CN106850493A - 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，涉及宽带无线通信数字信号处理技术领域。本发明采用非线性多项式模型来实现对原始输入信号的压缩处理，并提供了一种全带宽/带内复合的高阶非线性注入方法，用于实现PAPR抑制，并有效地避免了信号EVM和ACPR的明显恶化，本发明能够更好满足无线通信信号传输的带内带外质量要求，能够更好保证接收端的误码性能。
Description
技术领域
本发明涉及涉及宽带无线通信数字信号处理技术领域，涉及宽带无线通信发射机的基带信号峰均功率比抑制与数字预失真方法，更具体地说，涉及一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法。
背景技术
随着移动无线通信的飞速发展，通信系统已经广泛采用具有较高峰均功率比的非恒包络调制体制信号(如QAM)，这类信号的使用大大地提高了无线频谱利用效率；但是，在无线发射机中放大传输过程中，非恒包络的高峰均功率比信号会对射频功率放大器的非线性变得比传统恒包络信号更加敏感，一方面会不得不迫使功率放大器工作在效率较低的回退区，另一方面也会在放大器输出信号中产生严重的非线性失真，影响无线信号的正常发射。
峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio,简称PAPR)，是指通信系统的基带调制信号的峰值功率与平均功率的比值。PAPR越低越有利于无线发射机电路的设计，会使得无线发射机具有更高的功率效率。但是，对于给定的基带编码、调制方式和载波设计方式，所形成的原始基带调制信号的PAPR是固定的(例如8dB),为了使得无线发射机射频功率放大器更高效工作，现代通信中的无线发射机常常在已经调制好的基带信号后采用PAPR抑制方法，使得基带调制信号的PAPR得以削减。
数字预失真(Digital Predistortion,简称DPD)，是现代通信无线发射机中最基本的数字模块之一，DPD模块位于PAPR抑制模块之后，通过对输入信号(即PAPR抑制后的信号)进行非线性的预处理，构建与射频功率放大器非线性相反的非线性，从而使得DPD输出的信号经过射频功率放大器后，最终在放大器输出端得到线性的输出信号，该线性输出信号理论上与DPD模块的输入信号(即PAPR抑制后的信号)相等。
但是，PAPR抑制方法由于是改变了原始基带调制信号的特性，会在PAPR抑制后的信号中产生一定的失真，造成解调后的信号星座点产生一定扩散，降低信号的误差矢量幅度(Error Vector Magnitude,简称EVM)和恶化误码率(Bit Error Rate,简称BER)性能。因此，无线发射机的输出信号即使在经过理想的DPD后，也会存在一定的EVM误差，这种误差直接受限于PAPR抑制方法所产生的EVM误差。
传统的PAPR抑制方法有迭代限幅滤波法(Iterative Clipping and Filtering,简称ICF)、带限滤波误差抵消法(Bandpass Decresting)、峰值抵消法(PeakCancellation)等，这些方法都会对原始基带调制信号造成失真，因此属于有失真的PAPR抑制方法。此外，还有一类无失真的PAPR抑制方法，诸如：编码法、子载波预留法等，所得到的PAPR抑制后的信号被当做原始基带调制信号发送，因此不存在因PAPR抑制而带来的失真，但是这类方法的等效信息速率在相同信号带宽和调制体制下，会比有失真PAPR抑制方法更低，且无失真的PAPR抑制方法通常受限于特定的通信体制(如OFDM)而不具有通用性。通常，有失真的PAPR抑制方法是一种更通用和更普遍的方法，能够适用于任何无线通信体制，因此被广泛研究和采用。研究的目的是如何以更小的信号失真代价得到更大的PAPR抑制比，而本发明也专注于有失真的PAPR抑制方法。
无论传统的哪种PAPR抑制方法，所得到的PAPR抑制后的信号的频谱都被严格限定在一定的带宽内，与不采用PAPR抑制时的信号的频谱所占用的带宽是基本一样的，目的是为了保证PAPR抑制后的信号频谱基本没有带外扩展，有利于无线发射机最终的输出信号满足频谱发射模板(满足足够的带外频谱抑制比)。但是，这是以牺牲信号带宽内的失真(表现为EVM失真)为代价的，最终会影响接收机的误码率性能。这里，带外频谱抑制比通常以邻近信道功率比(ACPR)来表征，它是指信号带宽以外的一定范围内的功率与信号带内功率的比值，以dBc为单位表示，为负值。ACPR的值越负，表示带外抑制越好；反之。
传统的PAPR抑制方法和DPD方法并没有从整体上联合考虑对无线发射机线性度和效率的优化折中设计，也就是说，传统的做法都是先单独将信号PAPR抑制到一定程度，然后再单独对无线发射机的功率放大器做DPD线性化处理。而采用有失真PAPR抑制方法设计得到的PAPR抑制后的信号中EVM失真，会限定最终DPD线性化后无线发射机输出信号的EVM性能，但是其ACPR性能却往往有较大的余量满足频谱发射模板要求(如3GPP对下行LTE链路规定的-45dBc的ACPR)。因此，传统的有失真PAPR抑制方法所采用的完全不影响信号ACPR、而仅仅影响信号EVM的做法并不是最佳的做法，无法做到对线性度和效率的有效控制。
发明内容
为了克服上述现有技术中存在的缺陷和不足，本发明提供了一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，本发明采用非线性多项式模型来实现对原始输入信号x(n)的压缩处理，并提供了一种全带宽/带内复合的高阶非线性注入方法，用于实现PAPR抑制，并有效地避免了信号EVM和ACPR的明显恶化，本发明能够更好满足无线通信信号传输的带内带外质量要求，能够更好保证接收端的误码性能。
为了解决上述现有技术中存在的问题，本发明是通过下述技术方案实现的：
一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：包括如下步骤：
A、PAPR抑制步骤：定义迭代代数i，当i＝0时，初始化PAPR抑制后的信号ui(n)＝u0(n)＝x(n)，即第0代的PAPR抑制结果是直接将原始基带调制信号x(n)赋值给第0代的PAPR抑制后的信号u0(n)；
a、对于第i代处理后得到的PAPR抑制后的信号ui(n)，进行全带宽高阶非线性注入处理：
得到中间信号其中a1是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
b、对中间信号进行带内高阶非线性注入处理：
得到第i+1代处理后的PAPR抑制后的信号ui+1(n)，其中a2是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
上述迭代步骤反复进行，直到得到的信号ui+1(n)的PAPR达到设定的门限，并将最终得到的信号记作u(n)；
B、数字预失真处理步骤：将步骤A中得到的信号u(n)输入到数字预失真模块进行处理，采用数字预失真模型得到相应的预失真信号xp(n)；使得功放输出信号y(n)与数字预失真模块的输入信号相等，即：
y(n)＝u(n) 式(3)。
所述数字预失真模型为记忆多项式模型，采用记忆多项式模型得到相应的预失真信号xp(n)：
其中，amk是数字预失真系数，M和K是模型的记忆深度和非线性阶数。
所述数字预失真模型是广义记忆多项式模型(GMP)、Weiner模型或Hammerstein模型。
所述式(1)的全带宽高阶非线性注入处理中，非线性多项式系数a1应满足：-1<a1<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200。
所述式(2)的带内高阶非线性注入处理中，非线性多项式系数a2应满足：-1<a2<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200。
原始基带调制信号x(n)：是指对原始信息比特流进行编码、基带星座映射调制、成型滤波、载波设计处理等操作得到的原始调制信号，在采用如QAM等星座映射类型时往往具有较高的原始PAPR，需要后续进行PAPR抑制处理；
PAPR抑制后的信号u(n)：是指上述原始基带调制信号通过PAPR抑制数字信号处理后，得到的输出信号，其具有比原始基带调制信号更低的PAPR，但是会存在一定的带内失真，但往往会将该失真控制在远远可接受的范围内；
DPD输出信号xp(n)：是指上述PAPR抑制后的信号通过数字预失真模块后，得到的基带预失真输出信号；
功放输出信号y(n)：是指数值预失真输出信号通过射频功率放大器后，得到的放大器输出信号。
与现有技术相比，本发明所带来的有益的技术效果表现在：
1、相比于传统的全带宽低阶非线性注入方法，本发明的复合的高阶非线性注入方法能够在ACPR性能和EVM性能上远优于之前的方法，能够更好满足无线通信信号传输的带内带外质量要求；相比于传统的“带限滤波误差抵消法”，本发明在EVM性能上具有更优的性能，能够更好保证接收端的误码性能。
2、本提案提出了一种可以对无线发射机的效率和线性度进行折中优化控制的PAPR抑制和数字预失真联合设计方法，所提出的PAPR抑制方法考虑了发射机的整体输出ACPR需求，通过牺牲一定的ACPR(但同时确保最终发射机输出满足发射模板，如-45dBc)，来减小对带内EVM的影响，最终实现ACPR和EVM的联合有效控制，并实现发射机输出功率和效率的提升和优化，并优于传统的PAPR抑制方法和数字预失真(DPD)方法独立实现的过程。
3、本发明提出的PAPR抑制与DPD联合方法的无线发射机整体框图如图1所示。其中，“非线性注入模块”(标号①)实现的即是PAPR抑制的功能，采用的基本思路并不是传统的迭代限幅滤波法(ICF)、带限滤波误差抵消法(Bandpass Decresting)、峰值抵消法(PeakCancellation)中的任何一种，而是采用非线性多项式模型来实现对原始输入信号x(n)的压缩处理，从而达到PAPR抑制的目的。如表1是对可用于实现这一过程的四种基本非线性多项式的对比，其中，相关的四个公式如下：
u(n)＝x(n)+ax(n)|x(n)|2 (5)
u(n)＝x(n)+ax(n)|x(n)|p (6)
在“高阶非线性注入”方法中，非线性阶数p取值应足够大(如：20,50,100,200)。
表1四种不同的非线性注入多项式方法
其中，a表示多项式的系数。wl是用于对原始基带信号x(n)进行带内带限滤波的低通FIR滤波器系数，带宽与原始基带信号x(n)的带宽相同，L是相应的滤波器阶数。式(6)和(8)中的p表示高阶非线性的非线性阶数，一般应取为足够大的整数值(如：20,50,100,200等)，因此式(6)和(8)均是高阶非线性注入方法；而式(5)和(7)均是低阶非线性注入方法(非线性阶数为3)。从表1的总结对比可以看出，低阶非线性注入方法，无论是全带宽注入(式(5)，未加带限FIR滤波)还是带内注入(式(7)，加入带限FIR滤波)，均无法达到满意的效果：抑或造成ACPR恶化严重，抑或造成带内EVM恶化严重。因此，选用高阶非线性注入方法(式(6)和(8))，是更好的选择。值得注意的是，上述式(5)的全带宽低阶非线性注入方法，由于新近研究发现其性能上对于ACPR恶化影响严重的缺点，本发明衍生出了式(6)至式(8)的非线性多项式，并最终得出式(6)和(8)是更加有效的非线性注入方法的结论。
但是，对于式(6)的全带宽高阶非线性注入方法，其仍然无法在实际应用中达到满意的避免ACPR恶化的目的，当PAPR抑制较大时，该方法仍然会导致PAPR抑制后的信号带外寄生频谱严重，从而ACPR恶化仍然较明显。对于式(8)的带内高阶非线性注入方法，尽管理论上通过FIR带限滤波器避免了由于PAPR抑制而带来的ACPR恶化，但是随着PAPR抑制量增加，信号的带内EVM会急剧恶化，仍然无法实用。
因此，本发明在式(6)和(8)的基础上，提出了一种全带宽/带内复合的高阶非线性注入方法，用于实现PAPR抑制，并有效地避免了信号EVM和ACPR的明显恶化。
附图说明
图1是PAPR抑制与DPD联合方法的无线发射机整体框图；
图2是采用本技术对原始PAPR为8.8dB的10MHz带宽LTE-A信号进行PAPR抑制后得到的结果与其他几种方法的对比图；
图3是采用本技术对一款880MHz载频上的包络跟踪高效率功放进行处理后得到的功放输出频谱；
其中，图1中标号①表示非线性注入模块，标号②表示数字预失真模块。
具体实施方式
实施例1
作为本发明一较佳实施例，参照说明书附图1，本实施例公开了：
一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，包括如下步骤：
A、PAPR抑制步骤：定义迭代代数i，当i＝0时，初始化PAPR抑制后的信号ui(n)＝u0(n)＝x(n)，即第0代的PAPR抑制结果是直接将原始基带调制信号x(n)赋值给第0代的PAPR抑制后的信号u0(n)；
a、对于第i代处理后得到的PAPR抑制后的信号ui(n)，进行全带宽高阶非线性注入处理：
得到中间信号其中a1是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
b、对中间信号进行带内高阶非线性注入处理：
得到第i+1代处理后的PAPR抑制后的信号ui+1(n)，其中a2是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
上述迭代步骤反复进行，直到得到的信号ui+1(n)的PAPR达到设定的门限，并将最终得到的信号记作u(n)；
B、数字预失真处理步骤：将步骤A中得到的信号u(n)输入到数字预失真模块进行处理，采用数字预失真模型得到相应的预失真信号xp(n)；使得功放输出信号y(n)与数字预失真模块的输入信号相等，即：
y(n)＝u(n) 式(3)。
实施例2
作为本发明又一较佳实施例，本实施例公开了：
一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，包括如下步骤：
A、PAPR抑制步骤：定义迭代代数i，当i＝0时，初始化PAPR抑制后的信号ui(n)＝u0(n)＝x(n)，即第0代的PAPR抑制结果是直接将原始基带调制信号x(n)赋值给第0代的PAPR抑制后的信号u0(n)；
a、对于第i代处理后得到的PAPR抑制后的信号ui(n)，进行全带宽高阶非线性注入处理：
得到中间信号其中a1是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；非线性多项式系数a1应满足：-1<a1<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200；
b、对中间信号进行带内高阶非线性注入处理：
得到第i+1代处理后的PAPR抑制后的信号ui+1(n)，其中a2是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；非线性多项式系数a2应满足：-1<a2<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200；
上述迭代步骤反复进行，直到得到的信号ui+1(n)的PAPR达到设定的门限，并将最终得到的信号记作u(n)；
B、数字预失真处理步骤：将步骤A中得到的信号u(n)输入到数字预失真模块进行处理，采用记忆多项式模型得到相应的预失真信号xp(n)：
其中，amk是数字预失真系数，M和K是模型的记忆深度和非线性阶数，使得功放输出信号y(n)与数字预失真模块的输入信号相等，即：
y(n)＝u(n) 式(4)。
实施例3
作为本发明又一较佳实施例，本实施例公开了：
一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，包括如下步骤：
A、PAPR抑制步骤：定义迭代代数i，当i＝0时，初始化PAPR抑制后的信号ui(n)＝u0(n)＝x(n)，即第0代的PAPR抑制结果是直接将原始基带调制信号x(n)赋值给第0代的PAPR抑制后的信号u0(n)；
a、对于第i代处理后得到的PAPR抑制后的信号ui(n)，进行全带宽高阶非线性注入处理：
得到中间信号其中a1是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；非线性多项式系数a1应满足：-1<a1<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200；
b、对中间信号进行带内高阶非线性注入处理：
得到第i+1代处理后的PAPR抑制后的信号ui+1(n)，其中a2是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；非线性多项式系数a2应满足：-1<a2<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200；
上述迭代步骤反复进行，直到得到的信号ui+1(n)的PAPR达到设定的门限，并将最终得到的信号记作u(n)；
B、数字预失真处理步骤：将步骤A中得到的信号u(n)输入到数字预失真模块进行处理，采用数字预失真模型得到相应的预失真信号xp(n)；使得功放输出信号y(n)与数字预失真模块的输入信号相等，即：
y(n)＝u(n) 式(3)；
数字预失真模型是广义记忆多项式模型(GMP)、Weiner模型或Hammerstein模型。
实施例4
作为本发明又一较佳实施例，如图2所示，本实施例公开了：
采用本技术对原始PAPR为8.8dB的10MHz带宽LTE-A信号进行PAPR抑制后得到的结果与其他几种方法的对比，当将信号的PAPR抑制到约6.6dB处，本技术所达到的信号ACPR和EVM分别为-50.5dBc和2.3％，与之相比，单纯的“全带宽低阶非线性注入”或“全带宽高阶非线性注入”在ACPR性能上随PAPR抑制值而恶化较快，单纯的“带内低阶非线性注入”或“带内高阶非线性注入”在EVM性能上随PAPR抑制值而恶化较快，而“带限滤波误差抵消法”在ACPR性能上较本发明提出的方法略好(可达到-54dBc),而在EVM性能上较本发明提出的方法差(达到3.2％)。此处，本发明的优势体现在：1)本发明具有更好的带内EVM性能，在联合DPD技术对射频功放进行线性化后，能够更好地保证接收端解调误码性能，带内性能往往比带外性能更重要；2)尽管本发明所达到的ACPR为-50.5dBc，而“带限滤波误差抵消法”所达到的ACPR为-54dBc，但是由于PAPR抑制后的信号经过射频PA后，特别是诸如包络跟踪功放等先进的高效率功放，经线性化后的发射信道的噪底往往在-50dBc左右，因此最终功放输出信号的ACPR也将被限制在-50dBc左右，因此两种方法达到的ACPR将相近。
实施例5
作为本发明又一较佳实施例，如图3所示，本实施例公开了：
采用本技术对一款880MHz载频上的包络跟踪高效率功放进行处理后得到的功放输出频谱，并与其他技术进行了对比。相关对比指标如表2所示：
表2本发明的技术针对一款包络跟踪功放处理后的技术指标及对比
由上述可见，本发明的方法获得的最终功放效率、ACPR与“带限滤波误差抵消法”均相近，但EVM为2.42％，比后者的3.35％更佳。证明了本发明的优势。
Claims (5)
1.一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：包括如下步骤：
A、PAPR抑制步骤：定义迭代代数i，当i＝0时，初始化PAPR抑制后的信号ui(n)＝u0(n)＝x(n)，即第0代的PAPR抑制结果是直接将原始基带调制信号x(n)赋值给第0代的PAPR抑制后的信号u0(n)；
a、对于第i代处理后得到的PAPR抑制后的信号ui(n)，进行全带宽高阶非线性注入处理：
得到中间信号其中a1是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
b、对中间信号进行带内高阶非线性注入处理：
得到第i+1代处理后的PAPR抑制后的信号ui+1(n)，其中a2是非线性多项式的系数，p是高阶非线性阶数；
上述迭代步骤反复进行，直到得到的信号ui+1(n)的PAPR达到设定的门限，并将最终得到的信号记作u(n)；
B、数字预失真处理步骤：将步骤A中得到的信号u(n)输入到数字预失真模块进行处理，采用数字预失真模型得到相应的预失真信号xp(n)；使得功放输出信号y(n)与数字预失真模块的输入信号相等，即：
y(n)＝u(n) 式(3)。
2.如权利要求1所述的一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：所述数字预失真模型为记忆多项式模型，采用记忆多项式模型得到相应的预失真信号xp(n)：
其中，amk是数字预失真系数，M和K是模型的记忆深度和非线性阶数。
3.如权利要求1所述的一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：所述数字预失真模型是广义记忆多项式模型(GMP)、Weiner模型或Hammerstein模型。
4.如权利要求1-3任意一项所述的一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：所述式(1)的全带宽高阶非线性注入处理中，非线性多项式系数a1应满足：-1<a1<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200。
5.如权利要求1-3任意一项所述的一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法，其特征在于：所述式(2)的带内高阶非线性注入处理中，非线性多项式系数a2应满足：-1<a2<0；非线性阶数p应满足：p＝20,50,100,200。
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| CN201710120176.4A Expired - Fee Related CN106850493B (zh) | 2017-03-02 | 2017-03-02 | 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法 |
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| CN (1) | CN106850493B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107359864A (zh) * | 2017-07-25 | 2017-11-17 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 频率捷变功率放大器的自适应捷变数字预失真方法 |
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| WO2009003278A1 (en) * | 2007-06-29 | 2009-01-08 | Dalhousie University | A method and system for reducing the peak-to-average power ratio |
| CN102055696A (zh) * | 2010-12-06 | 2011-05-11 | 西安电子科技大学 | 抑制反馈信号噪声的数字预失真系统 |
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-
2017
- 2017-03-02 CN CN201710120176.4A patent/CN106850493B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN107359864A (zh) * | 2017-07-25 | 2017-11-17 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 频率捷变功率放大器的自适应捷变数字预失真方法 |
| CN107359864B (zh) * | 2017-07-25 | 2020-08-21 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 频率捷变功率放大器的自适应捷变数字预失真方法 |
| CN108011598A (zh) * | 2017-12-26 | 2018-05-08 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 一种数字预失真自适应处理方法 |
| CN108011598B (zh) * | 2017-12-26 | 2021-04-27 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 一种数字预失真自适应处理方法 |
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| CN106850493B (zh) | 2019-11-08 |
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