JPWO2012111583A1 - べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法 - Google Patents

べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2012111583A1
JPWO2012111583A1 JP2012557936A JP2012557936A JPWO2012111583A1 JP WO2012111583 A1 JPWO2012111583 A1 JP WO2012111583A1 JP 2012557936 A JP2012557936 A JP 2012557936A JP 2012557936 A JP2012557936 A JP 2012557936A JP WO2012111583 A1 JPWO2012111583 A1 JP WO2012111583A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
distortion
order
papr
band
nth
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2012557936A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5427300B2 (ja
Inventor
純哉 大河原
純哉 大河原
鈴木　恭宜
恭宜 鈴木
楢橋　祥一
祥一 楢橋
敬幸 古田
敬幸 古田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Priority to JP2012557936A priority Critical patent/JP5427300B2/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5427300B2 publication Critical patent/JP5427300B2/ja
Publication of JPWO2012111583A1 publication Critical patent/JPWO2012111583A1/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

入力信号の分配出力におけるPAPRと、線形伝達経路と３次歪発生経路の合成出力におけるPAPRを測定するPAPR観測器と、電力増幅器の出力中の歪を観測する歪観測器と、制御器が設けられ、制御器は歪観測器による観測歪に基づいて周波数特性補償器係数のうち入力信号帯域外に対応する係数を調整する３次帯域外歪補償係数制御部と、観測したPAPRに基づいて周波数特性補償器係数のうち入力信号帯域内に対応する係数を調整する３次帯域内歪係数制御部を有している。

Description

本発明は、べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法に関する。
移動通信において、送信用電力増幅器(以下、電力増幅器)は基地局もしくは移動局の送信アンテナから出力される送信信号を所定の電力まで増幅する役割を持つ重要な無線回路である。電力増幅器は大きな電力を扱うことから高い電力効率が望まれる。
一般に、電力増幅器を高効率動作させるために、電力増幅器の動作点を飽和出力近傍に設定すること、言い換えると電力増幅器の飽和出力からのマージンを示す出力バックオフを低減することが行われている。このとき、電力増幅器の非線形特性により帯域外歪成分(以下、歪成分)が発生する。特に、電力増幅器の動作点を飽和出力に近づけるほど歪成分は増加する．さらに、歪成分は周波数依存性を持つ。
一方、電力増幅器入力信号を見ると、近年、周波数利用効率の観点からOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送が注目を集めている。OFDM信号は高い周波数利用効率を得られるが、平均電力対ピーク電力比(PAPR:Peak-to-Average Power Ratio)が高いという特徴を持つ。電力増幅器は飽和出力を超えて電力増幅器入力信号を増幅できないので、出力バックオフが電力増幅器入力信号のPAPRよりも低い場合、電力増幅器出力信号の波形がクリップされる。この場合でも電力増幅器出力信号に歪成分が生じる。
歪成分は隣接する周波数帯域を使用する無線通信システムへの干渉となる。そのため、各種無線通信システムの仕様で規定されたレベルまで歪成分を低減することが必須となる。
電力増幅器の非線形特性により生じる歪成分を低減する（補償するともいう）方法としてプリディストーション法に代表される歪補償法がある。プリディストーション法は、プリディストータを用いて電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すような歪補償成分を電力増幅器入力信号に付加する。周波数依存性を持つ歪成分を補償するプリディストータとして、歪成分の周波数依存性を補償するべき級数型ディジタルプリディストータ（以下、ディジタルプリディストータという）がある。（例えば、非特許文献１）。
一方、波形クリップにより生じる歪成分は、歪補償法により補償できない。これは、電力増幅器が飽和出力を超えて信号を増幅できないためである。この歪成分を低減する方法としてクリッピングとフィルタリングを用いる方法に代表されるPAPR低減法がある。クリッピングとフィルタリングを用いる方法では、プリディストータの前段にて電力増幅器入力信号の振幅値を予め定めた閾値以下となるように波形をクリップした後、フィルタリングによりクリップにより発生した歪成分を低減する（例えば、非特許文献２）。
図１にクリッピングとフィルタリングを用いたPAPR低減装置の従来構成例、ディジタルプリディストータの従来構成例、及びその周辺装置をそれぞれ示す。この例では、Ｉ相とＱ相から成るディジタル信号（サンプル列）を入力信号ＳINとして入力端子ＴINに入力した場合を示す。
PAPR低減装置１０は、リミッタ１１と、フィルタ１２で構成される。リミッタ１１は、PAPR低減装置１０への入力信号ＳINの振幅値が予め定めた閾値よりも大きい場合、入力信号ＳINの振幅値を閾値でクリップする。フィルタ１２は、リミッタ１１により生じた歪成分を抑圧する。一般的にクリッピングとフィルタリングを用いたPAPR低減法では、フィルタリングにより閾値を超える振幅値が再び生じるため、所望のPAPRとなるまでクリッピングとフィルタリングを繰返す。
ディジタルプリディストータ２０は、分配器２１と、線形伝達経路２２と、３次歪発生経路２３と、合成器２４と、ディジタルアナログ変換器（以下、ＤＡＣ）２５と、アナログディジタル変換器（以下、ＡＤＣ）２６と、歪観測器２７と、制御器２８とを含む。線形伝達経路２２は、遅延器２２Ａを有する。３次歪発生経路２３は、３次歪発生器２３Ａと３次歪ベクトル調整器２３Ｂと３次歪周波数特性補償器２３Ｃとを含む。分配器２１は、線形伝達経路２２と３次歪発生経路２３にPAPR低減装置１０からのＩ相とＱ相から成る出力信号ＳINを分配する。合成器２４は、線形伝達経路２２の出力と３次歪発生経路２３の出力を合成する。ＤＡＣ２５は、合成器２４の出力（歪補償成分が付加されたＩ相とＱ相のディジタル信号）をＩ相とＱ相のアナログ信号に変換する。ＡＤＣ２６は、増幅装置３０の出力ＳOUTの一部を帰還信号として取り込む帰還信号生成装置４０の出力（Ｉ相とＱ相のアナログ信号）をＩ相とＱ相のディジタル信号に変換する。歪観測器２７は、ＡＤＣ２６の出力から歪成分を検出する。制御器２８は、歪観測器２７の出力に基づき、３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定する３次歪ベクトル調整器係数（振幅値と位相値）と３次歪周波数特性補償器２３Ｃに設定する複数の３次歪周波数特性補償器係数（振幅値と位相値）を調整する。
増幅装置３０は、ディジタルプリディストータの出力であるＩ相とＱ相のアナログ信号を直交変調する直交変調器３１と、変調出力の周波数をキャリア周波数に変換するアップコンバータ３２と、周波数変換された高周波信号を電力増幅する電力増幅器３３を含み、電力増幅された高周波信号は出力端子ＴOUTから出力信号ＳOUTとして、例えば図示してないデュープレクサを介してアンテナに供給される。
帰還信号生成装置４０は、増幅装置３０の出力ＳOUTの一部を帰還信号として取り出す方向性結合器４１と、帰還信号を周波数変換するダウンコンバータ４２と、ダウンコンバートされた帰還信号をＩ相とＱ相のアナログ信号に直交復調する直交復調器４３を含む。
３次歪発生器２３Ａは、分配器２１から分配された信号を３乗し、３次歪成分を発生させる。３次歪ベクトル調整器２３Ｂは、３次歪発生器２３Ａで発生された３次歪成分に制御器２８から与えられた３次歪ベクトル調整器係数を乗算することで、３次歪成分の位相と振幅を調整する。３次歪周波数特性補償器２３Ｃは、図２に示すように３次歪成分上側帯域ＦＤＵと３次歪成分下側帯域ＦＤＬについて合わせてＭ分割した各帯域(帯域f１から帯域fＭ)に対し、制御器２８から与えられたそれぞれ異なる３次歪周波数特性補償器係数を乗算する。図２の入力信号帯域ＦＳには、PAPR低減装置１０、ディジタルプリディストータ２０、増幅装置３０を経た入力端子ＴＩＮの入力信号ＳＩＮが含まれる。
３次歪周波数特性補償器２３Ｃの構成例を図３に示す。３次歪周波数特性補償器２３Ｃは、シリアルパラレル変換部２３Ｃ１と、Ｊ点ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部２３Ｃ２と、Ｊ個（Ｊ≧Ｍ）の複素乗算部２３Ｃ３と、Ｊ点IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部２３Ｃ４と、パラレルシリアル変換部２３Ｃ５と、を備えている。シリアルパラレル変換部２３Ｃ１は、３次歪ベクトル調整器２３Ｂからの入力信号をシリアルパラレル変換する。Ｊ点ＦＦＴ部２３Ｃ２は、シリアルパラレル変換部２３Ｃ１からの入力信号をＪ個のサンプル毎に時間領域から周波数領域へ変換する。Ｊ点ＦＦＴ部２３Ｃ２の出力において帯域f１に対応する出力信号は、帯域f1に対応する複素乗算部２３Ｃ３に入力され、制御器２８より与えられた３次歪周波数特性補償器係数を乗算することで振幅と位相が調整される。帯域f２〜fＭについても同様となる。このとき、Ｍ個に分割した帯域に対応しないＪ点ＦＦＴ部２３Ｃ２の出力（即ち、入力信号帯域ＦＳに対応する出力、帯域f1よりも低い帯域に対応する出力、帯域fMよりも高い帯域に対応する出力）は、複素乗算部で係数を乗算されることなくＪ点IFFT部２３Ｃ４に入力される。Ｊ点IFFT部２３Ｃ４は、前段からの入力信号をＪ個のサンプル毎に周波数領域から時間領域に変換する。パラレルシリアル変換部２３Ｃ５は、Ｊ点IFFT部２３Ｃ４からの入力信号をＪ個のサンプル毎にパラレルシリアル変換する。
制御器２８は、電力増幅器３０で発生する歪成分を最小（もしくは予め設定した閾値以下）にするように３次歪ベクトル調整器２３Ｂに与える３次歪ベクトル調整器係数と３次歪周波数特性補償器に与える３次歪周波数特性補償器係数を調整する。
S. Mizuta, Y. Suzuki, S. Narahashi, and Y. Yamao, "A New Adjustment Method for the Frequency-Dependent IMD Compensator of the Digital Predistortion Linearizer," IEEE Radio and Wireless Symposium 2006, pp. 255 - 258, Jan.2006. Xiaodong Li and Cimini, L.J., Jr.， "Effects of clipping and filtering on the performance of OFDM," 47th IEEE Vehicular Technology Conference 1997, pp. 1634 - 1638, May. 1997.
ディジタルプリディストータでは、合成器にて線形伝達経路の出力と３次歪発生経路の出力を合成する。このとき、３次歪ベクトル調整器に与える３次歪ベクトル調整器係数もしくは３次歪周波数特性補償器に与える３次歪周波数特性補償器係数によっては合成器出力信号のPAPRが上昇する場合がある。これは、ディジタルプリディストータの出力におけるPAPR上昇を意味する。電力増幅器の出力バックオフを超えてPAPRが上昇する場合、上述の通りディジタルプリディストータでは補償できない歪成分が生じる。そのため、ディジタルプリディストータ出力信号のPAPRが出力バックオフ以下（もしくは、所望値以下）になるようPAPR低減装置で再度PAPRを低減することが必要となる。以上のことから、ディジタルプリディストータの出力におけるPAPRが出力バックオフを超えて上昇する場合、PAPRを低減するための信号処理に関わる演算量増加が課題となる。演算量が増加した場合、信号処理回路の演算時間増加が生じるため問題となる。この問題を解決する方法として、信号処理能力高い信号処理回路を用いることが挙げられるが、信号処理回路のコストや消費電力量の増加をまねく。
図４にディジタルプリディストータの出力信号におけるPAPRの変動量計算結果を示す。この例では、変調方式をQPSKとした６４サブキャリアのOFDM信号(帯域幅3.84MHz)を用いた。ディジタルプリディストータの入力信号を基準として出力信号のPAPR変動量を計算した。縦軸は相補的累積分布確率関数（CCDF：Complimentary Cumulative Distribution Function)0.1％におけるPAPR変動量を示す。横軸は３次歪ベクトル調整器に与えた位相値を示す。このとき、３次歪ベクトル調整器に与える振幅値を1.5、３次歪周波数特性補償器に与える全ての位相値と振幅値をそれぞれ０と１とした。 結果より、３次歪ベクトル調整器に与える位相値を０とした場合、ディジタルプリディストータ出力信号のPAPRが1.2dB上昇していることが分かる。よって、この発明の目的は周波数特性補償に起因するPAPRの増加を抑えることができるべき級数型ディジタルプリディストータ及びその制御方法を提供することである。
本発明によれば、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消す歪補償成分を入力信号に付加するべき級数型ディジタルプリディストータは、
Ｎを予め定められた３以上の奇数として、
上記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
上記入力信号のＮ次歪成分を発生するＮ次歪発生器と、上記Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、上記Ｎ次歪ベクトル調整器の出力を周波数領域に変換し、各周波数成分の位相と振幅をそれぞれ調整し、時間領域に逆変換するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、上記Ｎ次歪周波数特性補償器の出力を上記歪補償成分として出力する歪発生経路と、
上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力とを合成する合成器と、
少なくとも上記合成器の出力信号における平均電力対ピーク電力比（PAPROUT）を計算するPAPR観測器と、
上記電力増幅器の出力に含まれる少なくともＮ次歪成分を観測する歪観測器と、
上記PAPR観測器と上記歪観測器の観測結果に基づいて上記Ｎ次歪ベクトル調整器と上記Ｎ次歪周波数特性補償器に対する位相値と振幅値を調整する制御器、
とを含み、上記制御器は、
上記歪観測器により観測される上記入力信号の帯域、以下入力信号帯域と呼ぶ、の上側又は下側のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次歪ベクトル調整器に設定する位相値と振幅値を調整するＮ次歪ベクトル調整器係数制御部と、上記歪観測器により観測される上記入力信号帯域の上側及び下側のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域外の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ調整するＮ次帯域外歪補償係数制御部と、上記PAPR観測器が計算した出力信号の平均電力対ピーク電力比PAPROUTが小さくなるよう上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ調整するＮ次帯域内歪係数制御部と、
を含むように構成されている。
(1) このように、この発明によれば、合成器の出力におけるPAPRを観測し、それに基づいて入力信号帯域におけるＮ次歪成分の位相と振幅をそれぞれ調整する。そのため、Ｎ次歪ベクトル調整器に位相値と振幅値を設定することによってPAPRが基準より大きくなることを防ぐことができる。加えて、入力信号帯域の上側及び下側のＮ次歪成分を減少するようにＮ次歪周波数特性器に位相値と振幅値をそれぞれ設定することによってPAPRが基準より大きくなることを防ぐことができる。
さらに本発明によれば、ディジタルプリディストータにてPAPRを低減できることから、(2) ディジタルプリディストータ出力信号のPAPRが上昇した場合、ディジタルプリディストータの前段でPAPRを低減する場合に比べ、信号処理に関わる演算量を低減できる。
(3) PAPR低減装置を用いずディジタルプリディストータのみでPAPRを所望値以下にできる場合、PAPR低減装置に関わる演算量を削減できる。
(4) PAPR低減装置と併用することでPAPRをさらに低減できるため、PAPR低減装置のみ用いる場合に比べ電力増幅器の出力バックオフをさらに低減することができる。即ち、電力増幅器をより高効率動作させることが可能となる。
以下に電力増幅器をＢ級動作させた場合における効率改善量の試算を述べる。電力増幅器の最大効率を理論値である７８.５％、出力バックオフを８ｄＢ、歪成分が増加することなくPAPR低減量と同じだけ出力バックオフを低減できることを仮定する。このとき、電力増幅器の効率は３１.３％である。PAPRを１ｄＢ低減できたとすると、効率は３５.１％となり３.８％改善する。また、PAPRを２ｄＢ低減できた場合、効率は３９.３％となり、８.０％の改善が得られる。
従来のクリッピングとフィルタリングを用いたPAPR低減装置の構成例と従来のディジタルプリディストータの構成例を示すブロック図。 周波数特性補償器の帯域分割を説明するための図。 周波数特性補償器の構成例を示すブロック図。 ディジタルプリディストータの出力信号におけるPAPR変化量の計算結果例を示すグラフ。 第１実施例によるディジタルプリディストータの構成例を示すブロック図。 第１実施例における周波数特性補償器の構成例を示すブロック図。 第１実施例における制御器のブロック図。 第１実施例における制御器の処理フロー図。 ACLRの定義を説明するための図。 発明の原理を説明するために用いたディジタルプリディストータの簡易モデルを示すブロック図。 簡易モデルにおけるディジタルプリディストータの出力信号におけるピーク電力低減量計算結果を示すグラフ。 第１実施例における３次歪ベクトル調整器係数制御部の処理フロー図。 第１実施例における３次帯域内歪係数制御部の処理フロー図。 第１実施例における３次帯域外歪補償係数制御部の処理フロー図。 図１５Ａは第１実施例を用いた実験による電力増幅器の平均出力電力が21.2dBmの場合のCCDF測定結果の例を示すグラフであり、図１５Ｂは第１実施例を用いた実験による電力増幅器の平均出力電力が22.1dBmの場合のCCDF測定結果の例を示すグラフであり、図１５Ｃは第１実施例を用いた実験による電力増幅器の平均出力電力が23.1dBmの場合のCCDF測定結果の例を示すグラフである。 第１実施例を用いた実験で用いた３次歪周波数特性補償器の分割例。 第１実施例を用いた実験による電力増幅器出力電力対ACLR測定結果例。 第１実施例を用いた実験による電力増幅器出力スペクトル例。 第２実施例によるディジタルプリディストータのブロック図。 第２実施例における制御器の処理フロー図。 第２実施例における３次帯域内歪係数制御部の処理フロー図。 第２実施例の変形例によるディジタルプリディストータのブロック図。 第２実施例の変形例における制御器のブロック図。 第２実施例の変形例における３次帯域内歪係数処理部の処理フロー図。 第３実施例によるディジタルプリディストータのブロック図。 第３実施例における制御器のブロック図。 第３実施例における制御器の処理フロー図。 第３実施例における３次帯域内歪係数制御部の処理フロー図。 第３実施例における３次帯域内歪係数制御部の具体的処理フロー図。 第３実施例の変形例によるディジタルプリディストータのブロック図。 第３実施例の変形例における制御器のブロック図。 第３実施例の変形例における３次帯域内歪係数制御部の処理フロー図。 第４実施例によるディジタルプリディストータのブロック図。 第４実施例における制御器のブロック図。
［第１実施例］
図５に第１実施例のディジタルプリディストータ２００とその周辺装置を示す。図５の周辺装置は、増幅装置３０と、増幅装置３０の出力の一部を取り込みディジタルプリディストータに帰還する信号を生成する帰還信号生成装置４０である。増幅装置３０と帰還信号生成装置４０は図１で従来技術として説明したディジタルプリディストータの周辺装置と同じである。本実施例では、ディジタルプリディストータ２００のディジタル入力信号（以下、単に入力信号あるいは送信信号ともいう）ＳINは、帯域幅3.84MHz、各サブキャリアの変調方式をQPSKとした６４サブキャリアのOFDM信号を用いるものとして説明する。ただし、送信信号ＳINの帯域幅、サブキャリア数、変調方式は任意に設定してよく、OFDM信号ではなくWCDMA信号など他の通信方式を用いた信号としてもよい。
ディジタルプリディストータ２００は、遅延器２２Ａを有する線形伝達経路２２と、Ｎ次歪発生器（Ｎは３以上の奇数であるが、図ではＮ＝３の場合を示す)２３ＡとＮ次歪ベクトル調整器２３ＢとＮ次歪周波数特性補償器２３０Ｃを有するＮ次歪発生経路２３０と、Ｉ相とＱ相の送信信号ＳＩＮを線形伝達経路２２とＮ次歪発生経路２３０に分配する分配器２１と、線形伝達経路２２からの出力とＮ次歪発生経路２３０からの出力とを合成する合成器２４と、分配器２１の出力と合成器２４の出力からそれぞれについてピーク電力PPin、 PPoutと平均電力PAVin、 PAVoutを測定し、分配器２１の出力と合成器２４の出力におけるPAPR、即ちPAPRIN=PPin/PAVin（もしくは、PAPRIN=10log10(PPin/PAVin))、 PAPROUT=PPout/PAVout（もしくは、PAPROUT =10log10(PPout/PAVout))をそれぞれ計算するPAPR観測器２９０と、合成器２４からの出力をディジタルアナログ変換するＤＡＣ２５と、増幅装置３０からの出力信号ＳOUTの一部を帰還信号として取り出す帰還信号生成装置４０から出力されたＩ相とＱ相のアナログ信号をそれぞれアナログディジタル変換するＡＤＣ２６と、ＡＤＣ２６からの出力信号から、ディジタルプリディストータ２００に入力され電力増幅器３３で増幅された送信信号の電力を測定するとともに、電力増幅器３３で発生した歪成分の電力を予め定めた任意の周波数帯域fｍ毎に測定する歪観測器２７と、位相値と振幅値とで構成されるＮ次歪ベクトル調整器係数、位相値と振幅値とで構成される複数のＮ次帯域外歪補償係数、位相値と振幅値で構成される複数のＮ次帯域内歪係数をそれぞれ調整する制御器２８０とを備える。以下では、Ｎ＝３の場合を例について説明する。そのため、PAPR観測器２９０と３次歪発生経路２３０の３次歪周波数特性補償器２３０Ｃと制御器２８０の構成要素以外は、図１に示す従来のディジタルプリディストータの各構成要素と同じものであるため、説明は必要に応じた最小限にとどめる。
本実施例における３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの構成は図６に示すように、図３に示した３次歪周波数特性補償器２３Ｃと同じであるが、Ｊ点ＦＦＴ部の出力において入力信号帯域ＦＳに対応する出力は対応する複素乗算部２３Ｃ３にて制御器２８０から与えられた３次帯域内歪係数を乗算される点が異なる。図２に示すように３次歪成分上側帯域ＦＤＵと３次歪成分下側帯域ＦＤＬを合わせてＭ分割し、分割した各帯域(帯域f１から帯域fＭ)に対し制御器２８０から与えられた各帯域に対応する３次帯域外歪補償係数を乗算する。
本実施例における制御器２８０の構成を図７に示す。制御器２８０は、図２に示した３次歪成分上側帯域ＦＤＵ及び３次歪成分下側帯域ＦＤＬにおける歪観測器２７の測定結果を用いて３次歪ベクトル調整器係数を調整する３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａと、分割帯域f１〜fＭの各帯域における歪観測器２７の測定結果を用いて３次帯域外歪補償係数を調整する３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃと、PAPR観測器２９０の測定結果を用いて３次帯域内歪係数を調整する３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂとで構成される。
図８を参照して、ディジタルプリディストータの出力信号におけるPAPRを低減しつつ歪成分の電力（以下、歪成分電力とも呼ぶ）を最小もしくは事前に定めた閾値以下にするまでのディジタルプリディストータの動作、すなわち制御器２８０の処理の流れを説明する。このとき、ディジタルプリディストータの入力信号は、予め定めたパイロット信号とする。パイロット信号としては、例えば、予め定めた任意の時間長とした移動局もしくは基地局と通信を行うための信号でもよく、あるいは無線通信システムの規格で定められた試験信号（ＬＴＥ(Long Term Evolution)の場合、E-TM1.1といった信号）でもよい。歪成分電力が最小値もしくは事前に定めた閾値以下になるまでパイロット信号を繰り返しディジタルプリディストータに入力して後述する処理Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を繰り返す。歪成分電力が閾値以下になった後、パイロット信号から移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替える。このとき、３次歪ベクトル調整器係数と３次歪帯域外歪補償係数はそれぞれパイロット信号を用いて歪観測器２７により得られた歪成分電力を最小もしくは事前に定めた閾値以下にした値を用いる。図８の調整において歪成分電力の閾値を無線通信システムの規格よりも低くした場合、歪成分電力が規格よりも低い範囲であればパイロット信号ではなく移動局もしくは基地局と通信を行うための信号を使用してもよい。
歪成分電力を最小もしくは閾値以下にする３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１及び３次帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３における歪補償の判定指標（つまり、電力増幅器３３で発生する歪成分電力が打ち消された程度を示す指標）としてACLR(Adjacent Channel Leakage Power Ratio)を用いた例を示す。図９に示すように、ここでのACLRは、測定規格に従って例えば中心周波数fＣから±5MHz離調点における３次歪成分上側及び下側帯域ＦＤＵ、ＦＤＬ(各帯域幅を3.84MHzとする)の各帯域内電力ＰＤＵ、ＰＤＬと入力信号帯域ＦＳ(帯域幅3.84MHzとする)内電力ＰＳの比ＰＤＵ/ＰＳ、ＰＤＬ/ＰＳとした。中心周波数fＣからの離調点と３次歪成分上側及び下側帯域ＦＤＵ、ＦＤＬは、送信信号ＳＩＮの帯域幅ＦＳに応じて適宜に設定してよい。本実施例では歪補償の判定指標としてACLRを用いているが、上側／下側それぞれの３次歪成分帯域内の電力ＰＤＵ、ＰＤＬを判定指標としてもよい。
３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａは後述する３次歪ベクトル調整器係数調整処理（Ｓ１１）により３次歪ベクトル調整器２３Ｂに与えるべき位相値と振幅値をそれぞれ求め設定する。その後、３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａは３次歪ベクトル調整器係数調整処理により得られた位相値を３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂに通知する。３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは通知を受けた位相値とPAPR観測器２９０の測定結果を用いて後述する３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２）により設定すべき位相値と振幅値をそれぞれ計算し、入力信号帯域ＦＳに対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの複素乗算部２３Ｃ３にその位相値と振幅値をそれぞれ設定する。その後、３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは３次帯域内歪係数調整処理が終了したことを３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃに通知する。通知を受けた３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃは後述する３次帯域外歪補償係数調整処理（Ｓ１３）により帯域f１〜fＭに対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの複素乗算部２３Ｃ３に与えるべき位相値と振幅値をそれぞれ求め設定する。処理Ｓ１３において、上側及び下側帯域のACLRＵ、ACLRＬが閾値以下の場合、処理を終了する。少なくとも一方が閾値以下とならない場合、破線矢印で示すように処理Ｓ１１〜Ｓ１３を繰り返してもよい。３次歪周波数特性補償器２３０Ｃでなければ非対称となる歪成分を補償できないため、上側と下側帯域のACLRＵ、ACLRＬのうち、どちらか一方のみ閾値以下とならない場合、処理Ｓ１３のみ繰り返すこととしてもよい。
処理Ｓ１１〜Ｓ１３の各処理を述べる前に本発明の原理を説明する。図１０にディジタルプリディストータの簡易なモデルを示す。このモデルは、線形伝達経路２２と３次歪発生経路２３で構成され、３次歪発生経路２３は３次歪発生器２３Ａと３次歪ベクトル調整器２３Ｂを有する。
ディジタルプリディストータの入力信号xin(t)をxin(t)=s(t)ejθ(t)とし、３次歪ベクトル調整器２３Ｂの位相値、振幅値をそれぞれＸP(-π≦ＸP ≦π)、ＸA(0 ＜ＸA)とする。このときディジタルプリディストータの出力信号xout(t)は、次式で表せる。
Figure 2012111583
式(1)の右辺第２項は３次歪発生経路２３の出力信号を表している。即ち、３次歪ベクトル調整器２３Ｂは３次歪発生器２３Ａの出力に対し複素係数ＸＡejXpを乗算している。以下のこの発明の説明において、振幅値ＸＡと位相値ＸＰを設定するとは、複素係数ＸＡejXpを乗算することを意味しており、このことは図３で説明した３次歪周波数特性補償器２３及び後述の図６に示す３次歪周波数特性補償器２３０Ｃにおける複素乗算器による位相値と振幅値の設定も同じである。時刻ｔ(0 ≦t ≦T) においてxout(t)にピーク電力Poutが発生する時刻をt1とすると、式(１)より、Poutは
Pout=|xout(t1)|2=|s(t1)|2(1+2|s(t1)|2s(t1)ＸAcos(ＸP)+|s(t1)|4ＸA 2) (2)
と表せる。このとき、入力信号xin(t1)の瞬時電力Pinは、
Pin = |s(t1)|2 (3)
と表せ、３次歪発生経路２３における出力信号の瞬時電力P3rdは、
P3rd = |s(t1)|6ＸA 2 (4)
と表せる。ここで、λ=10log10(P3rd/Pin)とすると、xin(t1)の瞬時電力とxout(t1)のピーク電力比を対数で表したΔPは、
ΔP =10log10|(Pin/Pout)|
= 10log10(1/(1+2|s(t1)|2s(t1)ＸAcos(ＸP)+|s(t1)|4ＸA 2))
= 10log10(1/(1+2×10(λ/20)cos(ＸP)+10(λ/10))) (5)
となる。式(5)より、振幅値ＸAを定数とした場合、位相値ＸPを-π(もしくはπ)にしたとき、ΔPを最小にできることがわかる。以上のことから、ディジタルプリディストータ入力信号に対して３次歪発生経路２３における出力信号の位相を逆相にすることで、ディジタルプリディストータの出力信号におけるPAPRを低減できる。図１１にＸPを-πとし、λを変えた場合のΔPの計算結果を示す。図１１より、λによらずΔPは0ｄBよりも大きいことがわかる。即ち、ピーク電力PoutをPinよりも低減できる。PoutをPinからΔPred(dB)だけ低減したい場合、ＸAは
Figure 2012111583
 と一意に求められる。
このようにして電力増幅器３３の発生する歪とは無関係に求めた位相値ＸPと振幅値ＸAを３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定してPAPRの低減を図っても、３次歪発生経路２３の出力信号は電力増幅器３３で発生する歪成分を打ち消すような成分とならないため上側帯域および下側帯域の３次歪成分を補償できない場合がある。そのため、本発明では、３次歪周波数特性補償器２３０Ｃを用いて周波数領域において入力信号帯域の位相値と振幅値をそれぞれ調整することでPAPRを低減する。これにより、上側帯域および下側帯域の３次歪成分を補償しつつPAPRの低減が可能となる。
[３次歪ベクトル調整器係数調整処理（Ｓ１１）]
図１２に３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａによる３次歪ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１のフローを示す。図１２では、３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理（S111）、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値計算処理（S112）の順に処理を行う。このとき、３次歪の上側帯域ＦＤＵもしくは下側帯域ＦＤＬのどちらか一方の帯域（指定帯域と呼ぶ）を事前に選択し、指定帯域の電力（歪成分電力）ＰＤ（ＰＤＵ又はＰＤＬ）が閾値以下もしくは最小値であるかを判定し（S113）、閾値以下もしくは最小値となるまで処理S111〜S113を繰り返す。
３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111および３次歪ベクトル調整器係数の振幅値計算処理S112は例えば摂動法(参考文献１参照)もしくは２次関数近似を用いた計算方法（参考文献２参照）を用いる。
摂動法を用いた３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111では、最初に任意に設定した位相値ＸＰの前後における指定帯域の電力ＰＤを測定し、指定帯域の電力ＰＤが減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔＸＰだけ位相値を変更し、指定帯域の電力ＰＤを歪観測器２７で測定する。位相値の変更と指定帯域の電力測定を繰り返すことで指定帯域の電力ＰＤが閾値以下もしくは最小値となる位相値ＸP,MINを求める。求めた位相値ＸP,MINを３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定する。振幅値についても同様である。このとき、求めた振幅値をＸA,MINとする。
２次関数近似を用いた計算方法における３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111では、異なるＫ点（Ｋは３以上の整数）の位相値(XP,1、 XP,2、 …、 XP,K)にてそれぞれ指定帯域の電力(PD,1、 PD,2、 …、 PD,K)を測定し、用いた位相値(XP,1、 XP,2、 …、 XP,K)と測定した指定帯域の電力(PD,1、 PD,2、 …、 PD,K)から最小２乗法により位相値に対する指定帯域における電力の依存性を示す２次関数(PD＝a2XP 2＋a1XP＋a0)の係数(a2、 a1、 a0)を求める。求めた係数(a2、 a1、 a0)において指定帯域の電力ＰＤを最小にする位相値ＸP,MIN(＝-a1/2a2)を３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定する。振幅値についても同様である。３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111では最小２乗法により、位相値に対する指定帯域における電力の依存性として２次関数の係数ではなく三角関数（PD＝b2cos(b1-XP)＋b0)の係数（b2、b1、 b0)を求めてもよい。得られた三角関数において指定帯域の電力ＰＤを最小にする（即ち、b1-Xp=π）位相値ＸPを３次歪ベクトル調整器２３Ｂの位相値ＸP,MIN(＝b1-π)として設定する。
２次関数近似を用いた計算方法において、係数a2が0以下となる場合または２次関数の係数が求まらない場合、測定した指定帯域の電力のうち最も指定帯域の電力を低くした位相値をＸP,MINとしてもよい。
この例では、３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値計算処理S112の順としている。これは、位相値に対する指定帯域における電力ＰＤの増減量が、一般的に振幅値に対する指定帯域における電力の増減量に比べ高いためである。しかしながら電力増幅器３３の性質によっては、振幅値に対する指定帯域における電力ＰＤの増減量が、位相値のそれよりも高い場合もある。このような場合、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値計算処理S112、３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111の順としてもよい。
この例では、指定帯域の電力ＰＤが閾値以下もしくは最小値に到達しない場合、処理Ｓ１１が終了しないため３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理Ｓ１１１と３次歪ベクトル調整器係数の振幅値計算処理Ｓ１１２を事前に定めた繰り返し回数だけ繰り返したとき処理Ｓ１１が終了するようにしてもよい。このとき、処理Ｓ１１により得られた位相値と振幅値のうち指定帯域の電力ＰＤを最も小さくした位相値と振幅値を３次歪ベクトル調整器に設定する。この処理を行うため、設定した位相値と振幅値のうち指定帯域の電力ＰＤを最も低くする位相値と振幅値を電力ＰＤと対応させて図示してない記憶手段にそれぞれ記憶しておくものとする。
［参考文献１］T. Nojima and T. Konno, “Cuber Predistortion Linearizer for RelayEquipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone System,”IEEE Transactions on vehicular technology, Vol. 34 , Issue 4, pp. 169-177, 1985.
［参考文献２］J. Ohkawara, Y. Suzuki, and S. Narahashi, "Fast Calculation Scheme for Frequency Characteristic Compensator of Digital Predistortion Linearizer," IEEE Vehicular Technology Conference Spring 2009, proceedings, Apr. 2009.
[３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２）]
図１３に３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂによる３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２のフローを示す。３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａより３次歪ベクトル調整器に設定した位相値ＸP,MINの通知を受ける。PAPR観測器２９０で測定した合成器２４の出力信号におけるPAPR(PAPROUTと表す)がPAPRの閾値(PAPRTH)よりも高い場合、図１０で説明した原理に基づいて入力信号帯域に対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの複素乗算部２３Ｃ３に与える位相値ＹＰ（＝π-ＸP,MIN)を計算し、設定する（S121）。次いで、３次帯域内歪係数の振幅値計算処理により、合成器２４の出力信号におけるPAPRが閾値以下となる振幅値を計算し、設定する（S122）。具体的には、PAPR観測器２９０で測定したディジタルプリディストータ２００の入力信号におけるPAPR(PAPRINと表す)と予め決めた閾値PAPRTHとの差分ΔPAPR(=PAPRIN-PAPRTH)(dB)を求める。そして、式(6)に習って入力信号帯域ＦＳに対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの複素乗算部２３Ｃ３に与える振幅値ＹAを次式(7)により計算し設定する。
Figure 2012111583
ここで、|s(t1)|4は合成器出力のピーク電力が発生する時刻t1における入力信号の瞬時電力値を２乗したものであり、PAPR観測器２９０で観測し計算する。
処理S122にて振幅値ＹＡを設定した後、３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは処理Ｓ１２が終了したことを３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃに通知する。処理S121を実施した後、PAPROUTを観測し、PAPROUTがPAPRTHより低くなる場合、処理S122を実施せず処理Ｓ１２を終了することにしてもよい。
本実施例では、処理S12において処理S121とS122を繰返し行うことなくディジタルプリディストータ出力信号のPAPRを低減できるため、従来のPAPR低減装置を用いた構成に比べPAPR低減に関わる演算量を低減できる。
[３次帯域外歪補償係数調整処理（Ｓ１３）]
図１４に３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃによる３次帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３のフローを示す。３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃは図２で説明したように分割した各帯域fｍ(m=1、…、M)に対し事前に定めた順番に従って３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131、３次帯域外歪補償係数の振幅値計算処理S132を行う。その後、ACLR計算処理（S133）を行い、処理S134にて上側帯域ＦＤＵと下側帯域ＦＤＬのどちらのACLR（即ちACLRＵとACLRＬ）も閾値以下になっていると判定された場合、残りの分割帯域における３次帯域外歪補償係数を計算することなく初期値のままとし、３次帯域外歪補償係数調整処理Ｓ１３を終了する。また、処理S134で上側帯域もしくは下側帯域のどちらか一方でもACLRが閾値以下になっていない場合、処理S131に戻り、残りの分割帯域について同様に３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131、３次帯域外歪補償係数の振幅値計算処理S132を順番に行う。処理S134で全ての分割帯域についての処理が終了しても閾値以下にならなかった場合は、図８に破線矢印で示すように処理Ｓ１１に戻り、処理Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３を再び行ってもよい。なお、分割帯域の処理順は、上側帯域と下側帯域から交互に選択して行ってもよいし、例えば上側帯域と下側帯域からそれぞれ1つの帯域を選択し、そのペア毎に処理を行ってもよい。
分割帯域fｍ（１≦ｍ≦Ｍ）における３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131では、３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111（図１２）と同様に摂動法、２次関数近似を用いた計算方法などを用いて分割帯域fｍに対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの複素乗算部２３Ｃ３に設定する位相値ＺP,mを求め、設定する。先の３次歪ベクトル調整器係数の位相値計算処理S111では歪観測器２７により上側又は下側指定帯域の歪成分電力ＰＤ（ＰＤＵ又はＰＤＬ）を測定したが、３次帯域外歪補償係数の位相値計算では、位相値を設定する分割帯域fｍにおける電力ＤＤｍを測定し、最小とする位相値ＺP,mを決める。３次帯域外歪補償係数の振幅値計算処理S132についても同様である。
この例では、分割した帯域を１帯域ずつ又は２つずつ順番に３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131（もしくは振幅値計算処理S132）を行うが、同時に３つ以上の分割帯域（例えば、入力信号帯域を除く全ての分割した帯域）にて３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131または３次帯域外歪補償係数の振幅値計算処理S132を行ってもよい。また、３次歪ベクトル調整器係数調整処理の場合と同様に電力増幅器３３の性質によっては３次帯域外歪補償係数の位相値計算処理S131と３次帯域外歪補償係数の振幅値計算処理S132の順番を入れ替えてもよい。
図１４の３次帯域外歪補償係数調整処理S13では分割した帯域毎に位相値と振幅値をそれぞれ調整するため、図１２の３次歪ベクトル調整器係数調整処理S11に比べPAPRの上昇量は小さいと考えられる。そのため、処理S13によるPAPROUTの上昇は無視できると考えられる。しかし、処理S13によりPAPROUTがPAPRTHを超える場合、図１３の３次帯域内歪係数調整処理S12を再度実行してもよい。処理S12を再度実行した後、ACLRＵ、ACLRＬがどちらも閾値以下であれば処理S13は行わなくてもよい。これは他の実施例でも同様である。
図１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃに図５の実施例における実験結果の例を太線で示す。参考のため図１の従来構成による結果を細線で示す。縦軸はCCDF、横軸はプリディストータ出力におけるPAPRである。実験では電力増幅器入力信号の中心周波数を2.14GHzとし、2GHz帯１Ｗ級電力増幅器（ＡＢ級バイアス）を用いた。図１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃは電力増幅器３３の平均出力電力がそれぞれ21.2dBm、22.1dBm、23.1dBmの場合である。図１６に３次歪周波数特性補償器２３０Ｃによる周波数帯の分割を示す。３次歪成分上側帯域ＦＤＵと下側帯域ＦＤＬの歪成分を補償するため、Ｍ＝４とし、上側と下側それぞれ等間隔に帯域を２分割した。加えて、入力信号帯域ＦＳにおける３次歪成分の位相と振幅を調整することでPAPRを低減する。本実験では、３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２において３次帯域内歪係数の振幅値計算処理S122は行っていない。CCDFが0.1％におけるPAPRを比較すると、図１５Ａでは7.2dBから6.3dBに、図１５Ｂでは7.1dBから6.0dBに、図１５Ｃでは7.4dBから5.4dBにそれぞれPAPRを低減できていることがわかる。
また、図１７に図５の実施例によるACLR対平均出力電力の結果を実線で示し、図１の従来構成による結果を破線で示す。縦軸はACLR、横軸は増幅器出力における平均電力である。結果より、従来例に比べ本実施例を用いることで同一平均出力電力におけるACLRがわずかであるが改善していることがわかる。なお、ディジタルプリディストーションを行わない場合もDPDL(digital predistortion linearizer)無しとして図中に示している。参考として平均出力電力が22.1dBにおける電力増幅器の出力スペクトルをこの発明によるものと、従来構成によるものと、プリディストーションを行わないものを図１８に示す。この結果からも本実施例により歪成分が低下していることがわかる。
図５の実施例では、Ｎ＝３とし、３次歪発生経路のみ備えた構成について述べたが、３次歪発生経路と並列に更に３次より高次の１つ又は複数の異なる奇数次の歪発生経路を備えた構成としてもよい。これは他の実施例にも適用できる。例えば、３次歪発生経路と５次歪発生経路がある場合、３次歪ベクトル調整器係数、３次歪発生経路の３次帯域内歪係数、５次歪ベクトル調整器係数、５次歪発生経路の５次帯域内歪係数、３次帯域外歪補償係数、５次帯域外歪補償係数の順に各係数を求める。
図５の実施例において３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２を行ったとき、ディジタルプリディストータ２００の出力信号における平均電力が低下する場合がある。そのため、図示してない自動利得調整器（ＡＧＣ）を合成器２４から電力増幅器３３の間又は分配器２１の入力側に設置し、処理Ｓ１２を実施した前後で平均電力が同じとなるように制御器２８０でＡＧＣの利得を調整してもよい。このとき、平均電力はPAPR観測器２９０で観測し制御器２８０に通知してもよく、電力増幅器３３における出力の平均電力を測定する機能を歪観測器２７に付加し、平均電力の観測結果を制御器２８０に通知してもよい。制御器２８０は、電力増幅器３３に入力すべき平均電力を図示してない記憶手段に予め記憶し、その平均電力と通知された平均電力の差を小さくするようにＡＧＣの利得を調整する。以下の実施例においてもＡＧＣを用いた構成としてもよい。
入力信号帯域ＦＳに対応する３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの位相値および振幅値を調整した場合、電力増幅器３３に入力する信号が変化するため、電力増幅器の非線形特性により歪成分が変動する場合がある。そのため、図８において処理Ｓ１２とＳ１３の順番を入れ替えた場合、ACLRを閾値以下にするまでの繰り返し回数が増加する可能性があることから、図８で示した順番で処理を行うことが望ましい。
一般的に電力増幅器は温度などの電力増幅器の外部環境、電力増幅器入力信号の平均電力、などに急峻な変化がない場合、電力増幅器の特性は大きく変動しない。そのため、パイロット信号から移動局もしくは基地局と通信を行うための信号に切り替わった場合、ACLRが閾値を越えない限り、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次帯域外歪補償係数の振幅値と位相値、３次帯域内歪係数の位相値、はそれぞれパイロット信号を用いて得られた値のままとし、３次帯域内歪補償係数の振幅値については処理Ｓ１２２によりPAPRINに応じて再度設定する。PAPRINが大きく変わらない場合、３次帯域内歪補償係数の振幅値を送信信号に応じて適応的に設定せず、パイロット信号を用いて得られた値のままでもよい。
電力増幅器３３への入力信号の平均電力変動により電力増幅器の特性が変わる場合に対応するため、ディジタルプリディストータにおける入力信号の平均電力または瞬時電力に応じて設定すべき３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数と３次帯域内歪係数がそれぞれ記憶された制御器２８０内の図示してないルックアップテーブル（ＬＵＴ）を参照し、３次歪ベクトル調整器２３Ｂと３次歪周波数特性補償器２３０Ｃにそれぞれ与えることにしてもよい。ＬＵＴに記憶する３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数と３次帯域内歪係数はそれぞれ事前に本実施例記載の方法を用いて計算する。ＬＵＴを用いた構成は、他の実施例に適用してもよい。
PAPR観測器２９０では分配器２１の出力と合成器２４の出力をそれぞれ観測しているが、合成器２４の出力の代わりに３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの出力を観測するようにしてもよい。このとき、PAPR観測器２９０は分配器２１の出力と３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの出力を加算することで合成器２４の出力におけるピーク電力と平均電力をそれぞれ計算する。この構成は他の実施例に適用してもよい。
帰還信号生成装置４０において直交復調器４３を用いず、例えばIF帯にダウンコンバートした信号をＡＤＣ２６に入力する構成としてもよい。このとき、ＡＤＣ２６のサンプリングレートを低減でき、ＡＤＣ２６の消費電力量を低減できる場合がある。これは、ディジタルプリディストータ２００の低消費電力化につながる。
また、IF帯にダウンコンバートした信号から入力信号帯域ＦSの電力を測定するため、帯域ＦSのみ通過させるアナログの帯域通過フィルタと電力検波器を用意し、観測器２７の代わりとしてもよい。同様に分割した各帯域の電力を測定するため帯域fｍのみ通過させる帯域通過フィルタと電力検波器をＭ個用意し、それらを観測器２７の代わりとしてもよい。このとき、電力検波器の出力はそれぞれＡＤＣ２６を経て制御器２８０へ入力する。これにより、ディジタル信号処理による歪成分電力に関わる演算量を低減できる場合がある。
上記の構成を適用できる場合は他の実施例に必要に応じて適用してもよい。
［第２実施例］
図５の第１実施例で示した構成では、ディジタルプリディストータの入力信号の性質によってはディジタルプリディストータにおける出力信号のPAPRが閾値以下にならない可能性がある。そのため、第２実施例では、ディジタルプリディストータの出力信号のPAPRが閾値以下になるまで３次帯域内歪係数（位相値と振幅値）を繰り返し調整する。
図１９に本発明における第２実施例の構成例を示す。第１実施例と異なる点は、PAPR観測器２９１と制御器２８０の処理にある。制御器２８０の構成自体は図７に示した制御器２８０と同じなので図７を参照する。PAPR観測器２９１は、合成器２４の出力のPAPRのみ観測する。図２０に制御器２８０の処理フローを示す。この処理フローは３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ（図７参照）による３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ａ）が第１実施例の図８における処理Ｓ１２と異なる。
３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂの処理Ｓ１２Ａの処理について説明する。その他の処理については図８と同じであるため省略する。図２０に示した制御器２８０の処理フローを実施している間、ディジタルプリディストータの入力信号ＳＩＮとして第１実施例と同様にパイロット信号を入力するものとする。 制御器２８０の処理フロー終了後、第１実施例と同様に移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り換える。
図２１に３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂによる３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２Ａのフローを示す。
[３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ａ）]
３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａより３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定した位相値ＸP,MINの通知を受ける。次いで、摂動法を用いた３次帯域内歪係数の位相値計算処理（S12A1）を行う。即ち、処理S12A1では、位相値ＹＰ(＝π-ＸP,MIN)を計算し、３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの入力信号帯域に対応する複素乗算器２３Ｃ３（図６参照）に初期値として設定した後、ＹＰの前後におけるディジタルプリディストータ２００の出力信号におけるPAPRをPAPR観測器２９１で測定し、PAPRが減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔＹＰだけ位相値を変更し、PAPRを測定する。なお、摂動法の初期値としては、３次ベクトル調整器係数調整処理Ｓ１１で決定した位相値ＹP=π-ＸP,MINを使用せず、任意の値を初期値として使用してもよい。位相値の変更とPAPRの測定を繰り返すことでPAPRが最小となる位相値ＹP,MINを図示してない記憶手段に記憶更新し、PAPRが閾値以下となる位相値ＹP,MINが求まったら、あるいは指定回数繰り返してもPAPRが閾値以下にならない場合は、摂動法を用いた３次帯域内歪係数の振幅値計算処理(S12A2）を行う。このときの位相値は、処理S12A1においてPAPRを最も低くした位相値とする。この処理を行うため、処理S12A1で位相値を計算し設定する毎に得られるPAPRが記憶されている最小PAPRより小さければ最小PAPRを更新すると共にそのときの位相値を最もPAPRを低くした位相値ＹP,MINとして記憶するものとする。
処理S12A2では、最初に任意に設定した振幅値ＹＡの前後における合成器出力のPAPRをPAPR観測器２９１で測定し、処理S12A1と同様にPAPRが減少する方向へ事前に定めたオフセット値ΔＹＡだけ振幅値を変更し、PAPRを測定する。振幅値の変更とPAPRの測定を繰り返すことでPAPRが最小となる振幅値ＹA,MINを記憶更新し、PAPRが閾値以下となる振幅値ＹA,MINを求める。処理S12A2にてPAPRが閾値以下にならない場合、振幅値は設定した振幅値においてPAPRを最も低くした振幅値とする。この処理を行うため、処理S12A2で振幅値を計算し、設定する毎に得られるPAPRが記憶されている最小PAPRより小さければ最小PAPRを更新すると共に、その振幅値を最もPAPRを低くした振幅値ＹA,MINとして記憶するものとする。処理S12A1〜S12A2を指定回数だけ繰り返す（S12A3）。繰り返す場合、処理S12A1で最初に設定する位相値ＹＰは記憶されているＹP,MINとし、処理S12A2で最初に設定する振幅値ＹＡは記憶されているＹA,MINとする。このとき、ΔＹＰとΔＹＡはそれぞれ変更してもよい。
処理S12A1、S12A2のいずれかにてPAPRが閾値以下になった場合、処理S12Aを終了して図２０の処理Ｓ１３の処理へ移行する（図２１の破線）。処理S12A1〜S12A2を指定回数繰り返してもPAPRが閾値以下にならない場合、設定した位相値と振幅値においてPAPRを最も低くした位相値と振幅値をそれぞれ３次歪周波数特性補償器２３０Ｃの入力信号帯域に対応する複素乗算器２３Ｃ３に設定し、処理Ｓ１３へ遷移するようにしてもよい。
本実施例において、処理S12A1を行った後に、処理S12A2の代わりに摂動法でなく、図１３の処理S122と同様に式(7)を使った計算による処理を実施してもよい。その場合、図１９に破線で示すように、分岐された入力信号をPAPR観測器２９１に与えてPAPRINの測定ができるようにする。また、処理S12A1の代わりに摂動法でなく、図１３の処理S121と同様にＹP=π-ＸP,MINの計算による処理を行ってから処理S12A2を行ってもよい。このとき、処理S123での繰り返しは処理S12A2のみを実行する。
移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替わった場合、ACLRが再度閾値を超えるまで、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値はそれぞれパイロット信号を用いて得られた値を継続使用する。
［変形実施例］
図２２の変形実施例は、図１９の第２実施例においてパイロット信号を使った設定処理が終了し、入力信号がパイロット信号から移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替わった後、合成器２４の出力におけるPAPROUTが閾値を超えた場合、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値はそれぞれパイロット信号を用いて得られた値のままとし、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値だけを後述する図２４の３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ａ’）により調整する。処理Ｓ１２Ａ’を実施中は、PAPROUTが閾値を超えた部分を含む所定長の送信信号を繰り返し使用する。処理Ｓ１２Ａ’によりPAPROUTが閾値以下になってもACLRが閾値を超えた場合は、図１９の実施例で説明した方法により送信信号の所定長を繰り返し使用して３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値をそれぞれ再調整する。
図２２に示す実施例の構成は、送信信号発生器５０で構成された送信信号発生装置５００と、ＤＡＣ２５の前段にオンとオフを切り替えるスイッチ（ＳＷ）２０１とを付加した点と制御器２８１の構成が図１９と異なる。また図２３に示すように、制御器２８１には送信信号発生器５０の出力信号、ＳＷ２０１のオンとオフをそれぞれ切り替える切替制御部２８１Ｄが付加されているが、３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａ、３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ、３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃは図１９の制御器２８０におけるもの（即ち、図７における２８０Ａ、２８０Ｂ、２８０Ｃ）と同じである。送信信号発生装器５０は、制御器２８１から与えられた指示に従い、移動局もしくは基地局と通信を行うための信号を出力する機能と、パイロット信号を出力する機能と、通信信号中の任意の時間長の任意の信号部分を繰り返し出力する機能を有する。ＳＷ２０１はディジタル信号処理で簡易に行えるようにＤＡＣ２５の前段に設置しているが、ＳＷ２０１をアナログ回路で構成したい場合、ＤＡＣ２５から出力端子ＴOUTの間の任意の位置にＳＷ２０１を挿入してもよい。
図２４に３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂによる３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２Ａ’のフローを示す。
[３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ａ’）]
３次帯域内歪係数制御部２８０ＢはＰＡＰＲ観測器２９１から通知されたPAPROUTが閾値を超えている場合、その信号をディジタルプリディストータから出力しないようＳＷ２０１をオフとするとともに３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ａ’）が終了するまでPAPROUTが閾値を超えた信号部分を送信信号発生器５０で繰り返し出力させるように切替制御部２８１Ｄに通知する（Ｓ１２Ａ０）。このとき発生させる信号の１周期の時間は予め定めておくこととする。次いで、すでに設定されている位相値ＹＰを初期値として摂動法を用いた３次帯域内歪係数の位相値計算処理（Ｓ１２Ａ１）を行い、PAPRが閾値以下となる位相値ＹP,MINを求める。図２１の場合と同様に処理S12A1を指定回数繰り返してもPAPRが閾値以下にならない場合、摂動法を用いた３次帯域内補償係数の調整処理S12A2を行う。
処理S12A1〜S12A2を予め指定した回数だけ繰り返す（S12A3）。処理S12A1、S12A2のいずれかにてPAPRが閾値以下になった場合、切替制御部２８１ＤにてＳＷ２０１をオンとし、処理Ｓ１２Ａ’の調整処理に用いた信号をディジタルプリディストータ２００から出力した後、送信信号発生器５０の出力を移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替えるよう切替制御部２８１Ｄに通知する（S12A4）。処理S12A1〜S12A2を指定回数繰り返してもPAPRが閾値以下にならない場合、設定した位相値と振幅値においてPAPRを最も低くした位相値と振幅値をそれぞれ設定し、処理S12A4へ遷移する。その他は図１９の実施例と同様である。
［第３実施例］
本発明によりPAPRを低減した場合、電力増幅器３３の出力におけるＥＶＭ(Error Vector Magnitude)が劣化する可能性がある。ＥＶＭは各種システムの規格により所定の値以下となるように定められている。例えば、ＬＴＥでは各サブキャリアの変調方式をQPSKとした場合、ＥＶＭを17.5 %以下にすることが求められている。そのため、第３実施例では、ディジタルプリディストータの出力信号におけるＥＶＭを規格値以下とする範囲でPAPRを低減できる構成を示す。
図２５に本発明における第３実施例の構成例を示す。本構成は、図１９の第２実施例における歪観測器２７の代わりにＥＶＭを測定する機能を付加した歪・ＥＶＭ観測器２７１を使用している。歪・ＥＶＭ観測器２７１は、ディジタルプリディストータ２００の入力信号ＳＩＮと帰還信号生成装置４０を介して得られる電力増幅器３３の出力信号ＳOUTをそれぞれ復調し、復調結果を比較することでＥＶＭを測定する。ＥＶＭを測定するため、歪・ＥＶＭ観測器２７１は送信信号に含まれる同期をとるための信号を観測し、ディジタルプリディストータ２００の入力信号ＳＩＮと電力増幅器３３の出力信号ＳOUTの同期をそれぞれ取る。ここで、ディジタルプリディストータ２００の入力信号ＳＩＮにおけるｉ番目の復調結果をZ(i)、電力増幅器３３の出力信号ＳOUTにおける復調結果をZ'(i)とし、Ｌ点で平均化する場合、ＥＶＭ（％）は
Figure 2012111583
 で与えられる。Ｌは予め決めた２以上の整数である。
図２６に制御器２８２の構成を示す。図７の制御器２８０と異なる点は、PAPRのみならず、歪・ＥＶＭ観測器２７１が測定したＥＶＭも３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’へ与える点である。図２７に制御器２８２の処理フローを示す。３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’による３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ）が他の実施例と異なる。以下、３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２Ｂについて説明する。その他の処理については他の実施例と同じであるため省略する。
図２７に示した制御器２８２の処理フローを実施している間、ディジタルプリディストータ２００には第１実施例と同様に入力信号としてパイロット信号が与えられる。制御器２８２の処理フロー終了後、第１実施例と同様に移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り換える。
図２８に３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’による３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ）のフローを示す。
[３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ）]
３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’は３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａより３次歪ベクトル調整器２３Ｂに設定した位相値ＸP,MINの通知を受ける。次いで、後述するＥＶＭとPAPRを用いた３次帯域内歪係数の位相値計算処理(S12B1)を行う。同様にＥＶＭとPAPRを用いた３次帯域内歪係数の振幅値計算処理(S12B2)を行う。処理S12B2の後、ＥＶＭが閾値を越えているもしくはPAPROUTが閾値を越えている場合、指定回数だけ処理S12B1〜S12B2を繰り返し(S12B3）、処理Ｓ１２Ｂを終了して図２７の処理Ｓ１３に移る。
処理S12B1、S12B2のいずれかにてＥＶＭが閾値以下かつPAPRが閾値以下になった場合、処理Ｓ１２Ｂを終了して図２７の処理Ｓ１３に移る。
図２９を用いてＥＶＭとPAPRを用いた３次帯域内歪係数の位相値計算処理(S12B1)を説明する。ＥＶＭとPAPRを用いた３次帯域内歪係数の振幅値計算処理(S12B2)も同じであり、後者の説明は省略する。
[ＥＶＭとPAPRを用いた３次帯域内歪係数の位相値計算処理(S12B1)]
位相値ＹＰ(＝π-ＸP,MIN)を計算し、ＹＰの前後の２つの値におけるＥＶＭ(ＥP,1、 ＥP,2)とディジタルプリディストータ２００の出力信号（合成器２４０の出力信号）におけるPAPR(ＲP,1、 ＲP,2)をそれぞれ測定する(S12B11）。次に、ＥＶＭが減少する方向とPAPRが減少する方向が一致するかを判定し(S12B12）、一致する場合、PAPRが下がる方向へ摂動法を用いてＥＶＭが閾値を超えない条件にてPAPRを閾値以下とする位相値を求める（S12B13）。処理S12B13にてPAPRを閾値以下とする位相値が求まらない場合、設定した位相値のうちPAPRを最も低くした位相値を設定する。
処理S12B12にて、ＥＶＭが減少する方向とPAPRが減少する方向が一致しない場合、測定したＥP,1、ＥP,2がどちらとも閾値より大きいかを判定する(S12B14）。ＥP,1、ＥP,2のどちらか一方でも閾値以下の場合、PAPRが下がる方向に摂動法を用いてＥＶＭが閾値を超えない条件にてPAPRを閾値以下にする位相値を求める(S12B15）。処理S12B15にて、PAPRを閾値以下にする位相値が求まらない場合、設定した位相値のうちPAPRを最も低くする位相値を設定する。
処理S12B14にて、ＥP,1、ＥP,2がどちらも閾値より大きい場合、ＥＶＭが下がる方向に摂動法を用いてＥＶＭを閾値以下とする位相値を求める（S12B16）。
図２７の調整処理が終了して移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替わった後は、ACLRが再度閾値を超えるまでは、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値はそれぞれパイロット信号を用いて得られた値のままとし、ACLRが閾値を超えた場合にはパイロット信号を使って図２７の処理を再度行う。
［変形実施例］
図３０の変形実施例は図２５の実施例においてパイロット信号を使った設定処理が終了し、入力信号がパイロット信号から移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替わった後、合成器２４の出力におけるPAPROUTが閾値を超えた場合、３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値はそれぞれパイロット信号を用いて得られた値のままとし、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値だけを後述する図３２の３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ’）により調整する。処理Ｓ１２Ｂ’を実施中は、PAPROUTが閾値を超えた部分を含む所定長の送信信号を繰り返し使用する。処理Ｓ１２Ｂ’によりPAPROUTが閾値以下になってもACLRが閾値を超えた場合は、図２５の実施例で説明した方法により３次歪ベクトル調整器係数の振幅値と位相値、３次帯域内歪補償係数の位相値と振幅値、３次歪帯域外歪補償係数の振幅値と位相値をそれぞれ再調整する。
図３０に示すディジタルプリディストータの構成は、図２２で示した送信信号発生器５０で構成される送信信号発生装置５００と、電力増幅器３３の出力側にオンとオフを切り替えるスイッチ（ＳＷ）２０２とを付加した点と制御器２８３の構成が図２５と異なる。図３１に示すように、制御器２８３は図２３と同様に、送信信号発生器５０の出力信号、ＳＷ２０２のオンとオフをそれぞれ切り替える切替制御部２８１Ｄが図２６の制御器２８２に付加された構成となっているが、３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’の処理は図２３と異なる。
図３２に３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’による３次帯域内歪係数調整処理Ｓ１２Ｂ’のフローを示す。
[３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ’）]
３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂ’はPAPR観測器２９１から通知されたPAPROUTが閾値を超えている場合、その信号をディジタルプリディストータから出力しないようＳＷ２０２をオフとするとともに３次帯域内歪係数調整処理（Ｓ１２Ｂ’）が終了するまでPAPROUTが閾値を超えた信号部分を送信信号発生器５０で繰り返し出力させるように切替制御部２８１Ｄに通知する（Ｓ１２Ｂ０）。次いで、処理Ｓ１２Ｂ１を行った後、処理Ｓ１２Ｂ２を行う。処理Ｓ１２Ｂ１、Ｓ１２Ｂ２は図２８におけるものと同様の処理である。
処理Ｓ１２Ｂ１〜Ｓ１２Ｂ２を予め指定した回数だけ繰り返す（Ｓ１２Ｂ３）。処理Ｓ１２Ｂ１、Ｓ１２Ｂ２のいずれかにてＥＶＭが閾値以下かつPAPRが閾値以下になった場合、そのときの位相値と振幅値を記憶し、切替制御部２８１ＤにてＳＷ２０２をオンとし、処理Ｓ１２Ｂ’の調整処理に用いた信号をディジタルプリディストータ２００から出力した後、送信信号発生器５０の出力を移動局もしくは基地局と通信を行うための信号へ切り替えるよう切替制御部２８１Ｄに通知する（Ｓ１２Ｂ４）。処理Ｓ１２Ｂ１〜Ｓ１２Ｂ２を指定回数繰り返してもＥＶＭが閾値以下かつPAPRが閾値以下にならない場合、設定した位相値と振幅値においてＥＶＭが閾値以下となる範囲でPAPRを最も低くした位相値と振幅値をそれぞれ読み出して設定し、処理Ｓ１２Ｂ４へ遷移する。
[第４実施例]
HSPA(High Speed Packet Access)やＬＴＥといった移動無線方式では、基地局-端末間のチャネル状態（伝搬路の状態）に合わせ、スケジューリング、変調方式などを変更する適応変調、などを行っている。例えばLTEでは、端末側から送信されるチャネル状態の指標値を表すCQI(Channel Quality Indicator)に基づき、スケジューリングおよび適応変調を行う。
チャネル状態が良い場合は通信品質が高いため、ディジタルプリディストータ出力信号のPAPRをさらに低減できる可能性がある。PAPRを低減できればそれに応じて電力増幅器のバイアスを低くすることにより電力増幅器の効率を高めることができる。以下では、無線システムとしてLTEを用いた場合を例とし、CQIが大きい場合（チャネル状態が良い場合）、閾値PAPRTHをより小さな値とすることで、ディジタルプリディストータ出力信号のPAPRをさらに低減する構成を説明する。ただし、CQIが大きいほどチャネル状態が良いものとする。LTEではない無線システムを用いる場合は、CQIの代わりに例えば適応変調を行うために参照する品質情報をチャネル状態の指標値として用いればよい。
図３３に本発明による第４実施例のディジタルプリディストータとその周辺装置を示す。本構成は、CQIに基づいて閾値PAPRTHを動的に変更するとともにそのPAPRTHに合わせて電力増幅器３３のバイアスを変更する。そのため、CQIを制御器２８４に入力する点と、制御器２８４からの指示に基づき電力増幅器３３に与えるバイアスを変更する電源装置６０が付加されている点が図５の構成と異なる。
本構成の制御器２８４を図３４に示す。この制御器２８４は、３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａと３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂと３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃとに加えて更に、テーブル参照部２８４Ｅとバイアス制御部２８４Ｆとを含んでいる。テーブル参照部２８４ＥにはCQIと対応する閾値PAPRTHとの関係と、閾値PAPRTHと対応するバイアス値との関係とが表として予め記録されている。バイアス制御部２８４Ｆは電力増幅器３３に与えるバイアスを電源装置６０に指示する。テーブル参照部２８Ｅは与えられたCQIに対応する閾値PAPRTHを表から読み出して３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂに与える。３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂは与えられた閾値PAPRTHと、PAPR観測器２９０により観測された入力信号におけるPAPRINとの差分ΔPAPR=PAPRIN-PAPRTHを使って式(7)により振幅値ＹＡを計算し、位相値ＹＰを第１実施例の図１３の処理で説明したと同様に、３次歪ベクトル調整において設定した位相値ＸP,MINからＹＰ＝π-ＸP,MINとして求め、これら振幅値ＹＡと位相値ＹＰを３次歪周波数特性補償器２３０Ｃに３次帯域内歪係数として設定する。テーブル参照部２８４Ｅは更に、CQIに対応する閾値PAPRTHに対応するバイアス値を表から読み出し、バイアス制御部２８４Ｆに与える。バイアス制御部２８４Ｆは与えられたバイアス値を電源装置６０に与えそれにより電力増幅器３３にバイアスを設定する。
CQIと閾値PAPRTHとの関係はCQIが大きくなると閾値PAPRTHが小さくなる関係であり、CQIに対して誤り率特性などの伝送特性を大きく劣化させない範囲でできるだけ小さいPAPRTHとして予め測定により決める。閾値PAPRTHとバイアス値との関係は閾値PAPRTHが小さくなるとバイアス値が小さくなる関係であり、設定したPAPRTHに対してACLRが閾値以下となりかつ電力増幅器３３の効率が最も高くなるバイアス値として予め測定により決める。テーブル参照部２８４Ｅにはこのようにして決められた関係が表として記録されている。CQIと閾値PAPRTHの関係は必ずしも線形関係でなくても良く、例えばCQIが増大するにつれ閾値PAPRTHが階段状に減少するようにしてもよい。また、CQIに対し閾値PAPRTHが決められ、閾値PAPRTHに対しバイアス値が決められているので、結局、各CQIに対し閾値PAPRTHとバイアス値が与えられる１つの表としてテーブル参照部２８４Ｅに記録しておいてもよい。
このように、CQIの増大に従って閾値PAPRTHを低減し、それに従って電力増幅器３３のバイアスを小さくした場合、歪観測器２７により観測される電力増幅器出力中の歪成分が変化し、その結果、ACLRを閾値以下にする３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数が変化してしまう場合がある。そこで、PAPRTHとそのときのバイアスにおいてACLRが閾値以下となる３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数をテーブル参照部２８４Ｅに予め表として記録しておく。３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数はそれぞれ前述した第１実施例の方法を用いて予め求めておく。この場合も、閾値PAPRTHに対応する３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数を１つの表として設けてもよいし、先に述べたCQIに対応する閾値PAPRTHとバイアス値の表と統合した１つの表として設けてもよい。また、３次帯域内歪係数としては、PAPRINの取り得る各値毎にそれぞれの閾値PAPRTHとの差分ΔPAPRから式(7)で計算される適切な３次帯域内歪係数としての振幅値ＹAを表として予めテーブル参照部２８４Ｅに記録しておいてもよい。
電力増幅器から出力する信号の平均電力を変える場合，とりうる平均電力毎にCQIに対するPAPRTH，バイアス値，3次歪ベクトル調整器係数，3次帯域外歪補償係数を表としてテーブル参照部２８４Ｅに記録しておいてもよい。
プリディストータ及び電力増幅器を含むシステムの起動時の初期値として予め決めた閾値PAPRTHとバイアス値が使用され、前述の実施例１による処理により３次歪ベクトル調整器２３Ｂ、３次歪周波数特性補償器２３０Ｃに対する設定が行われる。CQIが入力されると、テーブル参照部２８４Ｅの表からCQIに対応する閾値PAPRTH及びバイアス値が読み出され、それぞれ３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂとバイアス制御部２８４Ｆに与え、更に３次歪ベクトル調整器係数及び３次帯域外歪補償係数を読み出してそれぞれ３次歪ベクトル調整器係数制御部２８０Ａ及び３次帯域外歪補償係数制御部２８０Ｃに与えればよい。CQIが変化した場合、改めて第１実施例と同様の処理により第３歪ベクトル調整器係数及び第３帯域外歪補償係数を求めるより、テーブル参照部２８４Ｅの表から読み出した値及び係数を使用することにより処理速度を高めることができる。
上述ではCQIが改善される場合について述べたが、逆にチャネル状態が悪くなった場合も、テーブル参照部２８４Ｅの表にCQIが小さい範囲での対応する閾値PAPRTH、バイアス値、３次歪ベクトル調整器係数及び３次帯域外歪補償係数を予め設けておくことにより対応可能である。
本実施例の構成を図２２に示した構成に適用しても良い。このとき、CQIに対応する閾値PAPRTHと３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数とバイアス値はそれぞれテーブル参照部２８４Ｅから参照する。３次帯域内歪係数はPAPROUTがテーブル参照部２８４Ｅより与えられたPAPRTH以下となるように３次帯域内歪係数制御部２８０Ｂにて図２４の処理Ｓ１２Ａ’を用いて調整する。
処理Ｓ１２Ａ’を用いてCQIとPAPRINに対して設定すべき3次帯域内歪補償係数を測定により予め得ている場合，3次帯域内歪補償係数をテーブル参照部２８４Ｅから参照するようにしてもよい．
本実施例の構成を図３０に示した構成に適用しても良い。このとき、CQIに対応する閾値PAPRTHと３次歪ベクトル調整器係数と３次帯域外歪補償係数とバイアス値はそれぞれテーブル参照部２８４Ｅから参照し、３次帯域内歪係数はPAPRTOUTがテーブル参照部２８４Ｅより与えられたPAPRTH以下となるように図３２の処理Ｓ１２Ｂ’により調整する。このとき、ＥＶＭの測定結果に基づいて、ＥＶＭが閾値以下となる範囲でディジタルプリディストータ出力信号のPAPROUTを最も下げられるPAPRＴＨを予めテーブル参照部２８４Ｅに記録しておく構成としてもよい。また、処理Ｓ１２Ｂ’を用いて、EVMが閾値以下となる範囲でCQIとPAPRINに対して設定すべき3次帯域内歪補償係数を測定により予め得ている場合、3次帯域内歪補償係数をテーブル参照部２８４Ｅから参照するようにしてもよい。
同様に、本実施例の構成を他の図１９，２５に示した構成にそれぞれ適用してもよい。
以上説明した各実施例及びその変形例において、ブロック図で示したこの発明によるべき級数型ディジタルプリディストータの構成は、その一部又は全てをそれぞれ専用のディジタル回路で構成してもよいし、ＤＳＰ(digital signal processor)やFPGA（Field Programmable Gate Array）で構成してもよいし、コンピュータにより処理フローで説明した方法を記述したプログラムを実行するように構成してもよいし、あるいはこれらの所望の組み合わせにより実現してもよい。

Claims (11)

  1. 電力増幅器で発生する歪成分を打ち消すための歪補償成分を入力信号に付加するべき級数型ディジタルプリディストータであって、
    Ｎを予め定められた３以上の奇数として、
    上記入力信号を遅延伝達する線形伝達経路と、
    上記入力信号のＮ次歪成分を発生するＮ次歪発生器と、上記Ｎ次歪成分の振幅と位相を調整するＮ次歪ベクトル調整器と、上記Ｎ次歪ベクトル調整器の出力を周波数領域に変換し、各周波数成分の位相と振幅をそれぞれ調整し、時間領域に逆変換するＮ次歪周波数特性補償器とを含み、上記Ｎ次歪周波数特性補償器の出力を上記歪補償成分として出力する歪発生経路と、
    上記線形伝達経路の出力と上記歪発生経路の出力とを合成する合成器と、
    少なくとも上記合成器の出力信号における平均電力対ピーク電力比PAPROUTを計算するPAPR観測器と、
    上記電力増幅器の出力に含まれる少なくともＮ次歪成分を観測する歪観測器と、
    上記PAPR観測器と上記歪観測器の観測結果に基づいて上記Ｎ次歪ベクトル調整器と上記Ｎ次歪周波数特性補償器に対する位相値と振幅値を調整する制御器、
    とを含み、上記制御器は、
    上記歪観測器により観測される上記入力信号の帯域、以下入力信号帯域と呼ぶ、の上側又は下側のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次歪ベクトル調整器に設定する位相値と振幅値を調整するＮ次歪ベクトル調整器係数制御部と、上記歪観測器により観測される上記入力信号帯域の上側及び下側のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域外の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ調整するＮ次帯域外歪補償係数制御部と、上記PAPR観測器が計算した出力信号の平均電力対ピーク電力比PAPROUTが小さくなるよう上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ調整するＮ次帯域内歪係数制御部と、
    を含む。
  2. 請求項１記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記Ｎ次帯域外歪補償係数制御部は上記周波数領域の上記入力信号帯域外の上側及び下側帯域を合わせてＭ個の分割帯域に分割し、Ｍは２以上の予め決めた整数であり、各分割帯域毎に上記上側及び下側のＮ次歪成分が減少するよう位相値と振幅値を設定するように構成されている。
  3. 請求項１又は２記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記Ｎ次帯域内歪係数制御部は上記Ｎ次歪ベクトル調整器に対し設定した位相値に基づいて上記Ｎ次歪周波数特性補償器による上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分に設定する位相値を計算するよう構成されている。
  4. 請求項１又は２記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記Ｎ次帯域内歪係数制御部は上記平均電力対ピーク電力比PAPROUTが小さくなるよう上記Ｎ次歪周波数特性補償器による上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分の位相値と振幅値の少なくとも一方を摂動法又は関数近似法により計算し設定するよう構成されている。
  5. 請求項１乃至４の何れか記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記PAPR観測器は更に上記入力信号の平均電力対ピーク電力比PAPRINを計算するよう構成されており、上記Ｎ次帯域内歪係数制御部は上記Ｎ次歪周波数特性補償器による上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分に設定する振幅値を、上記入力信号のPAPRINと予め決めた閾値PAPRTHとの差から計算するよう構成されている。
  6. 請求項１乃至５のいずれか記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記電力増幅器への上記合成器の出力の供給をオン・オフするスイッチが更に設けられており、上記制御器は更に、上記PAPR観測器による上記合成器の出力の平均電力対ピーク電力比PAPROUTが上記予め決めた閾値PAPRTHを超えた場合、上記スイッチをオフとして上記通信信号の上記PAPROUTがPAPRTHを越えた部分を含む所定長を上記入力信号として繰返し発生するよう上記送信信号発生器に指示すると共に上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域内の周波数成分に設定する位相値と振幅値を上記平均電力対ピーク電力比PAPROUTが上記閾値PAPRTH以下となるように再設定するよう上記Ｎ次帯域内歪係数制御部に指示する切替制御部を含む。
  7. 請求項１乃至５のいずれか記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記歪観測器は更に上記電力増幅器の出力と上記入力信号の復調結果からＥＶＭ(error vector magnitude)を計算するよう構成されており、上記Ｎ次帯域内歪係数制御部は上記PAPR観測器が観測する上記合成器の出力における平均電力対ピーク電力比PAPROUTと上記歪観測器が計算するＥＶＭがそれぞれ予め決めた閾値以下となるように上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記入力信号帯域内の周波数成分に位相値と振幅値を設定するように構成されている。
  8. 請求項７記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記制御器は更に、上記PAPR観測器による上記合成器の出力の平均電力対ピーク電力比PAPROUTが上記予め決めた閾値PAPRTHを超えた場合、上記電力増幅器の出力をオフとして上記通信信号の上記PAPROUTがPAPRTHを越えた部分を含む所定長を上記入力信号として繰返し発生するよう上記送信信号発生器に指示すると共に上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域内の周波数成分に設定する位相値と振幅値を上記平均電力対ピーク電力比PAPROUTが上記閾値PAPRTH以下となるように再設定するよう上記Ｎ次帯域内歪係数制御部に指示する切替制御部を含む。
  9. 請求項１乃至８のいずれか記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記制御器は更に、基地局と端末間のチャネル状態の指標値に対応して閾値PAPRTHとバイアス値が予め記録されたテーブル参照部と、チャネル状態の指標値に応じて上記テーブル参照部から読み出されたバイアス値を上記電力増幅器にバイアスを与える電源装置に設定するバイアス制御部とを含み、上記テーブル参照部に記録された閾値PAPRTHはチャネル状態の指標値が大きいほど小さく、バイアス値は閾値PAPRTHが小さいほど小さい値とされている。
  10. 請求項９記載のべき級数型ディジタルプリディストータにおいて、上記Ｎ次帯域内歪係数制御部は、上記平均電力対ピーク電力比PAPROUTがチャネル状態に応じて上記テーブル参照部から読み出された閾値PAPRTH以下となるように上記入力信号帯域内の各周波数成分の位相値と振幅値を調整するよう構成されている。
  11. 請求項１記載のべき級数型ディジタルプリディストータの制御方法であり、
    上記制御器の処理は、
    (a)上記歪観測器により観測される上記入力信号の帯域、以下入力信号帯域と呼ぶ、の上側帯域又は下側帯域のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次歪ベクトル調整器に設定する位相値と振幅値を上記Ｎ次歪ベクトル調整器係数制御部により制御する処理ステップと、
    (b) 上記歪観測器により観測される上記入力信号帯域の上側帯域及び下側帯域のＮ次歪成分が減少するよう上記Ｎ次帯域外歪補償係数制御部により上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域外の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ調整する処理ステップと、
    (c) 上記PAPR観測器が計算した出力信号の平均電力対ピーク電力比PAPROUTが小さくなるよう上記Ｎ次帯域内歪係数制御部により上記Ｎ次歪周波数特性補償器における上記周波数領域の上記入力信号帯域内の各周波数成分の位相値と振幅値をそれぞれ設定する処理ステップと、
    を含む。
JP2012557936A 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法 Expired - Fee Related JP5427300B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012557936A JP5427300B2 (ja) 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011033746 2011-02-18
JP2011033746 2011-02-18
JP2011115923 2011-05-24
JP2011115923 2011-05-24
PCT/JP2012/053213 WO2012111583A1 (ja) 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法
JP2012557936A JP5427300B2 (ja) 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5427300B2 JP5427300B2 (ja) 2014-02-26
JPWO2012111583A1 true JPWO2012111583A1 (ja) 2014-07-07

Family

ID=46672502

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012557936A Expired - Fee Related JP5427300B2 (ja) 2011-02-18 2012-02-13 べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20130141160A1 (ja)
EP (1) EP2592750A1 (ja)
JP (1) JP5427300B2 (ja)
CN (1) CN103125070A (ja)
WO (1) WO2012111583A1 (ja)

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US8804873B1 (en) * 2013-02-13 2014-08-12 Crestcom, Inc. Communication system and method with PAPR; and backoff configured for equilibrium
US9154168B2 (en) * 2013-05-14 2015-10-06 Intel IP Corporation Signal peak-to-average power ratio (PAR) reduction
WO2014201390A1 (en) * 2013-06-13 2014-12-18 Comtech Ef Data Corp. System and method for distortion-power adapted adaptive pre-distortion
US9553601B2 (en) * 2013-08-21 2017-01-24 Keysight Technologies, Inc. Conversion of analog signal into multiple time-domain data streams corresponding to different portions of frequency spectrum and recombination of those streams into single-time domain stream
US9148182B2 (en) * 2013-10-09 2015-09-29 Maxlinear, Inc. Power combining power amplifier architectures and methods
JP2016032127A (ja) * 2014-07-25 2016-03-07 富士通株式会社 無線通信システム、歪補償装置、及び歪補償方法
JP2016167763A (ja) 2015-03-10 2016-09-15 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
US10461786B2 (en) 2015-12-07 2019-10-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus and method for controlling amplifiers
US9848342B1 (en) * 2016-07-20 2017-12-19 Ccip, Llc Excursion compensation in multipath communication systems having performance requirements parameters
US10284405B2 (en) * 2016-06-24 2019-05-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Transmitter architecture for massive-MIMO
US10404322B2 (en) * 2016-12-30 2019-09-03 Google Llc Powering electronic devices in a data center
CN106850493B (zh) * 2017-03-02 2019-11-08 中国工程物理研究院电子工程研究所 一种复合非线性注入式峰均功率比抑制与数字预失真方法
CN110537351B (zh) * 2017-04-28 2022-05-06 松下电器（美国）知识产权公司 测量装置和测量方法
WO2018224161A1 (en) * 2017-06-09 2018-12-13 Nokia Technologies Oy Reducing distortions in amplified signals to be radiated by an antenna
GB201801412D0 (en) * 2018-01-29 2018-03-14 National Univ Of Ireland Characterising radio frequency signal processing paths
US10374728B1 (en) * 2018-05-22 2019-08-06 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Test system as well as method for over-the-air testing
CN112019471A (zh) * 2019-05-30 2020-12-01 中兴通讯股份有限公司 一种基于多相结构的削峰方法、装置及计算机存储介质
US11456760B1 (en) * 2021-03-05 2022-09-27 Motorola Solutions, Inc. Linearizing narrowband carriers with low resolution predistorters
US11489599B1 (en) * 2021-07-01 2022-11-01 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Wideband frequency response characterization with a narrowband source or receiver

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4012725B2 (ja) * 2001-12-05 2007-11-21 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー プリディストーション型増幅装置
JP2004247855A (ja) * 2003-02-12 2004-09-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd プリディストーション回路付き電力増幅器
JP5060532B2 (ja) * 2008-09-10 2012-10-31 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型プリディストータ、べき級数型プリディストータの制御方法
JP5113871B2 (ja) * 2009-05-21 2013-01-09 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ べき級数型ディジタルプリディストータ及びその制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2012111583A1 (ja) 2012-08-23
EP2592750A1 (en) 2013-05-15
JP5427300B2 (ja) 2014-02-26
US20130141160A1 (en) 2013-06-06
CN103125070A (zh) 2013-05-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5427300B2 (ja) べき級数型ディジタルプリディストータとその制御方法
US8594231B2 (en) Power series digital predistorter and distortion compensation control method therefor
US9077299B2 (en) Pre-distortion for fast power transient waveforms
US8620233B2 (en) Method of power amplifier predistortion adaptation using compression detection
US8184739B2 (en) Power series digital predistorter and control method therefor
US9065404B2 (en) Amplifying device
US20050017801A1 (en) Elimination of peak clipping and improved efficiency for RF power amplifiers with a predistorter
TWI489830B (zh) 峰值電力抑制電路及具此電路之通信裝置
US20140191799A1 (en) Predistorter and predistorter control method
JP6119735B2 (ja) 送信装置および送信方法
JP2011009923A (ja) 包絡線追跡電源の電源回路、電力増幅器及び無線基地局
Aref et al. Efficient amplification of signals with high PAPR using a novel multilevel LINC transmitter architecture
US20090291653A1 (en) Radio Transmission Apparatus
JP2006270797A (ja) 歪み補償装置及び歪み補償方法
JP4052834B2 (ja) 増幅回路
US9748983B2 (en) Transmitter and method for transmission control in a technique of delta sigma modulating
JP2014158230A (ja) ディジタルプリディストータとその制御方法
Farabegoli et al. Advanced transmitters with combined crest factor reduction and digital predistortion techniques
Zeng et al. A crest factor reduction method in digital predistortion for improvement of power efficiency
JP4014404B2 (ja) 歪補償回路
JP6190635B2 (ja) プリディストータ、プリディストータの制御方法
Santucci et al. A block adaptive predistortion algorithm for transceivers with long transmit-receive latency
Masaki et al. A non-linear distortion noise power control method for multi-band OFDM transmission
Kardaras et al. Simplified polynomial digital predistortion for multimode software defined radios
Brandon et al. Improved linearization of a high power amplifier to reduce spectral distortions near the saturation area

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20131119

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20131129

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees