-5个短前导的情况下就完成同步。

9.所有的判决阈值都为相对阈值，适合各种不同的无线信道模型。这也弥补了传统方法中使用绝对阈值的缺陷。

10.在初始待机阶段，系统只运算延迟相关(自相关)。由于延迟相关(自相关)相对于互相关运算的功耗要小的多，因此降低了系统的整体功耗。

11.将同步流程分为了更多的步骤，每一步骤都可返回初始态。这就使系统在进入“虚警”的同步过程后能迅速退出返回。这等同于提高了系统的同步概率，并降低了功耗。

12.提供了α与β，2个阈值系数，使系统具有更高的灵活性，结合信道感知技术，可有效提高系统的同步性能。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (7)

1.一种正交频分复用系统的同步方法，包括以下步骤：

在空闲状态计算自相关能量C_n与接收信号能量P_n，并判断连续第一预定数目个样点是否满足C_n＞αP_n，如果不满足，则停留在所述空闲状态，如果满足则进入一峰值搜索状态，其中α为自相关相对阈值系数；

在所述峰值搜索状态计算互相关能量，并判断互相关能量值的抽头和值C_ksum是否满足C_ksum＞βC_kavg，以及当前点、前一点、前两点的互相关能量值的抽头和值C_ksum、C_ksum′、C_ksum″是否满足C_ksum′＞C_ksum且C_ksum′＞C_ksum″；如果结果均为是，则确定所述前一点为峰值点，进入位同步确认状态，否则退回所述空闲状态，其中C_kavg为互相关能量的均值，β为互相关相对阈值系数；

在所述位同步确认状态，判断在所述峰值点之后的第二预定数目个样点是否满足C_ksum＞βC_kavg、C_ksum′＞C_ksum和C_ksum′＞C_ksum″，如果结果为是，则更新峰值点位置，进入帧同步判决状态；如果结果为否，则判断在所述峰值点之后的第三预定数目个样点是否满足C_ksum＞βC_kavg、C_ksum′＞C_ksum和C_ksum′＞C_ksum″，如果结果为是，则停留在所述位同步确认状态，否则退回所述空闲状态，其中所述第三预定数目大于所述第二预定数目；

在所述帧同步判决状态，判断在预定长度内是否同时满足C_n＞αP_n，C_ksum＞βC_kavg和

如果结果为是，则进入同步完成状态，否则同步失败，退回所述空闲状态，其中

为上一个位同步位置的C_ksum值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一预定数目大约为短前导长度。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二预定数目等于短前导长度。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述互相关能量值的抽头和值的抽头间隔等于短前导长度。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述互相关能量值的抽头和值的和长度为3。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定长度为9个位同步点。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述同步完成状态，等待一帧结束后，返回所述空闲状态。

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