CN103125070A - 幂级数型预失真器及其控制方法 - Google Patents

幂级数型预失真器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103125070A
CN103125070A CN2012800025417A CN201280002541A CN103125070A CN 103125070 A CN103125070 A CN 103125070A CN 2012800025417 A CN2012800025417 A CN 2012800025417A CN 201280002541 A CN201280002541 A CN 201280002541A CN 103125070 A CN103125070 A CN 103125070A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
distortion
papr
input signal
frequency band
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2012800025417A
Other languages
English (en)
Inventor
大河原纯哉
铃木恭宜
楢桥祥一
古田敬幸
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Publication of CN103125070A publication Critical patent/CN103125070A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

设有：用于测定输入信号的分配输出中的PAPR、以及线性传递路径和三次失真产生路径的合成输出中的PAPR的PAPR观测器；观测功率放大器的输出中的失真的失真观测器；以及控制器，控制器具有：三次频带外失真补偿系数控制部，基于失真观测器的观测失真，调整频率特性补偿器系数中的对应于输入信号频带外的系数；以及三次频带内失真系数控制部，基于观测到的PAPR，调整频率特性补偿器系数中的对应于输入信号频带内的系数。

Description

幂级数型预失真器及其控制方法
技术领域
本发明涉及幂级数型预失真器及其控制方法。
背景技术
在移动通信中，发送用功率放大器（以下，称为功率放大器）是具有将从基站或者移动台的发送天线输出的发送信号放大至规定的功率的作用的重要的无线电路。由于功率放大器处理较大的功率，因此期望较高的功率效率。
一般来说，为了使功率放大器高效率地工作，将功率放大器的动作点设定在饱和输出附近，换言之减少用于表示从与功率放大器的饱和输出之间的余量的输出补偿（back-off）。此时，由于功率放大器的非线性特性，产生频带外失真分量（以下，称为失真分量）。特别地，功率放大器的动作点越接近饱和输出，失真分量越增加，而且失真分量具有频率依赖性。
另一方面，如果观测功率放大器输入信号，近年来，从频率利用效率的观点出发，OFDM（正交频分复用）传输受到关注。OFDM信号获得高的频率利用效率，但具有平均功率与峰值功率比（PAPR：Peak-to-Average PowerRatio）高的特征。功率放大器无法将功率放大器输入信号放大至超出饱和输出，因此当输出补偿（back off）比功率放大器输入信号的PAPR还低的情况下，功率放大器输出信号的波形被嵌制。此时功率放大器输出信号也产生失真分量。
失真分量对使用相邻频带的无线通信系统带来干扰。因此必须要将失真分量减少至各种无线通信系统的标准中规定的等级。
作为用于降低（也称为补偿）由于功率放大器的非线性特性而产生的失真分量的方法，有以预失真法为代表的失真补偿法。预失真法利用预失真器对功率放大器输入信号附加可消除在功率放大器中产生的失真分量的失真补偿分量。作为补偿具有频率依赖性的失真分量的预失真器，有用于补偿失真分量的频率依赖性的幂级数型数字预失真器（以下，称为数字预失真器）（例如，非专利文献1）。
另一方面，由于波形嵌制而产生的失真分量无法通过失真补偿法来补偿。这是因为功率放大器无法将信号放大至超过饱和输出。作为减少该失真分量的方法，有以利用限幅（Clipping）和滤波的方法为代表的PAPR减少法。在利用限幅和滤波的方法中，在预失真器的前级将波形嵌制为功率放大器输入信号的振幅值成预先决定的阈值以下后，通过滤波来减少通过嵌制而产生的失真分量（例如，非专利文献2）。
图1分别表示利用了限幅和滤波的PAPR减少装置的以往结构例、数字预失真器的以往结构例及其周边装置。在该例中，表示将由I相和Q相组成的数字信号（样本列）作为输入信号SIM而输入到输入端子TIN上的情况。
PAPR减少装置10具有限幅器11和滤波器12。限幅器11在对PAPR减少装置10的输入信号SIN的振幅值比预先决定的阈值还大时，通过阈值对输入信号SIN的振幅值进行嵌制。滤波器12抑制通过限幅器11产生的失真分量。一般来说，在利用了限幅和滤波的PAPR减少法中，通过滤波而再次产生超过阈值的振幅值，因此重复限幅和滤波直至成为期望的PAPR。
数字预失真器20包含分配器21、线性传递路径22、三次失真产生路径23、合成器24、数字模拟变换器（以下，DAC）25、模拟数字变换器（以下，ADC）26、失真观测器27、控制器28。线性传递路径22具有延迟器22A。三次失真产生路径23包含三次失真产生器23A和三次失真矢量调整器23B以及三次失真频率特性补偿器23C。分配器21对线性传递路径22和三次失真产生路径23分配来自PAPR减少装置10的由I相和Q相组成的输出信号SIN。合成器24对线性传递路径22的输出和三次失真产生路径23的输出进行合成。DAC25将合成器24的输出（被附加了失真补偿分量的I相和Q相的数字信号）变换为I相和Q相的模拟信号。ADC26将反馈信号生成装置40的输出（I相和Q相的模拟信号）变换为I相和Q相的数字信号，所述反馈信号生成装置40作为反馈信号而获取放大装置30的输出SOUT的一部分。失真观测器27从ADC26的输出中检测失真分量。控制器28基于失真观测器27的输出，调整对三次失真矢量调整器23B设定的三次失真矢量调整器系数（振幅值和相位值）和对三次失真频率特性补偿器23C设定的多个三次失真频率特性补偿器系数（振幅值和相位值）。
放大装置30包含用于对作为数字预失真器的输出的I相和Q相的模拟信号进行正交调制的正交调制器31、用于将调制输出的频率变换为载波频率的增频器32、以及对频率变换后的高频信号进行功率放大的功率放大器33，功率放大后的高频信号从输出端子TOUT作为输出信号SOUT而例如经由未图示的双工器而提供到天线。
反馈信号生成装置40包含用于取出放大装置30的输出SOUT的一部分作为反馈信号的方向性耦合器41、用于对反馈信号进行频率变换的降频器（down converter）42、将被降频的反馈信号正交解调为I相和Q相的模拟信号的正交解调器43。
三次失真产生器23A对从分配器21分配的信号进行三次方，产生三次失真分量。三次失真矢量调整器23B通过对在三次失真产生器23A产生的三次失真分量乘以从控制器28提供的三次失真矢量调整器系数，调整三次失真分量的相位和振幅。三次失真频率特性补偿器23C对如图2所示那样将三次失真分量上侧频带FDU和三次失真分量下侧频带FDL合计分割为M个的各频带（频带f1至频带fM），乘以从控制器28提供的分别不同的三次失真频率特性补偿器系数。图2的输入信号频带FS中包含经过了PAPR减少装置10、数字预失真器20、放大装置30的输入端子TIN的输入信号SIN。
图3表示三次失真频率特性补偿器23C的结构例。三次失真频率特性补偿器23C包含串并行变换部23C1、J点FFT（快速傅里叶变换）部23C2、J个（J≥M）复数乘法部23C3、J点IFFT（快速傅里叶反变换）部23C4、以及并串行变换部23C5。串并行变换部23C1对来自三次失真失真调整器23B的输入信号进行串并行变换。J点FFT部23C2将来自串并行变换部23C1的输入信号对J个样本的每一个进行时域至频域的变化。J点FFT部23C2的输出中，与频带f1对应的输出信号输入到与频带f1对应的复数乘法部23C3，通过乘以从控制器28提供的三次失真频率特性补偿器系数，调整振幅和相位。对于频带f2~fM也一样。此时，与分割为M个的频带不对应的J点FFT部23C2的输出（即，与输入信号频带FS对应的输出、与低于频带f1的频带对应的输出、与高于频带fM的频带对应的输出）在复数乘法部中不被乘以系数就输入到J点IFFT部23C4。J点IFFT部23C4将来自前级的输入信号对J个样本的每一个进行频域至时域的变换。并串行变换部23C5将来自J点IFFT部23C4的输入信号对J个样本的每一个进行并串行变换。
控制器28调整对三次失真矢量调整器23B提供的三次失真矢量调整器系数和对三次失真频率特性补偿器提供的三次失真频率特性补偿器系数，以便将在功率放大器30中产生的失真分量最小化（或者预先设定的阈值以下）。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：S.Mizuta,Y.Suzuki,S.Narahashi,and Y.Yamao,“A NewAdjustment Method for the Frequency-Dependent IMD Compensator of theDigital Predistortion Linearizer,”IEEE Radio and Wireless Symposium2006,pp.255-258,Jan.2006
非专利文献2：Xiaodong Li and Cimini,L.J.,Jr.,“Effects of clipping andfiltering on the performance of OFDM,”47thIEEE Vehicular TechnologyConference1997,pp.1634-1638,May.1997.
发明内容
发明要解决的课题
在数字预失真器中，在合成器中合成线性传递路径的输出和三次失真产生路径的输出。此时，存在由于对三次失真矢量调整器提供的三次失真矢量调整器系数或者对三次失真频率特性补偿器提供的三次失真频率特性补偿器系数而合成器输出信号的PAPR上升的情况。这表示数字预失真器的输出中的PAPR上升。当超过功率放大器的输出补偿为PAPR上升时，如上述那样，数字预失真器中产生无法补偿的失真分量。因此，需要在PAPR减少装置中再次减少PAPR，以便数字预失真器输出信号的PAPR成为输出补偿以下（或者期望值以下）。通过以上的问题，在数字预失真器的输出中的PAPR超过输出补偿而上升时，与用于减少PAPR的信号处理有关的运算量增加成为课题。在运算量增加时，由于信号处理电路的运算时间增加，因此成为问题。作为解决该问题的方法，举出利用信号处理能力高的信号处理电路的方法，但导致信号处理电路的成本和功耗量增加。
图4表示数字预失真器的输出信号中的PAPR的变动量计算结果。在本例中，利用了将调制方式设为QPSK的64个副载波的OFDM信号（带宽3.84MHz）。以数字预失真器的输入信号为基准计算了输出信号的PAPR变动量。纵轴表示互补性累积分布概率函数（CCDF：Complimentary CumulativeDistribution Function）0.1%中的PAPR变动量。横轴表示对三次失真矢量调整器提供的相位值。此时，将对三次失真矢量调整器提供的振幅值设为1.5，将对三次失真频率特性补偿器提供的所有的相位值和振幅值分别设为0和1。从结果可知，在对三次失真矢量调整器提供的相位值设为1时，数字预失真器输出信号的PAPR上升1.2dB。从而，本发明的目的在于，提供能够抑制频率特性补偿引起的PAPR的增加的幂级数型数字预失真器及其控制方法。
用于解决课题的方法
根据本发明，一种幂级数型数字预失真器，其对输入信号附加用于消除在功率放大器中产生的失真分量的失真补偿分量，其中，
将N作为预先决定的3以上的奇数，
所述幂级数型数字预失真器包含：
线性传递路径，将上述输入信号延迟传递；
失真产生路径，其包含产生上述输入信号的N次失真分量的N次失真产生器；调整上述N次失真分量的振幅与相位的N次失真矢量调整器；将上述N次失真矢量调整器的输出变换为频域，分别调整各频率分量的相位与振幅，并逆变换为时域的N次失真频率特性补偿器，将上述N次失真频率特性补偿器的输出作为上述失真补偿分量来输出；
合成器，合成上述线性传递路径的输出与上述失真产生路径的输出；
PAPR观测器，至少计算上述合成器的输出信号中的平均功率与峰值功率之比PAPROUT；
失真观测器，观测在上述功率放大器的输出中包含的至少N次失真分量；以及
控制器，基于上述PAPR观测器与上述失真观测器的观测结果，调整对于上述N次失真矢量调整器与上述N次失真频率特性补偿器的相位值与振幅值，
上述控制器包含：
N次失真矢量调整器系数控制部，调整对上述N次失真矢量调整器设定的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带的上侧或者下侧的N次失真分量，以下将由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带称为输入信号频带；N次频带外失真补偿系数控制部，分别调整上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带外的各频率分量的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号频带的上侧以及下侧的N次失真分量；以及N次频带内失真系数控制部，分别调整上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量的相位值以及振幅值，以便由上述PAPR观测器计算的输出信号的平均功率与峰值功率之比PAPROUT变小。
发明效果
（1）如此，根据本发明，观测合成器的输出中的PAPR，并据此分别调整输入信号频带中的N次失真分量的相位与振幅。因此，通过对N次失真矢量调整器设定相位值与振幅值，能够防止PAPR变得比基准大。除此之外，通过对失真频率特性器分别设定相位值与振幅值，以便减少输入信号频带的上侧以及下侧的N次失真分量，从而能够防止PAPR变得比基准大。
进一步根据本发明，由于在数字预失真器中能够减少PAPR，因此（2）在数字预失真器输出信号的PAPR上升时，与在数字预失真器的前级减少PAPR的情况相比，能够减少与信号处理有关的运算量。
（3）在不利用PAPR减少装置，仅通过数字预失真器能够使PAPR成为期望值以下时，能够减少有关PAPR减少装置的运算量。
（4）通过与PAPR减少装置并用，能够进一步减少PAPR，因此与仅利用PAPR减少装置的情况相比，能够进一步减少功率放大器的输出后退（back-off）。即，能够使功率放大器更高效地工作。
以下，叙述使功率放大器B级工作时的效率改善量的试算。将功率放大器的最大效率设为作为理论值的78.5%，将输出补偿设为8dB，且假设不增加失真分量，仅与PAPR减少量相同就能够减少输出补偿。此时，功率放大器的效率为31.3%。如果假设能够将PAPR减少1dB，则效率成为35.1%，改善3.8%。此外，在能够将PAPR减少2dB时，效率成为39.3%，获得8.0%的改善。
附图说明
图1是表示以往的利用了嵌制和过滤的PAPR减少装置的结构例与以往的数字预失真器的结构例的方框图。
图2是用于说明频率特性补偿器的频带分割的图。
图3是表示频率特性补偿器的结构例的方框图。
图4是表示数字预失真器的输出信号中的PAPR变化量的计算结果例的曲线图。
图5是表示第1实施例的数字预失真器的结构例的方框图。
图6是表示第1实施例中的频率特性补偿器的结构例的方框图。
图7是第1实施例中的控制器的方框图。
图8是第1实施例中的控制器的处理流程图。
图9是用于说明ACLR的定义的图。
图10是表示为了说明发明的原理而利用的数字预失真器的简易模型的方框图。
图11是表示简易模型中的数字预失真器的输出信号中的峰值功率减少量计算结果的曲线图。
图12是第1实施例中的三次失真矢量调整器系数控制部的处理流程图。
图13是第1实施例中的三次频带内失真系数控制部的处理流程图。
图14是第1实施例中的三次频带外失真补偿系数控制部的处理流程图。
图15A是表示利用了第1实施例的实验的功率放大器的平均输出功率为21.2dBm时的CCDF测定结果的例子的曲线图，图15B是表示利用了第1实施例的实验的功率放大器的平均输出功率为22.1dBm时的CCDF测定结果的例子的曲线图，图15C是表示利用了第1实施例的实验的功率放大器的平均输出功率为23.1dBm时的CCDF测定结果的例子的曲线图。
图16是在利用了第1实施例的实验中利用的三次失真频率特性补偿器的分割例。
图17是利用了第1实施例的实验的功率放大器输出功率与ACLR测定结果例。
图18是利用了第1实施例的实验的功率放大器输出频谱图。
图19是第2实施例的数字预失真器的方框图。
图20是第2实施例中的控制器的处理流程图。
图21是第2实施例中的三次频带内失真系数控制部的处理流程图。
图22是第2实施例的变形例中的数字预失真器的方框图。
图23是第2实施例的变形例中的控制器的方框图。
图24是第2实施例的变形例中的三次频带内失真系数处理部的处理流程图。
图25是第3实施例的数字预失真器的方框图。
图26是第3实施例中的控制器的方框图。
图27是第3实施例中的控制器的处理流程图。
图28是第3实施例中的三次频带内失真系数控制部的处理流程图。
图29是第3实施例中的三次频带内失真系数控制部的具体处理流程图。
图30是第3实施例的变形例的数字预失真器的方框图。
图31是第3实施例的变形例中的控制器的方框图。
图32是第3实施例的变形例中的三次频带内失真系数控制部的处理流程图。
图33是第4实施例的数字预失真器的方框图。
图34是第4实施例的控制器的方框图。
具体实施方式
[第1实施例]
图5表示第1实施例的数字预失真器200及其周边装置。图5的周边装置是放大装置30、以及获取放大装置30的输出的一部分并生成反馈给数字预失真器的信号的反馈信号生成装置40。放大装置300和反馈信号生成装置40与在图1中作为以往技术而说明的数字预失真器的周边装置相同。在本实施例中，设数字预失真器200的数字输入信号（以下，还简称为输入信号或者发送信号）SIN利用了带宽为3.84MHz且各副载波的调制方式作为QPSK的64副载波的OFDM信号。其中，发送信号SIN的带宽、副载波数、调制方式可以任意设定，也可以不是OFDM信号而是WCDMA信号等利用了其他的通信方式的信号。
数字预失真器200包括：具有延迟器22A的线性传递路径22；具有N次失真产生器（N为3以上的奇数，图中表示N=3的情况）23A和N次失真矢量调整器23B以及N次失真频率特性补偿器230C的N次失真产生路径230；将I相和Q相的发送信号SIN分配给线性传递路径22和N次失真产生路径230的分配器21；合成来自线性传递路径22的输出和来自N次失真产生路径230的输出的合成器24；根据分配器21的输出和合成器24的输出对各自测定峰值功率PPin、PPout和平均功率PAVin、PAVout，且分别计算分配器21的输出和合成器24的输出中的PAPR、即PAPRIN=PPin/PAVin（或者，PAPRIN=10log10(PPin/PAVin)）、PAPROUT=PPout/PAVout（或者，PAPROUT=(PPout/PAVout)）的PAPR观测器290；对来自合成器24的输出进行数字模拟变换的DAC25；对从取出来自放大装置30的输出信号SOUT的一部分作为反馈信号的反馈信号生成装置40输出的I相和Q相的模拟信号分别进行模拟数字变换的ADC26；根据来自ACD26的输出信号，测定被输入到数字预失真器200且在功率放大器33中放大后的发送信号的功率，并将在功率放大器33中产生的失真分量的功率对预先决定的任意的频带fm进行测定的失真观测器27；分别调整由相位值和振幅值构成的N次失真矢量调整器系数、由相位值和振幅值构成的多个N次频带外失真补偿系数、由相位值和振幅值构成的多个N次频带内失真系数的控制器280。以下，举例说明N=3的情况。因此，除了PAPR观测器290、三次失真产生路径230的三次失真频率特性补偿器230C以及控制器280的构成要素以外，与图1所示的以往的数字预失真器的各构成要素相同，因此说明只限于基于必要的最小限度。
如图6所示，本实施例中的三次失真频率特性补偿器230C的结构与图3所示的三次失真频率特性补偿器23C相同，其不同点在于，在J点FFT部的输出中与输入信号频带FS对应的输出在对应的复数乘法部23C3中被乘以从控制器380提供的三次频带内失真系数。如图2所示，将三次失真分量上侧频带FDU和三次失真分量下侧频带FDL合计分割为M个，对分割后的各频带（从频带f1至频带fM）乘以从控制器280提供的与各频带对应的三次频带外失真补偿系数。
图7表示本实施例的控制器280的结构。控制器280具有：利用图2所示的三次失真分量上侧频带FDU以及三次失真分量下侧频带FDL中的失真观测器27的测定结果，调整三次失真矢量调整器系数的三次失真矢量调整器系数控制部280A；利用分割频带f1~fM的各频带中的失真观测器27的测定结果，调整三次频带外失真补偿系数的三次频带外失真补偿系数控制部280C；以及利用PAPR观测器290的测定结果，调整三次频带内失真系数的三次频带内失真系数控制部280B。
参照图8，说明减少数字预失真器的输出信号中的PAPR且失真分量的功率（以下，也称为失真分量功率）最小或者成为事先决定的阈值以下为止的数字预失真器的动作、即控制器280的处理的流程。此时，数字预失真器的输入信号设为预先决定的导频信号。作为导频信号，例如，可以是设为预先决定的任意的时间长度的用于与移动台或者基站进行通信的信号，或者是按照无线通信系统的标准决定的试验信号（LTE（长期演进）的情况下，是称为E-TM1.1的信号）。在失真分量功率成为最小值或者事先决定的阈值以下为止，将导频信号重复输入到数字预失真器而重复后述的处理S11、S12、S13。在失真分量功率成为阈值以下后，从导频信号切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号。此时，三次失真矢量调整器系数和三次失真频带外失真补偿系数分别利用用于使利用导频信号通过失真观测器27获得的失真分量功率最小化或者成为事先决定的阈值以下的值。在图8的调整中，当失真分量功率的阈值低于无线通信系统的标准时，若失真分量功率处于低于标准的范围，则也可以使用用于与移动台或者基站进行通信的信号而非导频信号。
表示作为将失真分量功率最小化或者成为阈值以下的三次失真矢量调整器系数调整处理S11以及三次频带外失真补偿系数调整处理S13中的失真补偿的判定指标（即，表示消除了在功率放大器33中产生的失真分量功率的程度的指标）而利用了ACLR（邻信道泄漏比：Adjacent Channel Leakage PowerRatio）的例子。如图9所示，这里的ACLR设为按照测定标准，例如从中心频率fC相隔±5MHz点的三次失真分量上侧以及下侧频带FDU、FDL（将各带宽设为3.84MHz）的各频带内功率PDU、PDL与输入信号频带FS（设带宽3.84MHz）内功率PS之比PDU/PS、PDL/PS。从中心频率fC的相隔点和三次失真分量上侧以及下侧频带FDU、FDL也可以根据发送信号SIN的带宽FS来适当地设定。在本实施例中，作为失真补偿的判定指标而利用了ACLR，但也可以将上侧/下侧各自的三次失真分量频带内功率PDU、PDL作为判定指标。
三次失真矢量调整器系数控制部280A通过后述的三次失真矢量调整器系数调整处理（S11）而分别求出并设定应提供给三次失真矢量调整器23B的相位值和振幅值。此后，三次失真矢量调整器系数控制部280A将通过三次失真矢量调整器系数调整处理而获得的相位值通知给三次频带内失真系数控制部280B。三次频带内失真系数控制部280B利用接受了通知的相位值和PAPR观测器290的测定结果，通过后述的三次频带内失真系数调整处理（S12）分别计算应设定的相位值和振幅值，并对与输入信号频带FS对应的三次失真频率特性补偿器230C的复数乘法部23C3分别设定该相位值与振幅值。此后，三次频带内失真系数控制部280B通知三次频带外失真补偿系数控制部280C三次频带内失真系数调整处理已结束。接受了通知的三次频带外失真补偿系数控制部280C通过后述的三次频带外失真补偿系数调整处理（S13）分别求出并设定应提供给与频带f1~fM对应的三次失真频率特性补偿器230C的复数乘法部23C3的相位值与振幅值。在处理S13中，当上侧和下侧频带的ACLRU、ACLRL是阈值以下时，结束处理。当至少一个没有成为阈值以下时，如虚线箭头表示那样，重复处理S11~S13。由于必须由三次失真频率特性补偿器230C补偿成为非对称的失真分量，因此在上侧和下侧频带的ACLRU、ACLRL中的只有其中一个没有成为阈值以下时，也可以只重复处理S13。
在叙述处理S11~S13的各处理之前说明本发明的原理。图10表示数字预失真器的简易的模型。该模型由线性传递路径22和三次失真产生路径23构成，三次失真产生路径23具有三次失真产生器23A与三次失真矢量调整器23B。
将数字预失真器的输入信号Xin(t)设为Xin(t)=s(t)ejθ(t)，将三次失真矢量调整器23B的相位值、振幅值分别设为XP(-π≤XP≤π)、XA（0<XA）。此时，数字预失真器的输出信号xout(t)通过如下算式来表示。
[数学式1]
x out ( t ) = s ( t ) e j&theta; ( t ) + | s ( t ) | 2 s ( t ) X A e j ( &theta; ( t ) + X P ) - - - ( 1 )
式（1）的右边第2项表示三次失真产生路径23的输出信号。即，三次失真矢量调整器23B对三次失真产生器23A的输出乘以复数系数XAejXp。在以下的本发明的说明中，设定振幅值XA与相位值XP表示乘以复数系数XAejXp，这一情况对于在图3中说明的三次失真频率特性补偿器23以及后述的图6所示的三次失真频率特性补偿器230C中的复数乘法器进行的相位值与振幅值的设定也相同。在时刻t(0≤t≤T)中，如果将在xout(t)中产生峰值功率Pout的时刻设为t1，则通过算式（1），Pout表示为如下。
Pout=|xout(t1)|2=|s(t1)|2(1+2|s(t1)|2s(t1)XAcos(XP)+|s(t1)|4XA 2)    （2）
此时，输入信号xin(t)的瞬间功率Pin表示为如下，
Pin=|s(t1)|2    （3）
三次失真产生路径20中的输出信号的瞬间功率P3rd表示为如下。
P3rd=|s(t1)|6XA 2    （4）
这里，如果设λ=10log10(P3rd/Pin)，则通过对数来表示了xin(t1)的瞬间功率与xout(t1)的峰值功率比的ΔP成为如下。
ΔP=10log10|(Pin/Pout)|
   =10log10(1/(1+2|s(t1)|2s(t1)XAcos(XP)+|s(t1)|4XA 2))
   =10log10(1/(1+2×10(λ/20)cos(XP)+10(λ/10)))    （5）
通过算式（5）可知，当将振幅值XA作为常数的情况下，在相位值XP设为-π（或者π）时，能够使ΔP最小化。从以上的内容，通过对数字预失真器输入信号将三次失真产生路径23中的输出信号的相位进行逆相，能够减少数字预失真器的输出信号中的PAPR。图11表示将XP设为-π，并改变了λ时的ΔP计算结果。从图11可知，与λ无关地，ΔP比θdB大。即，能够将峰值功率Pout比Pin还减少。在想要将Pout从Pin减少ΔPred(dB)时，XA可唯一地求出为如下。
[数学式2]
X A = 20 log 10 ( 1 - 10 - &Delta;P red 20 ) | s ( t 1 ) | 4 - - - ( 6 )
即便对三次失真矢量调整器23B设定如此与功率放大器33产生的失真无关地求出的相位值XP与振幅值XA而减少PAPR，由于三次失真产生路径23的输出信号也补偿为用于消除在功率放大器33中产生的失真分量的分量，因此有时无法补偿上侧频带以及下侧频带的三次失真分量。因此，在本发明中，通过利用三次失真频率特性补偿器230C在频域中分别调整输入信号频带的相位值与振幅值，减少PAPR。由此，能够补偿上侧频带以及下侧频带的三次失真分量并减少PAPR。
[三次失真矢量调整器系数调整处理（S11）]
图12表示三次失真矢量调整器系数控制部280A的三次失真矢量调整器系数调整处理S11的流程。在图12中，按照三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理（S111）、三次失真矢量调整器系数的振幅值计算处理（S112）的顺序进行处理。此时，事先选择三次失真的上侧频带FDU或者下侧频带FDL中的其中一个频带（称为指定频带），判定指定频带的功率（失真分量功率）PD（PDU或者PDL）是否为阈值以下或者最小值（S113），重复处理S111~S113，直到成为阈值以下或者最小值。
三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111以及三次失真矢量调整器系数的振幅值计算处理S112例如利用摄动方法（perturbation method）（参照参考文献1）或者利用了二次函数近似的计算方法（参照参考文献2）。
在利用了摄动法的三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111中，测定最初任意设定的相位值XP的前后的指定频带的功率PD，并向指定频带的功率PD减少的方向将相位值改变事先决定的偏移值ΔXP，并通过失真观测器27测定指定频带的功率PD。通过重复相位值的变更与指定频带的功率测定，求出指定频带的功率PD成为阈值以下或者最小值的相位值XP,MIN。对三次失真矢量调整器23B设定所求出的相位值XP,MIN。对振幅值也一样。此时，将求出的振幅值设为XA,MIN。
在利用的二次函数近似的计算方法中的三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111中，利用不同的K点（K为3以上的整数）的相位值(XP，1、XP,2、……、XP，K)分别测定指定频带的功率(PD,1、PD,2、……、PD,K)，并根据所利用的相位值(XP，1、XP,2、……、XP，K)与测定的指定频带的功率(PD,1、PD,2、……、PD,K)，通过最小二乘法求出用于表示指定频带中的功率相对于相位值的依赖性的二次函数（PD=a2XP 2+a1XP+a0）的系数（a2、a1、a0）。在所求出的系数（a2、a1、a0），将使指定频带的功率PD最小化的相位值XP,MIN(=-a1/2a2)设定给三次失真矢量调整器23B。对于振幅值也一样。在三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111中，通过最小二乘法，作为指定频带中的功率相对于相位值的依赖性，也可以求出三角函数（PD=b2cos(b1-XP)+b0）的系数（b2、b1、b0），而非求出二次函数的系数。在所获得的三角函数中，将使指定频带的功率PD最小化的（即，b1-Xp=π）相位值XP设定作为三次失真矢量调整器23B的相位值XP,MIN(=b1-π)。
在利用了二次函数近似的计算方法中，当系数a2成为0以下的情况下或者无法求出二次函数的系数的情况下，将在所测定的指定频带的功率中使指定频带的功率最低的相位值设为XP,MIN。
在本例中，设为三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111、三次失真矢量调整器系数的振幅值计算处理S112的顺序。这是因为指定频带中的功率PD相对于相位值的增减量一般比指定频带中的功率相对于振幅值的增减量高。但是，根据功率放大器33的性质，有时指定频带中的功率PD相对于振幅值的增减量也会比相对于相位值高。此时，也可以设为三次失真矢量调整器系数的振幅值计算处理S112、三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111的顺序。
在本例中，当指定频带的功率PD不到达阈值以下或者最小值的情况下，由于处理S11不结束，因此也可以在将三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111与三次失真矢量调整器系数的振幅值计算处理S112重复事先决定的重复次数时结束S11。此时，在通过处理S11获得的相位值和振幅值中，将使指定频带的功率PD最小化的相位值与振幅值设定给三次失真矢量调整器。由于进行该处理，因此设将所设定的相位值与振幅值中使指定频带的功率PD最低的相位值与振幅值与功率PD相对应地分别预先存储在未图示的存储部件中。
[参考文献1]T.Nojima and T.Konno,“Cuber Predistortion Linearizer forRelayEquipment in 800MHz Band Land Mobile Telephone System,”IEEETransactions on vehicular technology,Vol.34,Issue4,pp.169-177,1985.
[参考文献2]J.Ohkawara,Y.Suzuki,and S.Narahashi,"Fast CalculationScheme for Frequency Characteristic Compensator of Digital PredistortionLinearizer,"IEEE Vehicular Technology Conference Spring2009,proceedings,Apr.2009.
[三次频带内失真系数调整处理（S12）]
图13表示三次频带内失真系数控制部280B的三次频带内失真系数调整处理S12的流程。三次频带内失真系数控制部280B从三次失真矢量调整器系数控制部280A接受对三次失真矢量调整器设定的相位值XP,MIN的通知。当在PAPR观测器290中测定的合成器24的输出信号中的PAPR（表示为PAPROUT）比PAPR的阈值（PAPRTH）高时，基于在图10中说明的原理，计算并设定对与输入信号频带对应的三次失真频率特性补偿器230C的复数乘法器23C3提供的相位值YP（=π-XP,MIN）（S121）。接着，通过三次频带内失真系数的振幅值计算处理，计算并设定合成器24的输出信号中的PAPR成为阈值以下的振幅值（S122）。具体来说，求出在PAPR观测器290中测定的数字预失真器200的输入信号中的PAPR（PAPRIN）与预先决定的阈值PAPRTH之差ΔPAPR(=PAPRIN-PAPRTH)(dB)。然后，学习算式（6），通过以下算式（7）来计算并设定要对与输入信号频带FS对应的三次失真频率特性补偿器230C的复数乘法部23C3提供的振幅值YA。
[数学式3]
Y A = 20 log 10 ( 1 - 10 - &Delta;PAPR 20 ) | s ( t 1 ) | 4 - - - ( 7 )
这里，|s(t1)|4是将产生合成器输出的峰值功率的时刻t1中的输入信号的瞬间功率值取平方的值，通过PAPR观测器290观测并计算。
在通过处理S122设定了振幅值YA后，三次频带内失真系数控制部280B对三次频带外失真补偿系数控制部280C通知处理S12已结束。也可以在执行了处理S121后，观测PAPROUT，当PAPROUT小于PAPRTH的情况下，不执行处理S122而结束处理S12。
在本实施例中，在处理S12中无需反复进行处理S121与S122就能够减少数字预失真器输出信号的PAPR，因此与以往了利用的PAPR减少装置的结构相比，能够减少有关PAPR减少的运算量。
[三次频带外失真补偿系数调整处理（S13）]
图14表示三次频带外失真补偿系数控制部280C的三次频带外失真补偿系数调整处理S13的流程。如图2中说明那样，三次频带外失真补偿系数控制部280C对分割后的各频带fm(m=1、……、M)按照事先决定的顺序进行三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131、三次频带外失真补偿系数的振幅值计算处理S132。此后，进行ACLR计算处理（S133），在处理S134中判定为上侧频带FDU与下侧频带FDL的ACLR（即ACLRU与ACLRL）均成为阈值以下时，不计算剩余的分割频带中的三次频带外失真补偿系数而维持初始值，结束三次频带外失真补偿系数调整处理S13。此外，在处理S134中上侧频带或下侧频带中的其中一个的ACLR没有成为阈值以下的情况下，返回处理S131，对剩余的分割频带同样按照顺序进行三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131、三次频带外补偿系数的振幅值计算处理S132。即使对所有的分割频带的处理都结束，在处理S134中也没有成为阈值以下的情况下，如图8利用虚线箭头表示那样，也可以返回处理S11，再次进行处理S11、S12、S13。另外，分割频带的处理顺序可以从上侧频带和下侧频带交互地选择进行，例如，可以从上侧频带和下侧频带分割选择一个频带，对其每个对进行处理。
在分割频带fm(1≤m≤M)中的三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131中，与三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111(图12)同样地，利用摄动法、利用了二次函数近似的计算方法等，求出并设定对与分割频带fm对应的三次失真频率特性补偿器230C的复数乘法部23C3设定的相位值ZP，m。在先前的三次失真矢量调整器系数的相位值计算处理S111中通过失真观测器27测定了上侧或者下侧指定频带的失真分量功率PD(PDU或者PDL)，但在三次频带外失真补偿系数的相位值计算中，测定用于设定相位值的分割频带fm中的功率DDm，并决定使其最小的相位值ZP，m。对于三次频带外失真补偿系数的振幅值计算处理S132也一样。
在本例中，将分割后的频带按照每一个频带或者每两个频带的顺序进行三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131(或者振幅值计算处理S132)，但同样也可以在三个以上的分割频带(例如，除了输入信号频带的所有的分割后的频带)中进行三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131或者三次频带外失真补偿系数的振幅值计算处理S132。此外，与三次失真矢量调整器系数调整处理的情况相同地，也可以根据功率放大器33的性质调换三次频带外失真补偿系数的相位值计算处理S131和三次频带外失真补偿系数的振幅值计算处理S132的顺序。
在图14的三次频带外失真补偿系数调整处理S13中对分割后的每个频带分别调整相位值与振幅值，因此与图12的三次失真矢量调整器系数调整处理S11相比，认为PAPR的上升量小。因此，认为能够忽略处理S13的PAPROUT的上升。但是，在通过处理S13而PAPROUT超过PAPRTM的情况下，也可以再次执行图13的三次频带内失真系数调整处理S12。在再次执行了处理S12后，如果ACLRU、ACLRL均为阈值以下，则也可以不进行处理S13。这一点在其他的实施例中也一样。
图15A、图15B、图15C利用粗线表示图5的实施例中的实验结果的例子。为了参考而利用细线表示基于图1的以往结构的结果。纵轴是CCDF，横轴是预失真器输出中的PAPR。在实验中将功率放大器输入信号的中心频率设为2.14GHz，利用了2GHz频带1W级功率放大器(AB级偏置)。图15A、15B、15C是功率放大器33的平均输出功率分别为21.2dBm、22.1dBm、23.1dBm的情况。图16表示三次失真频率特性补偿器230C的频率带的分割。为了补偿三次失真分量上侧频带FDU和下侧频带FDL的失真分量，设M＝4，上侧和下侧分别以等间隔地二等分了频带。除此之外，通过调整输入信号频带FS中的三次失真分量的相位和振幅，减少PAPR。在本实验中，在三次频带内失真系数调整处理S12中，不进行三次频带内失真系数的振幅值计算处理S122。比较CCDF为0.1%的PAPR可知，在图15A中能够从7.2dB减少为6.3dB，在图15B中能够从7.1dB减少为6.0dB，在图15C中能够从7.4dB减少为5.4dB。
此外，图17利用实线表示图5的实施例的ACLR与平均输出功率之比的结果，利用虚线表示基于图1的以往结构的结果。纵轴是ACLR，横轴是放大器输出中的平均功率。从结果可知，与以往例相比，通过利用本实施例，相同平均输出功率中的ACLR虽然微小但还是有改善。另外，在不进行数字预失真时也设为没有DPDL（数字预失真线性化器）而在图中表示。作为参考，图18将平均输出功率为22.1dB的功率放大器的输出频谱表示基于本发明的频率、基于以往结构的频率、以及不进行预失真的频谱。从该结果也可知通过本实施例降低了失真分量。
在图5的实施例中，叙述了设N=3，且仅具有三次失真产生路径的结构，但也可以设为与三次失真产生路径并列地还具有比三次高次的一个或者多个不同的奇数次的失真产生路径的结构。这一点也能够适用于其他的实施例。例如，在有三次失真产生路径和五次失真产生路径的情况下，按照三次失真矢量调整器系数、三次失真产生路径的三次频带内失真系数、五次失真矢量调整器系数、五次失真产生路径的五次频带内失真系数、三次频带外失真补偿系数、五次频带外失真补偿系数的顺序求出各系数。
在图5的实施例中，在进行了三次频带内失真系数调整处理S12时，由于数字预失真器200的输出信号中的平均功率降低。因此可以将未图示的自动增益调整器（AGC）设置于从合成器24至功率放大器33之间或者分配器21的输入侧，并由控制器280调整AGC的增益，使得在执行处理S12的前后，平均功率相等。此时，平均功率可以由PAPR观测器290观测并通知给控制器280，也可以对失真观测器27附加用于测定功率放大器33中的输出的平均功率的功能，并将平均功率的观测结果通知给控制器280。控制器280将应输入给功率放大器33的平均功率预先存储在未图示的存储部件中，调整AGC的增益，以便减少该平均功率与被通知的平均功率之差。在以下的实施例中也可以设为利用了AGC的结构。
在调整了与输入信号频带FS对应的三次失真频率特性补偿器230C的相位值以及振幅值的情况下，由于输入到功率放大器33中的信号改变，因此由于功率放大器的非线性特性而失真分量有变动。因此，在图8中调换了处理S12与S13的顺序的情况下，由于存在ACLR成为阈值以下为止的重复次数增加的可能性，因此期望按照图8所示的顺序进行处理。
一般来说，当功率放大器的在温度等的功率放大器的外部环境、功率放大器输入信号的平均功率等上没有剧烈的变化时，功率放大器的特性不会大幅变动。因此，在从导频信号切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号时，只要ACLR不超过阈值，三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次频带外失真补偿系数的振幅值与相位值、三次频带内失真系统的相位值分别维持利用导频信号而获得的值，对于三次频带内失真补偿系数的振幅值，通过处理S122根据PAPRIN而再次设定。在PAPRIN不大幅变化时，不会根据发送信号适当地设定三次频带内失真补偿系数的振幅值，而是维持利用导频信号而获得的值。
为了应对由于对功率放大器33的输入信号的平均功率变动而功率放大器的特性改变的情况，也可以参照分别存储了应根据数字预失真器中的输入信号的平均功率或者瞬间功率而设定的三次失真矢量调整器系数和三次频带外失真补偿系数以及三次频率内失真系数的、控制器280内的未图示的查找表（LUT），分别提供给三次失真矢量调整器23B以及三次失真频率特性补偿器230C。存储在LUT中的三次失真矢量调整器系数和三次频带外失真补偿系数以及三次频率内失真系数是分别事先利用本实施例记载的方法而计算的。利用了LUT的结构也可以适用于其他的实施例。
PAPR观测器290中分别观测分配器21的输出和合成器24的输出，但也可以代替合成器24的输出而观测三次失真频率特性补偿器230C的输出。此时，PAPR观测器290通过对分配器21的输出与三次失真频率特性补偿器230C的输出进行加法运算来分别计算合成器24的输出中的峰值功率与平均功率，该结构也可以适用于其他的实施例。
在反馈信号生成装置40中没有利用正交解调器43，例如可以设为将下变换到IF带的信号输入给ADC26的结构。此时，能够减少ADC26的采样率，有时能够减少ADC26的功耗量。这关系到数字预失真器200的低功耗化。
此外，由于根据下变换到IF带的信号来测定输入信号频带FS的功率，因此可以准备仅使频带FS通过的模拟的带通滤波器以及功率检波器，从而代替观测器27。同样地，由于测定被分割后的各频带的功率，因此准备M个仅使频带fm通过的带通滤波器以及功率检波器，将其作为观测器27的代替品。此时，功率检波器的输出分别经由ADC26而输入到控制器280中。由此，有时能够减少数字信号处理的有关失真分量功率的运算量。
在能够应用上述的结构时，可以根据需要而对其他的实施例应用。
[第2实施例]
在图5的第1实施例所示的结构中，根据数字预失真器的输入信号的性质，存在数字预失真器中的输出信号的PAPR不成为阈值以下的可能性。因此，在第2实施例中，直至数字预失真器的输出信号的PAPR成为阈值以下为止，重复调整三次频带内失真系数（相位值与振幅值）。
图19表示本发明中的第2实施例的结构例。与第1实施例的不同点在于PAPR观测器291与控制器280的处理。由于控制器280的结构本身与图7所示的控制器280相同，因此参照图7。PAPR观测器291仅观测合成器24的输出的PAPR。图20表示控制器280的处理流程。在该处理流程中，三次频带内失真系数控制部280B（参照图7）的三次频带内失真系数调整处理（S12A）与第1实施例的图8中的处理S12不同。
说明三次频带内失真系数控制部280B的处理S12A的处理。对于其他的处理，由于与图8相同，因此将其省略。在实施图20所示的控制器280的处理流程的期间，设与第1实施例同样地，作为数字预失真器的输入信号SIN而输入导频信号。在控制器280的处理流程结束后，与第1实施例同样地，切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号。
图21表示三次频带内失真系数控制部280B的三次频带内失真系数调整处理S12A的流程。
[三次频带内失真系数调整处理（S12A）]
三次频带内失真系数控制部280B从三次失真矢量调整器系数控制部280A接受对三次失真矢量调整器23B设定的相位值XP,MIN的通知。接着，进行利用了摄动法的三次频带内失真系数的相位值计算处理（S12A1）。即，在处理S12A1中，计算相位值YP（=π-XP,MIN），并对三次失真频率特性补偿器230C与输入信号频带对应的复数乘法器23C3（参照图6）作为初始值而设定后，通过PAPR观测器291测定YP前后的数字预失真器200的输出信号中的PAPR，向PAPR减少的方向将相位值变更事先决定的偏移值ΔYP，并测定PAPR。另外，作为摄动法的初始值，也可以不应用在三次矢量调整器系数调整处理S11中决定的相位值YP=π-XP,MIN，而是使用任意的值作为初始值。通过重复相位值的变更与PAPR的测定，对未图示的存储部件存储更新PAPR成为最小的相位值YP,MIN，如果要求PAPR成为阈值以下的相位值YP,MIN，或者在重复指定次数后PAPR也没有成为阈值以下的情况下，进行利用了摄动法的三次频带内失真系数的振幅值计算处理（S12A2）。此时的相位值设为在处理S12A1中将PAPR最低化的相位值。由于进行该处理，因此设如果每次在处理S12A1中计算并设定的相位值时获得的PAPR比存储着的最小PAPR小，则更新最小PAPR，并将此时的相位值作为使PAPR最小化的相位值YP,MIN来存储。
在处理S12A2中，利用PAPR观测器291测定最初任意设定的振幅值YP的前后的合成器输出的PAPR，并与处理S12A1同样地向PAPR减少的方向将振幅值变更事先决定的偏移值ΔYA，并测定PAPR。通过重复振幅值的变更与PAPR的测定，存储并更新PAPR成为最小的振幅值YA,MIN。在处理S12A2中PAPR不成为阈值以下时，振幅值设为在设定的振幅值中时PAPR最低的振幅值。由于进行该处理，因此设如果每次在处理S12A2计算并设定振幅值时获得的PAPR比存储着的最小PAPR小，则更新最小PAPR，并存储该振幅值作为使PAPR最低的振幅值YA,MIN。重复处理S12A1~S12A2指定次数（S12A3）。在重复时，将在处理S12A1中最初设定的相位值YP设为存储着的YP,MIN，将在处理S12A2中最初设定的振幅值YA设为存储着的YA,MIN。此时，可以分别变更ΔYP与ΔYA。
在处理S12A1、S12A2中的其中一个中PAPR成为阈值以下时，结束处理S12A，从而转移到图20的处理S13的处理（图21的虚线）。在即便将处理S12A1~S12A2重复指定次数，PAPR也没有成为阈值以下的情况下，也可以将在所设定的相位值与振幅值中使PAPR最低的相位值与振幅值分别对与三次失真频率特性补偿器230C的输入信号频带对应的复数乘法器23C3设定，并转移到处理S13。
在本实施例中，进行了处理S12A1之后，代替处理S12A2，可以与图13的处理S122一样实施基于利用了算式（7）的计算的处理，而不实施基于摄动法的处理。此时，如图19中利用虚线所示，将分支后的输入信号提供给PAPR观测器291，从而能够测定PAPRIN。此外，代替处理S12A1，可以与图13的处理S121一样进行基于YP=∏-XP,MN的计算的处理之后进行处理S12A2，而不进行基于摄动法的处理。此时，处理S123中的重复仅执行处理S12A2。
在切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号时，在ACLR再次超过阈值之前，三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值分别继续使用利用导频信号而获得的值。
[变形实施例]
图22的变形实施例在图19的第2实施例中利用了导频信号的设定处理结束，且输入信号从导频信号切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号后，当合成器24的输出中的PAPROUT超过了阈值的情况下，三次失真矢量调整器的系数的振幅值与相位值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值分别维持利用导频信号而获得的值，只有三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值通过后述的图24的三次频带内失真系数调整处理（S12A'）来调整。在实施处理S12A'过程中，重复使用包含PAPROUT超过了阈值的部分的规定长度的发送信号。当通过处理S12A'而PAPROUT成为阈值以下后ACLR还是超过阈值的情况下，通过在图19的实施例中说明的方法重复使用发送信号的规定长度而分别再次调整三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值。
在图22所示的实施例的结构中，控制器281的结构与图19的不同点在于，附加了由发送信号产生器50构成的发送信号产生装置500、以及在DAC25的前级切换导通与截止的开关（SW）201。此外，如图23所示，在控制器281中附加了发送信号产生器50的输出信号、以及用于切换SW201的导通与截止的切换控制部281D，但三次失真矢量调整器系数控制部280A、三次频带内失真系数控制部280B、三次频带外失真补偿系数控制部280C与图19的控制器280中的（即，图7中的280A、280B、280C）相同。发送信号产生器50按照从控制器281提供的指示，具有输出用于与移动台或者基站进行通信的信号的功能、输出导频信号的功能、以及重复输出通信信号中的任意的时间长度的任意的信号部分的功能。SW201设置于DAC25的前级，以便在数字信号处理过程中简单地进行，但在想要通过模拟电路来构成SW201的情况下，也可以在从DAC25起输出端子TOUT之间的任意的位置插入SW201。
图24表示三次频带内失真系数控制部280B进行的三次频带内失真系数调整处理S12A'的流程。
[三次频带内失真系数调整处理（S12A'）]
当从PAPR观测器291通知的PAPROUT超过阈值的情况下，三次频带内失真系数控制部280B通知切换控制部281D截止SW201，以便其信号不从数字预失真器输出，并在三次频带内失真系数调整处理（S12A'）结束之前在发送信号产生器50中重复输出PAPROUT超过了阈值的信号部分（S12A0）。此时，设预先决定产生的信号的一个周期的时间。接着，进行以已经设定的相位值YP作为初始值而利用了摄动法的三次频带内失真系数的相位值计算处理（S12A1），并求出PAPR成为阈值以下的相位值YP，MN。与图21的情况相同，即使将处理S12A1重复指定次数，PAPR也不成为阈值以下的情况下，进行利用了摄动法的三次频带内补偿系数的调整处理S12A2。
将处理S12A1~S12A2重复预先指定的次数（S12A3）。当在处理S12A1、S12A2的其中一个中PAPR成为阈值以下的情况下，在切换控制部281D中将SW201设为导通，并将在处理S12A'的调整处理中所利用的信号从数字预失真器200输出后，并通知切换控制部281D将发送信号产生器50的输出切换到用于与移动台或基站进行通信的信号（S12A4）。当即使将处理S12A1~S12A2重复指定次数，PAPR也没有成为阈值以下的情况下，在所设定的相位值与振幅值中分别设定最低的相位值与振幅值，并转移到处理S12A4。除此之外与图19的实施例相同。
[第3实施例]
当通过本发明减少了PAPR的情况下，功率放大器33的输出中的EVM（Error Vector Megnitude）可能会变差。EVM被设定为比各种系统的规定小规定的值。例如，在LTE中将副载波的调制方式设为QPSK的情况下，要求EVM为17.5%以下。因此，在第3实施例中，表示在将数字预失真器的输出信号中的EVM设为规格值以下的范围内能够减少PAPR的结构。
图25表示本发明中的第3实施例的结构例。在本结构中，代替图19的第2实施例中的失真观测器27，使用附加了用于测定EVM的功能的失真/EVM观测器271。失真/EVM观测器271分别对数字预失真器200的输入信号SIN与经由反馈信号生成装置40获得的功率放大器33的输出信号SOUT进行解调，通过比较解调结果来测定EVM。由于测定EVM，因此失真/EVM观测器271观测在发送信号中包含的用于取得同步的信号，分别取得数字预失真器200的输入信号SIN与功率放大器33的输出信号SOUT的同步。这里，当将数字预失真器200的输入信号SIN中的第i个解调结果设为Z(i)、将功率放大器33的输出信号SOUT中的解调结果设为Z’(i)，并将L点取平均的情况下，通过下式来提供EVM(%)。
[数学式4]
EVM = &Sigma; i = 0 L - 1 | Z ( i ) - Z &prime; ( i ) | 2 &Sigma; i = 0 L - 1 | Z ( i ) | 2 &times; 100 - - - ( 8 )
L是预先决定的2以上的整数。
图26表示控制器282的结构。与图7的控制器280的不同点在于，不仅提供PAPR，由失真/EVM观测器272测定的EVM也提供给三次频带内失真系数控制部280B’。图27表示控制器282的处理流程。三次频带内失真系数控制部280B’的三次频带内失真系数调整处理（S12B）与其他的实施例不同。以下，说明三次频带内失真系数调整处理S12B。除此之外的处理与其他的实施例相同，因此将其省略。
在实施图27所示的控制器282的处理流程的期间，与第1实施例一样，对数字预失真器200作为输入信号而提供导频信号。在控制器282的处理流程结束后，与第1实施例一样，切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号。
图28表示三次频带内失真系数控制部280B’的三次频带内失真系数调整处理（S12B）的流程。
[三次频带内失真系数调整处理（S12B）]
三次频带内失真系数控制部280B’从三次失真矢量调整器系数控制部280A接受对三次失真矢量调整器23B设定的相位值XP，MIN的通知。接着，进行后述的利用了EVM与PAPR的三次频带内失真系数的相位值计算处理（S12B1）。同样，进行利用了EVM与PAPR的三次频带内失真系数的振幅值计算处理（S12B2）。在处理S12B2之后，当EVM超过阈值或者PAPROUT超过阈值时，将处理S12B1~S12B2重复指定次数（S12B3），并结束处理S12B后转移到图27的处理S13。
在处理S12B1、S12B2的其中一个中EVM成为阈值以下且PAPR成为阈值以下的情况下，结束处理S12B后转移到图27的处理S13。
利用图29说明利用了EVM与PAPR的三次频带内失真系数的相位值计算处理（S12B1）。利用了EVM与PAPR的三次频带内失真系数的振幅值计算处理（S12B2）也一样，省略后者的说明。
[利用了EVM与PAPR的三次频带内失真系数的相位值计算处理（S12B1）]
计算相位值YP(=∏-XP,MIN)，并分别测定YP的前后两个值中的EVM(EP，1、EP,2)与数字预失真器200的输出信号（合成器240的输出信号）中的PAPR(RP，1、RP,2)（S12B11）。接着，判定EVM减少的方向与PAPR减少的方向是否一致（S12B12），当一致的情况下，向PAPR下降的方向利用摄动法在EVM不超过阈值的条件下求出将PAPR设为阈值以下的相位值（S12B13）。在处理S12B13中无法求出将PAPR设为阈值以下的相位值的情况下，在所设定的相位值中设定使PAPR最低的相位值。
在处理S12B12中，当EVM减少的方向与PAPR减少的方向不一致的情况下，判定所测定的EP，1、EP,2是否均大于阈值（S12B14）。当EP,1、EP,2均为阈值以下的情况下，向PAPR下降的方向利用摄动法在EVM不超过阈值的条件下将PAPR设为阈值以下的相位值（S12B15）。在处理S12B15中，当无法求出使PAPR成为阈值以下的相位值的情况下，在所设定的相位值中设定使PAPR最低的相位值。
在处理S12B14中，当EP,1、EP,2均大于阈值的情况下，向EVM下降的方向利用摄动法求出将EVM设为阈值以下的相位值（S12B16）。
在图27的调整处理结束而切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号后，在ACLR再次超过阈值之前，三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值分别维持利用导频信号而获得的值，当ACLR超过了阈值时，利用导频信号再次进行图27的处理。
[变形实施例]
图30的变形实施例在图25的实施例中结束了使用导频信号的设定处理，输入信号从导频信号切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号之后，当合成器24的输出中的PAPROUT超过了阈值的情况下，三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值分别维持利用导频信号而获得的值，只有三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值通过后述的图32的三次频带内失真系数调整处理（S12B’）来调整。在实施处理S12B’的过程中，重复使用包含PAPROUT超过了阈值的部分的规定长度的发送信号。当即使通过处理S12B’而PAPROUT成为阈值以下，ACLR也超过阈值的情况下，通过在图25的实施例中说明的方法，分别再次调整三次失真矢量调整器系数的振幅值与相位值、三次频带内失真补偿系数的相位值与振幅值、三次失真频带外失真补偿系数的振幅值与相位值。
图30所示的数字预失真器的结构与图25的不同点在于，附加了图22所示的由发送信号产生器50构成的发送信号产生装置500以及在功率放大器33的输出侧切换导通与截止的开关（SW）202、以及控制器283的结构。如图31所示，控制器283与图23一样，成为了对图26的控制器282附加了切换控制部281D的结构，其分别切换发送信号产生器50的输出信号、以及SW202的导通与截止，但三次频带内失真系数控制部280B’的处理与图23不同。
图32表示三次频带内失真系数控制部280B’的三次频带内失真系数调整处理S12B’的流程。
[三次频带内失真系数调整处理（S12B’）]
当从PAPR观测器291通知的PAPROUT超过阈值的情况下，三次频带内失真系数控制部280B’通知切换控制部281D将WS202设为截止，以便不从数字预失真器输出其信号，并且在三次频带内失真系数调整处理（S12B’）结束之前，使发送信号产生器50中重复输出PAPROUT超过了阈值的信号部分（S12B0）。接着，在进行了处理S12B1之后，进行处理S12B2。处理S12B1、S12B2是与图28中的一样的处理。
将处理S12B1~S12B2重复预先指定的次数（S12B3）。当处理S12B1、S12B2中的其中一个中EVM成为阈值以下且PAPR成为阈值以下的情况下，存储此时的相位值与振幅值，并在切换控制部281D中将SW202导通，并将在处理S12B’的调整处理中利用的信号从数字预失真器200输出之后，通知切换控制部281D将发送信号产生器50的输出切换到用于与移动台或者基站进行通信的信号。（S12B4）。在即使将处理S12B1~S12B2重复指定次数，也没有EVM成为阈值以下且PAPR成为阈值以下的情况下，在所设定的相位值与振幅值中，分别读取并设定在EVM成为阈值以下的范围内使PAPR最低的相位值与振幅值，并转移到处理S12B4。
[第4实施例]
在HSPA（高速分组接入）或LTE的移动无线方式中，配合基站-终端间的信道状态（传播路径的状态），进行用于变更调度、调制方式等的自适应调制等。例如在LTE中，基于从终端侧发送的用于表示信道状态的指标值的CQI（信道质量指示符），进行调度以及自适应调制。
由于在信道状态良好时通信质量高，因此可能能够进一步减少数字预失真器输出信号的PAPR。如果能够减少PAPR，则与其对应地降低功率放大器的偏置，从而能够提高功率放大器的效率。以下，以作为无线系统而利用了LTE的情况为例，说明当CQI大时（信道状态良好时），将阈值PAPRTH设为更小的值，从而进一步减少数字预失真器输出信号的PAPR的结构。其中，设CQI越大，信道状态越好。当利用非LTE的无线系统的情况下，代替CQI，例如将为了进行自适应调制而参照的质量信息作为信道状态的指标值来利用即可。
图33表示本发明的第4实施例的数字预失真器及其周边装置。本结构基于CQI动态地变更阈值PAPRTH，并配合该PAPRTH而变更功率放大器33的偏置。因此，与图5的结构的不同点在于，将CQI输入到控制器284、以及附加了用于基于来自控制器284的指示而变更对功率放大器33提供的偏置的电源装置60。
图34表示本结构的控制器284。该控制器284除了三次失真矢量调整器系数控制部280A、三次频带内失真系数控制器280B、以及三次频带外失真补偿系数控制部280C之外，还包含表格参照部284E以及偏置控制部284F。在表格参照部284E中，与表格的形式预先记录CQI与对应的阈值PAPRTH之间的关系、以及阈值PAPRTH与对应的偏置值之间的关系。偏置控制部284F对电源装置60指示对功率放大器33提供的偏置。表格参照部28E从表格中读取与被提供的CQI对应的阈值PAPRTH，从而将其提供给三次频带内失真系数控制部280B。三次频带内失真系数控制部280B利用被提供的阈值PAPRTH与由PAPR观测器290观测到的输入信号中的PAPRIN的差ΔPAPR=PAPRIN-PAPRTH而通过算式（7）来计算振幅值YA，并与在第1实施例的图13的处理中说明的一样，根据在三次失真矢量调整中设定的相位值XP,MIN，将相位值YP求出为YP=π-XP,MIN，并将这些振幅值YA与相位值YP作为三次频带内失真系数而设定给三次失真频率特性补偿器230C。表格参照部284E进一步从表格中读取与CQI对应的阈值PAPRTH所对应的偏置值，并将其提供给偏置控制部284F。偏置控制部284F将被提供的偏置值提供给电源装置60，并据此对功率放大器33设定偏置。
CQI与阈值PAPRTH的关系是CQI越大阈值PAPRTH越小的关系，而且预先通过测定，在错误率特性等传输特性不会大幅变差的范围内对CQI决定尽量小的PAPRTH。阈值PAPRTH与偏置值的关系是阈值PAPRTH越小偏置值越小的关系，而且预先通过测定，在所设定的PAPRTH决定ACLR成为阈值以下且功率放大器33的效率成为最高的偏置值。在表格参照部384E中以表的形式记录这样决定的关系。CQI与阈值PAPRTH的关系不一定是线性关系，例如也可以随着CQI增大，阈值PAPRTH阶梯状减少。此外，对CQI决定阈值PAPRTH，并对阈值PAPRTH决定偏置值，因此可以作为对CQI提供阈值PAPRTH与偏置值的一个表格而记录在表格参照部284E。
如此根据CQI的增大而减少阈值PAPRTH，并据此减少功率放大器33的偏置时，由失真观测器27观测的功率放大器输出中的失真分量发生变化，其结果，有时导致使ACLR成为阈值以下的三次失真矢量调整器系数与三次频带外失真补偿系数发生变化。因此，在表格参照部284E中预先以表格的形式记录在PAPRTH与此时的偏置中使ACLR成为阈值以下的三次失真矢量调整器系数与三次频带外失真补偿系数。三次失真矢量调整器系数与三次频带外失真补偿系数分别利用前述的第1实施例的方法来预先求出。此时，也可以将对应于阈值PAPRTH的三次失真矢量调整器系数与三次频带外失真补偿系数作为一个表格来设置，可以作为与先前叙述的对应于CQI的阈值PAPRTH和偏置值的表格整合后的一个表格来设置。此外，作为三次频带内失真系数，也可以预先在表格参照部284E中以表格的形式记录针对每个能够取得的PAPRIN的各值根据各与阈值PAPRTH之间的差ΔPAPR通过算式（7）而计算的适当的作为三次频带内失真系数的振幅值YA。
当改变从功率放大器输出的信号的平均功率时，可以以表格的形式在表格参照部284E中针对每个能够采用的平均功率记录对于CQI的PAPRTH、偏置值、三次失真矢量调整器系数、三次频带外失真补偿系数。
作为包含预失真器以及功率放大器的系统启动时的初始值而使用预先决定的阈值PAPRTH与偏置值，并通过所述的实施例1的处理，进行对于三次失真矢量调整器23B、三次失真频率特性补偿器230C的设定。如果输入CQI，则从表格参照部284E的表格中读取对应于CQI的阈值PAPRTH以及偏置值，并分别提供给三次频带内失真系数控制部280B以及偏置控制部284F，并进一步读取三次失真矢量调整器系数以及三次频带外失真补偿系数而分别提供给三次失真矢量调整器系数控制部280A以及三次频带外失真补偿系数控制部280C即可。当CQI发生变化时，重新通过与第1实施例相同的处理来求出第3失真矢量调整器系数以及第3频带外失真补偿系数，从而能够使用从表格参照部284E的表格读取的值以及系数而提高处理速度。
在上述中叙述了改善CQI的情况，但相反在信道状态变差时，也能够通过预先在表格参照部284E的表格中设定CQI小的范围中的应对应的阈值PAPRTH、偏置值、三次失真矢量调整器系数以及三次频带外失真补偿系数来应对。
也可以将本实施例的结构应用于图22所示的结构。此时，对应于CQI的阈值PAPRTH、三次失真矢量调整器系数、三次频带外失真补偿系数、偏置值分别从表格参照部284E参照。三次频带内失真系数在三次频带内失真系数控制部280B中利用图24的处理S12A'而调整，以便PAPROUT成为从表格参照部284E提供的PAPRTH以下。
在利用处理S12A'通过测定预先获得应对CQI与PAPRIN设定的三次频带内失真补偿系数的情况下，也可以从表格参照部284E参照三次频带内失真补偿系数。
也可以将本实施例的结构应用于图30所示的结构。此时，对应于CQI的阈值PAPRTH、三次失真矢量调整器系数、三次频带外失真补偿系数、偏置值分别从表格参照部284E参照，通过图32的处理S12B’调整三次频带内失真系数，以便PAPRTOUT成为从表格参照部284E提供的PAPRTH以下。此时，可以设为如下结构：基于EVM的测定结果，在EVM成为阈值以下的范围内，预先在表格参照部284E记录使数字预失真器输出信号的PAPROUT最低的PAPRTH。此外，在利用处理S12B’，在EVM成为阈值以下的范围内通过测定预先获得应对CQI和PAPRIN设定的三次频带内失真补偿系数时，也可以从表格参照部284E参照三次频带内失真补偿系数。
同样，也可以将本实施例的结构分别应用于其他的图19、25所示的结构。
在以上说明的各实施例将其变形例中，由方框图表示的本发明的幂级数型数字预失真器的结构，其一部分或者全部可以分别利用专用的数字电路来构成，也可以由DSP（数字信号处理器）或FPGA（现场可编程门阵列）来构成，也可以构成为通过计算机来执行记录了通过处理流程说明的方法的程序，或者通过这些的期望的组合来实现。

Claims (11)

1.一种幂级数型数字预失真器，其对输入信号附加用于消除在功率放大器中产生的失真分量的失真补偿分量，其中，
将N作为预先决定的3以上的奇数，
所述幂级数型数字预失真器包含：
线性传递路径，将上述输入信号延迟传递；
失真产生路径，其包含产生上述输入信号的N次失真分量的N次失真产生器；调整上述N次失真分量的振幅与相位的N次失真矢量调整器；将上述N次失真矢量调整器的输出变换为频域，分别调整各频率分量的相位与振幅，并逆变换为时域的N次失真频率特性补偿器，将上述N次失真频率特性补偿器的输出作为上述失真补偿分量来输出；
合成器，合成上述线性传递路径的输出与上述失真产生路径的输出；
PAPR观测器，至少计算上述合成器的输出信号中的平均功率与峰值功率之比PAPROUT；
失真观测器，观测在上述功率放大器的输出中包含的至少N次失真分量；以及
控制器，基于上述PAPR观测器与上述失真观测器的观测结果，调整对于上述N次失真矢量调整器与上述N次失真频率特性补偿器的相位值与振幅值，
上述控制器包含：
N次失真矢量调整器系数控制部，调整对上述N次失真矢量调整器设定的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带的上侧或者下侧的N次失真分量，以下将由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带称为输入信号频带；N次频带外失真补偿系数控制部，分别调整上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带外的各频率分量的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号频带的上侧以及下侧的N次失真分量；以及N次频带内失真系数控制部，分别调整上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量的相位值以及振幅值，以便由上述PAPR观测器计算的输出信号的平率功率与峰值功率之比PAPROUT变小。
2.如权利要求1所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述N次频带外失真补偿系数控制部将上述频域的上述输入信号频带外的上侧以及下侧频带总计分割为M个的分割频带，M是2以上的预先决定的整数，对每个分割频带设定相位值与振幅值，以便减少上述上侧以及下侧的N次失真分量。
3.如权利要求1或2所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述N次频带内失真系数控制部基于对上述N次失真矢量调整器设定的相位值，计算上述N次失真频率特性补偿器对上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量设定的相位值。
4.如权利要求1或2所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述N次频带内失真系数控制部通过摄动法或者函数近似法计算并设定基于上述N次失真频率特性补偿器的上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量的相位值与振幅值中的至少一个，以便上述平均功率与峰值功率之比PAPROUT变小。
5.如权利要求1至4的任一项所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述PAPR观测器进一步计算上述输入信号的平均功率与峰值功率之比PAPRIN，上述N次频带内失真系数控制部根据上述输入信号的PAPRIN与预先决定的阈值PAPRTH之差，计算上述Ｎ次失真频率特性补偿器对上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量设定的振幅值。
6.如权利要求1至5的任一项所述的幂级数型数字预失真器，其中，
进一步设有用于导通/截止上述合成器的输出至上述功率放大器的提供的开关，上述控制器进一步包含切换控制部，所述切换控制部在基于上述PAPR观测器的上述合成器的输出的平均功率与峰值功率之比PAPROUT超过了上述预先决定的阈值PAPRTH时，截止上述开关，并指示上述发送信号产生器将上述通信信号的包含上述PAPROUT超过了PAPRTH的部分的规定长度作为上述输入信号而重复产生，并指示上述N次频带内失真系数控制部再次设定对上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带内的频率分量设定的相位值与振幅值，以便上述平均功率与峰值功率之比PAPROUT成为上述阈值PAPRTH以下。
7.如权利要求1至5的任一项所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述失真观测器进一步根据上述功率放大器的输出与上述输入信号的解调结果来计算EVM（误差向量幅度），上述N次频带内失真系数控制部对上述N次失真频率特性补偿器中的上述输入信号频带内的频率分量设定相位值与振幅值，使得上述PAPR观测器观测的上述合成器的输出中的平均功率与峰值功率之比PAPROUT与由上述失真观测器计算的EVM分别成为预先决定的阈值以下。
8.如权利要求7所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述控制器进一步包含切换控制部，所述切换控制部在基于上述PAPR观测器的上述合成器的输出的平均功率与峰值功率之比PAPROUT超过了上述预先决定的阈值PAPRTH时，指示上述发送信号产生器截止上述功率放大器的输出，从而将上述通信信号的包含上述PAPROUT超过了PAPRTH的部分的规定长度作为上述输入信号而重复产生，并指示上述N次频带内失真系数控制部再次设定对上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带内的频率分量设定的相位值与振幅值，以便上述平均功率与峰值功率之比PAPROUT成为上述阈值PAPRTH以下。
9.如权利要求1至8的任一项所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述控制部进一步包含：表格参照部，与基站和终端之间的信道状态的指标值对应地预先记录阈值PAPRTH和偏置值；以及偏置控制部，对用于对上述功率放大器提供偏置的电源装置，设定根据信道状态的指标值从上述表格参照部读取的偏置值，信道状态的指标值越大在上述表格参照部中记录的阈值PAPRTH越小，阈值PAPRTH越小偏置值采用越小值。
10.如权利要求9所述的幂级数型数字预失真器，其中，
上述N次频带内失真系数控制部调整上述输入信号频带内的各频率分量的相位值与振幅值，使得上述平均功率与峰值功率之比PAPROUT成为根据信道状态而从上述表格参照部读取的阈值PAPRTH以下。
11.一种如权利要求1所述的幂级数型数字预失真器的控制方法，其中，
上述控制器的处理包含：
（a）由上述N次失真矢量调整器系数控制部控制对上述N次失真矢量调整器设定的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带的上侧频带或下侧频带的N次失真分量的处理步骤，其中，以下将由上述失真观测器观测的上述输入信号的频带称为输入信号频带；
（b）通过上述N次频带外失真补偿系数控制部分别调整上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带外的各频率分量的相位值与振幅值，以便减少由上述失真观测器观测的上述输入信号频带的上侧频带以及下侧频带的N次失真分量的处理步骤；以及
（c）由上述N次频带内失真系数控制部分别设定上述N次失真频率特性补偿器中的上述频域的上述输入信号频带内的各频率分量的相位值与振幅值，以便由上述PAPR观测器计算的输出信号的平均功率与峰值功率之比PAPROUT变小的处理步骤。
CN2012800025417A 2011-02-18 2012-02-13 幂级数型预失真器及其控制方法 Pending CN103125070A (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011033746 2011-02-18
JP2011-033746 2011-02-18
JP2011-115923 2011-05-24
JP2011115923 2011-05-24
PCT/JP2012/053213 WO2012111583A1 (ja) 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN103125070A true CN103125070A (zh) 2013-05-29

Family

ID=46672502

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2012800025417A Pending CN103125070A (zh) 2011-02-18 2012-02-13 幂级数型预失真器及其控制方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20130141160A1 (zh)
EP (1) EP2592750A1 (zh)
JP (1) JP5427300B2 (zh)
CN (1) CN103125070A (zh)
WO (1) WO2012111583A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106850493A (zh) * 2017-03-02 2017-06-13 中国工程物理研究院电子工程研究所 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US8804873B1 (en) * 2013-02-13 2014-08-12 Crestcom, Inc. Communication system and method with PAPR; and backoff configured for equilibrium
US9154168B2 (en) * 2013-05-14 2015-10-06 Intel IP Corporation Signal peak-to-average power ratio (PAR) reduction
WO2014201390A1 (en) * 2013-06-13 2014-12-18 Comtech Ef Data Corp. System and method for distortion-power adapted adaptive pre-distortion
US9553601B2 (en) * 2013-08-21 2017-01-24 Keysight Technologies, Inc. Conversion of analog signal into multiple time-domain data streams corresponding to different portions of frequency spectrum and recombination of those streams into single-time domain stream
US9148182B2 (en) * 2013-10-09 2015-09-29 Maxlinear, Inc. Power combining power amplifier architectures and methods
JP2016032127A (ja) * 2014-07-25 2016-03-07 富士通株式会社 無線通信システム、歪補償装置、及び歪補償方法
JP2016167763A (ja) 2015-03-10 2016-09-15 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
US10461786B2 (en) 2015-12-07 2019-10-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus and method for controlling amplifiers
US9848342B1 (en) * 2016-07-20 2017-12-19 Ccip, Llc Excursion compensation in multipath communication systems having performance requirements parameters
US10284405B2 (en) * 2016-06-24 2019-05-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Transmitter architecture for massive-MIMO
US10404322B2 (en) * 2016-12-30 2019-09-03 Google Llc Powering electronic devices in a data center
CN110537351B (zh) * 2017-04-28 2022-05-06 松下电器（美国）知识产权公司 测量装置和测量方法
WO2018224161A1 (en) * 2017-06-09 2018-12-13 Nokia Technologies Oy Reducing distortions in amplified signals to be radiated by an antenna
GB201801412D0 (en) * 2018-01-29 2018-03-14 National Univ Of Ireland Characterising radio frequency signal processing paths
US10374728B1 (en) * 2018-05-22 2019-08-06 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Test system as well as method for over-the-air testing
CN112019471A (zh) * 2019-05-30 2020-12-01 中兴通讯股份有限公司 一种基于多相结构的削峰方法、装置及计算机存储介质
US11456760B1 (en) * 2021-03-05 2022-09-27 Motorola Solutions, Inc. Linearizing narrowband carriers with low resolution predistorters
US11489599B1 (en) * 2021-07-01 2022-11-01 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Wideband frequency response characterization with a narrowband source or receiver

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030108120A1 (en) * 2001-12-05 2003-06-12 Kazuyuki Hori Predistortion amplifier
US20100060356A1 (en) * 2008-09-10 2010-03-11 Ntt Docomo, Inc. Power series predistorter and control method thereof
CN101895260A (zh) * 2009-05-21 2010-11-24 株式会社Ntt都科摩 幂级数型数字预失真器及其控制方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004247855A (ja) * 2003-02-12 2004-09-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd プリディストーション回路付き電力増幅器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030108120A1 (en) * 2001-12-05 2003-06-12 Kazuyuki Hori Predistortion amplifier
US20100060356A1 (en) * 2008-09-10 2010-03-11 Ntt Docomo, Inc. Power series predistorter and control method thereof
CN101895260A (zh) * 2009-05-21 2010-11-24 株式会社Ntt都科摩 幂级数型数字预失真器及其控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MENG JIN等: "Power-Rate-Distortion Analysis for H.264 Video Coding over Wireless Channel", 《2009 IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON INTELLIGENT COMPUTING AND INTELLIGENT SYSTEMS(2009 IEEE 智能计算与智能系统国》 *
王勇等: "基于多项式的记忆型数字基带预失真器", 《西安电子科技大学学报（自然科学版）》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106850493A (zh) * 2017-03-02 2017-06-13 中国工程物理研究院电子工程研究所 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法
CN106850493B (zh) * 2017-03-02 2019-11-08 中国工程物理研究院电子工程研究所 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2012111583A1 (ja) 2012-08-23
JPWO2012111583A1 (ja) 2014-07-07
EP2592750A1 (en) 2013-05-15
JP5427300B2 (ja) 2014-02-26
US20130141160A1 (en) 2013-06-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103125070A (zh) 幂级数型预失真器及其控制方法
US8594231B2 (en) Power series digital predistorter and distortion compensation control method therefor
CN101562478B (zh) 一种自适应调整cfr门限的方法及射频拉远系统
CN102437822B (zh) 一种射频功率放大器自适应数字预失真线性化系统
CN103888085B (zh) 包络追踪系统的校准方法、电源电压的调制方法及装置
US9077299B2 (en) Pre-distortion for fast power transient waveforms
US7403573B2 (en) Uncorrelated adaptive predistorter
US7071774B2 (en) Composite amplifier
CN101904103B (zh) 在无线电发射机中处理发射信号的方法和装置
US6963242B2 (en) Predistorter for phase modulated signals with low peak to average ratios
US20210234564A1 (en) Digital predistortion of signals
JPWO2002087097A1 (ja) 歪補償装置
CN104769902B (zh) 用于具有动态功率及频率分布的信号的波峰因数缩减
Hammi et al. Synergetic crest factor reduction and baseband digital predistortion for adaptive 3G Doherty power amplifier linearizer design
CN101741787A (zh) 一种预失真快速收敛的训练数据采集方法及系统
CN111082756A (zh) 一种用于mimo发射机的数模混合预失真结构
US9853608B2 (en) Temperature compensation technique for envelope tracking system
JP4052834B2 (ja) 増幅回路
US6335660B1 (en) Pre/post-distortion circuit and method, particularly for microwave radio-frequency systems
EP2670047A1 (en) RF communications
JP4014404B2 (ja) 歪補償回路
WO2019167878A1 (ja) 電力増幅器の調整方法および調整システム
Ordosgoitti et al. Implementation of a Multitone Digital Predistortion Method for 5G Applications in OFDM Systems
Sheet Modern Digital-Analog Jamming Transmitter
Thornton et al. Improved design techniques for the realization of linear power amplifiers for wireless transmitters

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20130529