CN103095615A - 一种相位噪声估计、补偿的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明适用于通信领域，提供了一种相位噪声估计、补偿的方法及装置，所述方法包括：提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取所述数据信号的相位噪声估计值；通过该估计值对数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；计算该初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定该初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的初步估计值；对导频信号的估计值以及可靠的初步估计值进行二次拟合插值，获得最终估计值。通过本发明可有效避免差错传播，提高相位噪声估计的准确度。

Description

一种相位噪声估计、补偿的方法及装置

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种相位噪声估计、补偿的方法及装置。

背景技术

随着通信系统传输速率以及频谱效率的要求不断提高，通信系统将会采用更高阶的正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)以及更大的系统带宽来满足这些要求。高阶QAM调制信号由于调制星座点密集程度增加，相位错误容限小，因此对于相位噪声十分敏感，较小强度的相位噪声就会使系统性能产生严重地恶化。此外由于通信系统的工作频段变高和系统带宽变大的发展趋势，相位噪声对于系统的影响将会愈发严重。因此如何抑制相位噪声的影响对于高阶正交幅度调制通信系统的性能优劣至关重要。

现有技术主要通过对相位噪声的估计及补偿，来抑制相位噪声对系统性能的影响。而估计补偿方法通常可以分为导频数据辅助的方法和判决数据导向的方法。导频数据辅助方法的性能与导频的插入的密度，插入导频的数量等密切相关，导频插入密度和数量增大可以有效提高相位噪声估计的精度，但大大地降低了系统的传输效率。判决数据导向的方法可有效地提高系统传输效率，但其差错传播问题又会严重的影响到高阶QAM系统的性能。

现有技术一采用基于判决反馈(Decision-directed，DD)的维纳预测方法来估计相位噪声，首先通过预先计算或者通过训练符号得到维纳预测滤波器系数，利用之前得到的N个符号上的相位噪声估计值来预测当前符号上的相位噪声，然后使用预测值对当前符号进行补偿并且判决，然后利用当前符号及其判决结果来计算出相位差作为当前符号相位噪声的估计值。基于DD的维纳预测方法由于直接采用判决反馈值作为相噪估计值，当出现判决错误后会将错误传递给下一个预测符号，这种差错传播现象会严重地影响高阶QAM系统的性能。

现有技术二利用多个导频符号的相位噪声观测值以及相位噪声的统计特性，基于最小均方误差(Minimum Mean Squared Error，MMSE)准则内插出其他数据信号的相位噪声值。现有技术二使用维纳内插滤波器来内插导频之间数据信号上的相位噪声，其性能受到插入导频的密度和导频的数量的影响，数量少和密度低的导频使相位噪声的估计误差大，数量大密度高的导频严重地降低了系统的传输效率。

发明内容

本发明实施例提供一种相位噪声估计的方法，在进行相位噪声估计及补偿时，减少出现差错传播或者导频密度小和导频数量少的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种相位噪声估计的方法，所述方法包括：

提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

一种相位噪声补偿的方法，所述方法包括所述的相位噪声估计的方法，以及

通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

本发明实施例还提供一种相位噪声估计的装置，所述装置包括：

信息提取单元，用于提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

第一拟合单元，用于根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

硬判决单元，用于通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

初步值确定单元，用于根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

可靠值获取单元，用于计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

最终值确定单元，用于对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

一种相位噪声补偿的装置，所述装置包括所述的相位噪声估计的装置，以及

补偿单元，用于通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

从上述技术方案中可以看出，本发明实施例根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，来获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值，通过所述数据信号的相位噪声估计值对初始接收信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决，根据所述接收信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值，然后计算得到相位噪声初步估计值的增量绝对值，根据设定的增量门限值以及预设剔值逻辑函数剔除不可靠的相位噪声初步估计值，对导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。本发明实施例通过选择性面向判决的方式避免了差错传播，有效提高了相位噪声估计的准确度，克服了导频辅助方法存在的导频密度小和导频数量少的问题，改善了系统的性能。而且通过增量绝对值来评估相位噪声初步估计值可靠程度的选择性判决反馈来改善估计结果，有效的避免了由于判决错误引起的相位噪声反馈值误差较大的问题，进一步提高了相位噪声估计的精度。

附图说明

图1是本发明实施例提供的信号传输分组结构示意图；

图2是本发明实施例一提供的相位噪声估计方法的实现流程图；

图3是本发明实施例一提供的仿真中使用的锁相环相位噪声模型示意图；

图4是本发明实施例一提供的64-QAM phn.rms≈5.5°SNR＝25dB估计误差累积分布测试结果的示意图；

图5是本发明实施例一提供的256-QAM phn.rms≈1.8°SNR＝25dB估计误差累积分布测试结果的示意图；

图6是本发明实施例一提供的1024-QAM phn.rms≈0.9°SNR＝40dB估计误差累积分布测试结果的示意图；

图7是本发明实施例一提供的64-QAM phn.rms≈5.5°SER仿真测试结果的示意图；

图8是本发明实施例一提供的256-QAM phn.rms≈1.8°SER仿真测试结果的示意图；

图9是本发明实施例一提供的1024-QAM phn.rms≈0.9°SER仿真测试结果的示意图；

图10是本发明实施例二提供的相位噪声补偿方法的实现流程图；

图11是本发明实施例三提供的的相位噪声估计装置的组成结构图；

图12是本发明实施例四提供的的相位噪声补偿装置的组成结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，来获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值，通过所述数据信号的相位噪声估计值对初始接收信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决，根据所述接收信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值，然后计算得到相位噪声初步估计值的增量绝对值，根据设定的增量门限值以及预设剔值逻辑函数剔除不可靠的相位噪声初步估计值，对导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。本发明实施例通过选择性DD方式避免了差错传播，有效提高了相位噪声估计的准确度，克服了导频辅助方法存在的导频密度小和导频数量少的问题，改善了系统的性能。而且通过增量绝对值来评估相位噪声初步估计值可靠程度的选择性判决反馈来改善估计结果，有效的避免了由于判决错误引起的相位噪声反馈值误差较大的问题，进一步提高了相位噪声估计的精度。

为了更好的理解本发明实施例，下面分别对QAM信号传输模型和相位噪声模型进行介绍。

对于信号传输模型。传输分组通常由前导、导频信号以及导频信号之间的数据信号组成，如图1所示。发送信号通过加性高斯白噪声(Additive WhiteGaussian Noise，AWGN)信道，在接收端下变频被相位噪声干扰，不考虑定时和抽样误差，复基带接收信号可表示为：

$r_k=s_k\·e^{{\mathrm{j\φ}}_k}+w_k^{\′}---\left(1\right)$

S_k表示发送符号，对于m阶的已调制信号有S_k＝a_k+j·b_k，其中a_k、b_k分别为复信号S_k的实部和虚部；φ_k表示相位噪声；w′_k表示加性噪声w_k经过下变频的旋转副本，并且统计特性不变；k表示符号序号，m表示调制阶数。假定每隔F个数据信号插入一个导频信号，两个相邻导频信号及其之间的数据信号序列可表示为{r₀，r₁，r₂，…，r_F，r_F+1}，对应的发送符号序列和相位噪声序列分别为s＝{sp，s₁，…，s_F，sp}和Φ＝{φ₀，φ₁，…，φ_F+1}；其中sp表示导频信号；在传输信号之前还将加入一定长度的前导符号用于同步、信道估计以及传输控制等用途；前导和导频资源都可以用于信号相位噪声的估计。

对于相位噪声模型。严格意义上相位噪声是一种非平稳噪声过程，主要由于收发两端本振频率不匹配产生，此外还要考虑到系统中某些模块对于相位噪声的影响，通常锁相环路所具有的低通特性将在一定程度上改变相位噪声的谱形状。假设相位噪声的功率谱为S_φ(f)。

最大似然(Maximum Likelihood，ML)准则，可以得到：

p(r(φ，w)|s)＝p(r(w)|s；Φ)·p(Φ|s)        (2)

为了使得接收信号正确判决的概率最大，也就是使后验概率p(r(φ，w)|s)最大。一般地，当系统工作在高信噪比或者相位噪声占主导时，p(r(φ，w)|s)最大近似等价于p(Φ|s)最大。同时可以忽略加性噪声对接收信号相位的影响按照式(3)来近似求出所有可能的相噪数据。

其中angle(x)表示复数x的相位；

表示发送符号s_k＝d_i；d_i表示调制星座信号，m表示调制阶数。由于导频符号的确定性，因而对于导频位置的相位噪声则有：

则对于每一段接收信号有：

假定相位噪声φ是参数为λ²的维纳过程，可定义相位噪声的增量φ_Δ(k)为：

φ_Δ(k)＝φ_k-φ_k-1  k＝1，…，F                (6)

由维纳过程的性质可知增量φ_Δ(k)与φ_k，…，φ₀均独立，并且φ_Δ(k)服从均值为0，方差为λ²T_s(T_s为符号持续时间)的正态过程。于是式(7)可进一步计算为：

而导频符号上的相位噪声数据已知，即又由于φ_Δ(k)服从正态分布即φ_Δ(k)～N(0，λ²T_s)，因此式(7)可计算为：

$p\left(\mathrm{\Φ}\right|s)=\underset{k=1}{\overset{F}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{\sqrt{2{\mathrm{\π\λ}}^2{T}_s}}\·\exp (-\frac{{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\Δ}}^2\left(k\right)}{{2\mathrm{\λ}}^{2}T})$

$={\left(\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\π\λ}}^2{T}_s}}\right)}^F\exp (-\frac{\underset{k=1}{\overset{F}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\Δ}}^2\left(k\right)}{{2\mathrm{\λ}}^{2}T})k=1,\·\·\·,F---\left(8\right)$

由式(8)可知：使p(Φ|s)最大的条件即是使相位噪声估计序列增量平方和

最小，其等价于增量绝对值的和最小。在不考虑加性噪声情况下，导频辅助下的相位噪声MAP估计的计算复杂度约为(l·m)^F，即使采用维特比算法简化复杂度约为F·(l·m²)；l为常数，m为调制阶数。显然当m较大时复杂度极高。因此实际中无法遍历所有可能性来进行最优的MAP估计，必须采用其他硬件可实现的估计方法来估计相位噪声。

虽然相位噪声MAP估计难以进行，但是通过以上分析可以知道相位噪声估计的增量绝对值可以作为相位噪声估计值可靠程度的重要参考指标，即增量绝对值越小则估计值可靠性程度越高，此外，由于系统中相位噪声的带宽通常相对于系统带宽比较窄，因此在较短时间内相位噪声变化较为平缓，可以通过导频上的相位噪声信息获得数据信号上的初步相位噪声信息；从另一个角度考虑，还可以通过增量绝对值来评估所获得的初步相位噪声信息的可靠程度并且通过有选择性的判决反馈来改善初步估计结果从而达到改善系统性能的目的。

实施例一：

图2示出了本发明实施例一提供的相位噪声估计方法的实现流程，该方法过程详述如下：

在实际应用中，本实施例方法可以应用与通信系统中，该通信系统依次包括射频前端处理器、数模转换器、数字下变频及滤波器、均衡同步器、相位噪声估计装置以及解码与译码器等。本实施例的方法具体是通过通信系统中的相位噪声估计装置来执行，该相位噪声估计装置可以是通信系统中的软件单元、硬件单元或者软硬件结合单元。

在步骤S101中，提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号。

在本实施例中，提取接收信号中的至少两个连续导频信号以及所述导频信号之间的数据信号，例如：提取的两个连续导频信号及其之间的数据信号为{r_k}k＝0，2...F+1，其中r₀、r_F+1为导频信号，{r₁...r_F}为导频信号间的数据信号。

在不步骤S102中，根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值。

在本实施例中，可通过φ₀＝angle(r₀/s₀)和φ_F+1＝angle(r_F+1/s_F+1)计算出导频信号的相位噪声估计值，其中s₀、s_F+1为对应的发送信号中的导频信号。根据所述导频信号的相位噪声估计值(φ₀，φ_F+1)，通过第一次拟合插值得到该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值

其中，第一次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法等。

在步骤S103中，通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决。

在本实施例中，通过所述数据信号的相位噪声估计值

对所述数据信号{r₁...r_F}进行补偿后，获得补偿后的信号(r′₁，…，r′_F)。具体的是，可通过公式

k＝1，…，F来获得(r′₁，…，r′_F)。

本实施例还包括采用硬判决算法对补偿后的信号(r′₁，…，r′_F)进行硬判决，得到硬判决结果

其中，硬判决算法包括但不局限于基于最小欧式距离的硬判决算法和考虑相位噪声的硬判决算法。

在步骤S104中，根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值。

在本实施例中，根据所述数据信号{r₁...r_F}以及对应的补偿后信号的硬判决结果通过公式

来得到各数据信号相位噪声的初步估计值

在步骤S105中，计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值。

在本实施例中，根据所述相位噪声的初步估计值

计算得到

的增量绝对值其中：

将计算得到的增量绝对值

与预先设定的增量门限值

进行比较，得到各数据信号相位噪声的初步估计值

的可靠性信息(R₁，…，R_F)，其中：

并通过预设的剔值逻辑函数从

中剔除不可靠的相位噪声初步估计值，得到K个可靠的相位噪声初步估计值

0≤k≤F。

在本实施例中，由于相位噪声初步估计值增量过程的平稳性，可以通过预先测量得到相位噪声初步估计值增量φ_Δ(k)的统计信息

将所述增量门限值设定为3σ_Δ。

在本实施例中，剔值逻辑函数的设定需要考虑到相邻的相位噪声初步估计值出现错误时对于各自可靠性结果的影响，利用当前以及相邻的相位噪声初步估计值可靠性信息(rbit)来判断是否需要剔除当前的相位噪声初步估计值。表1给出了一种剔值逻辑函数的真值表，在处理过程中可以根据该真值表来确定剔值逻辑函数，假定前一相位噪声初步估计值的可靠性、当前相位噪声初步估计值的可靠性和后一相位噪声初步估计值的可靠性分别为A、B和C，剔除标志为：1表示剔除，0表示不剔除。则依据该真值表可以将剔值逻辑函数设定为：

其中，

表示A、B、C取反，分别表示前一相位噪声初步估计值的不可靠性、当前相位噪声初步估计值的不可靠性和后一相位噪声初步估计值的不可靠性。

表一剔值逻辑函数真值表

在步骤S106中，对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

在本实施例中，当所述相位噪声初步估计值全部可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值(φ₀，φ_F+1)以及所述相位噪声初步估计值

作为相位噪声的最终估计值(φ₀，φ₁…φ_F+1)；当所述相位噪声初步估计值全部不可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值(φ₀，φ_F+1)以及该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值

作为相位噪声的最终估计值(φ₀，φ₁…φ_F+1)；当所述相位噪声初步估计值的个数大于0小于F时，对所述导频信号的相位噪声估计值(φ₀，φ_F+1)以及K(0＜k＜F)个可靠的相位噪声初步估计值

进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值(φ₀，φ₁…φ_F+1)。

其中，第二次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法、分段线性法等。

本发明实施例还给出了计算机基于一定仿真条件下的仿真结果图，以体现出本发明实施例的技术方案获得的有益效果。

(1)仿真条件

对本发明实施例的技术方案和现有技术进行错误符号率(SER)仿真对比测试：仿真中使用的相位噪声模型采用如图3所示的锁相环(PLL)相位噪声模型，通过设定不同的dBc_level值来引入不同强度(标准差)的相位噪声进行测试；仿真信道条件使用AWGN信道；调制方式采用方形64-QAM、256QAM和1024QAM；导频内插间隔为F＝8；系统带宽为30MHz，滚降因子为0.22，PLL环路带宽设定为系统带宽的1.56％；均采用未编码系统，不考虑其他同步定时误差。拟合方法采用常用的多项式最小二乘拟合插值，拟合阶数设定为1阶，其拟合插值近似函数为：f_k(φ)＝a₀+a₁k+a₂k²…+a_kkⁿ，k为符号序号，n为拟合阶数。

(2)仿真结果

图4～图6显示了分别在64-QAM、256-QAM以及1024-QAM调制下本发明方法与现有技术一、二的估计误差累积分布函数(CDF)测试结果；图7～图9显示了分别在64-QAM、256-QAM以及1024-QAM调制下本发明方法与现有技术一、二的错误符号率(SER)测试结果；由于不同阶的QAM调制星座的相位误差容限不同，因此在针对不同阶QAM调制测试所引入的相位噪声强度也不同。

图4为64-QAM调制引入标准差为5.5°的相位噪声在信噪比为25dB时CDF测试结果：可以发现在估计误差为3°时本发明方法累积概率约为0.83，现有技术一、二约为0.7，并且本发明方法的累积概率较现有技术一、二更快收敛到1。

图5为256-QAM调制引入标准差为1.8°的相位噪声在信噪比为35dB时CDF测试结果：当估计误差为1°时本发明方法累积概率约为0.85，现有技术一、二约为0.72和0.75，并且本发明方法的累积概率较现有技术一、二更快收敛到1。

图6为1024-QAM调制引入标准差为0.9°的相位噪声在信噪比为40dB时CDF测试结果：当估计误差为0.5°时本发明方法累积概率约为0.83，现有技术一、二约为0.7，并且本发明方法的累积概率较现有技术一、二更快收敛到1。

综合图4～图6测试结果可以发现，本发明方法整体估计误差要小于现有技术一、二，并且不会出现较大的估计误差值。

图7为64-QAM调制引入标准差为5.5°的相位噪声时SER测试结果：可以发现现在技术一在测试信噪比下性能均劣于现有技术二和本本发明方法；当信噪比较低(SNR≤20dB)时，本发明方法较现有技术二SER性能略为损失，这是由于此时加性噪声对接收信号相位的影响占据主导成分，导致DD中相位噪声数据提取误差较大，当信噪比较大时，本发明方法的SER性能要优于现有技术二，具有更低的差错基底，在SER＝10^-3时，本发明方法较现有技术二的增益大于2dB。

图8为256-QAM调制引入标准差为1.8°的相位噪声时SER测试结果：可以发现现有技术一在测试信噪比下性能均劣于现有技术二和本发明方法；当信噪比较低(SNR≤28dB)时，本发明方法较现有技术二SER性能略为损失，当信噪比较大时，本发明方法的SER性能要优于现有技术二，具有更低的差错基底，在SER＝10^-4时，本发明方法较现有技术二的增益约为1dB，在SER＝10^-5时，本发明方法较现有技术二的增益大于2dB。

图9为1024-QAM调制引入标准差为0.9°的相位噪声时SER测试结果：可以发现现在技术一在测试信噪比下性能均劣于现有技术二和本发明方法；当信噪比较低(SNR≤34dB)时，本发明方法较现有技术二SER性能略为损失，当信噪比较大时，本发明方法的SER性能要优于现有技术二，具有更低的差错基底，在SER＝10^-4时，本发明方法较现有技术二的增益约为1.2dB，在SER＝10^-5时，本发明方法较现有技术二的增益大于2dB。

CDF和SER仿真测试结果表明，在信噪比较高时，由于相位噪声占据性能影响因素的主导成份，本发明方法比现有技术一、二具有更小的整体估计误差，更小的SER以及更低的差错基底。

由于本发明实施例基于导频信号辅助下选择性面向判决的的相位噪声估计方法忽略了加性噪声的影响，因此该方法更适用于高SNR或者相位噪声占据主导成分时的估计。

实施例二：

图10示出了本发明实施例二提供的相位噪声补偿方法的实现流程，该实施例是在实施二的基础上增加了步骤S207。

在步骤S207中，通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

在本实施例中，可通过公式r″_k＝r_k·exp(-φ_k)，k＝0，1，…，F，F+1来获得最终的补偿信号{r″₀，r″₁…r″_F，r″_F+1}。其中，φ_k为相位噪声的最终估计值。

实施例三：

图11示出了本发明实施例三提供的相位噪声估计装置的组成结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分。

该相位噪声估计装置可以是运行于各应用系统内的软件单元、硬件单元或者软硬件相结合的单元。

该相位噪声估计装置包括请求信息提取单元31、第一拟合单元32、硬判决单元33、初步值确定单元34、可靠值获取单元35以及最终值确定单元36，其具体功能如下：

信息提取单元31，用于提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

第一拟合单元32，用于根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

硬判决单元33，用于通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

初步值确定单元34，用于根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

可靠值获取单元35，用于计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

最终值确定单元36，用于对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

进一步的，该相位噪声估计装置还包括第一确定单元37和第二确定单元38：

所述第一确定单元37用于当所述相位噪声初步估计值全部可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及所述相位噪声初步估计值作为相位噪声的最终估计值；

所述第二确定单元38用于当所述相位噪声初步估计值全部不可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值作为相位噪声的最终估计值。

在本实施例中，第一次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法等；硬判决算法包括但不局限于基于最小欧式距离的硬判决算法；第二次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法、分段线性法等；所述剔值逻辑函数为

其中，A表示前一相位噪声初步估计值的可靠性、B表示当前相位噪声初步估计值的可靠性、C表示后一相位噪声初步估计值的可靠性。

本实施例提供的相位噪声估计装置可以使用在前述对应的相位噪声估计方法中，详情参见上述相位噪声估计方法实施例一的相关描述，在此不再赘述。

实施例四：

图12示出了本发明实施例四提供的相位噪声补偿装置的组成结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分。

该相位噪声补偿装置可以是运行于各应用系统内的软件单元、硬件单元或者软硬件相结合的单元。

该相位噪声补偿装置包括请求信息提取单元41、第一拟合单元42、硬判决单元43、初步值确定单元44、可靠值获取单元45、最终值确定单元46以及补偿单元47，其具体功能如下：

信息提取单元41，用于提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

第一拟合单元42，用于根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

硬判决单元43，用于通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

初步值确定单元44，用于根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

可靠值获取单元45，用于计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

最终值确定单元46，用于对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值；

补偿单元47，用于通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

进一步的，该相位噪声补偿装置还包括第一确定单元48和第二确定单元49：

所述第一确定单元48用于当所述相位噪声初步估计值全部可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及所述相位噪声初步估计值作为相位噪声的最终估计值；

所述第二确定单元49用于当所述相位噪声初步估计值全部不可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值作为相位噪声的最终估计值。

在本实施例中，第一次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法等；硬判决算法包括但不局限于基于最小欧式距离的硬判决算法；第二次拟合插值采用的方式包括但不局限于最小二乘线性法、多项式拟合法、分段线性法等；所述剔值逻辑函数为

其中，A表示前一相位噪声初步估计值的可靠性、B表示当前相位噪声初步估计值的可靠性、C表示后一相位噪声初步估计值的可靠性。

本实施例提供的相位噪声估计装置可以使用在前述对应的相位噪声补偿方法中，详情参见上述相位噪声补偿方法实施例二的相关描述，在此不再赘述。

综上所述，本发明实施例提成一种基于导频信号辅助下选择性面向判决的的相位噪声估计方法，该方法根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，来获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值，通过所述数据信号的相位噪声估计值对初始接收信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决，根据所述接收信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值，然后计算得到相位噪声初步估计值的增量绝对值，根据设定的增量门限值以及预设剔值逻辑函数剔除不可靠的相位噪声初步估计值，对导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。本发明实施例通过选择性面向判决的方式避免了差错传播，有效提高了相位噪声估计的准确度，克服了导频辅助方法存在的导频密度小和导频数量少的问题，改善了系统的性能。而且通过增量绝对值来评估相位噪声初步估计值可靠程度的选择性判决反馈来改善估计结果，有效的避免了由于判决错误引起的相位噪声反馈值误差较大的问题，进一步提高了相位噪声估计的精度。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可以在存储于一计算机可读取存储介质中，所述的存储介质，包括ROM/RAM、磁盘、光盘等。

Claims (14)

1.一种相位噪声估计的方法，其特征在于，所述方法包括：

提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一次拟合插值和第二次拟合插值包括最小二乘线性拟合插值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述硬判决包括最小欧式距离的硬判决算法。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述增量绝对值为当前相位噪声初步估计值与前一相位噪声初步估计值差值的绝对值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述剔值逻辑函数为

其中，A表示前一相位噪声初步估计值的可靠性、B表示当前相位噪声初步估计值的可靠性、C表示后一相位噪声初步估计值的可靠性。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

当所述相位噪声初步估计值全部可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及所述相位噪声初步估计值作为相位噪声的最终估计值；

当所述相位噪声初步估计值全部不可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值作为相位噪声的最终估计值。

7.一种相位噪声补偿的方法，其特征在于，所述方法包括如权利要求1至6任一项所述的相位噪声估计的方法，以及

通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

8.一种相位噪声估计的装置，其特征在于，所述装置包括：

信息提取单元，用于提取接收信号中的至少两个连续导频信号及其之间的数据信号；

第一拟合单元，用于根据计算得到的导频信号的相位噪声估计值，通过第一次拟合插值获取该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值；

硬判决单元，用于通过所述数据信号的相位噪声估计值对所述数据信号进行补偿，并对补偿后的信号进行硬判决；

初步值确定单元，用于根据所述数据信号及硬判决结果，确定相位噪声的初步估计值；

可靠值获取单元，用于计算所述相位噪声初步估计值的增量绝对值，与预设的增量门限值进行比较，确定所述相位噪声初步估计值的可靠性，并通过预设的剔值逻辑函数获取可靠的相位噪声初步估计值；

最终值确定单元，用于对所述导频信号的相位噪声估计值以及可靠的相位噪声初步估计值进行第二次拟合插值，得到相位噪声的最终估计值。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述第一次拟合插值和第二次拟合插值包括最小二乘线性拟合插值。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述硬判决包括最小欧式距离的硬判决算法。

11.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述增量绝对值为当前相位噪声初步估计值与前一相位噪声初步估计值差值的绝对值。

12.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述剔值逻辑函数为

其中，A表示前一相位噪声初步估计值的可靠性、B表示当前相位噪声初步估计值的可靠性、C表示后一相位噪声初步估计值的可靠性。

13.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

第一确定单元，用于当所述相位噪声初步估计值全部可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及所述相位噪声初步估计值作为相位噪声的最终估计值；

第二确定单元，用于当所述相位噪声初步估计值全部不可靠时，将所述导频信号的相位噪声估计值以及该导频信号之间数据信号的相位噪声估计值作为相位噪声的最终估计值。

14.一种相位噪声补偿的装置，其特征在于，所述装置包括权利要求8至13任一项所述的相位噪声估计的装置，以及

补偿单元，用于通过所述相位噪声的最终估计值对所述接收信号进行补偿，获取补偿后的信号。

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