TWI452901B

TWI452901B - 用於在接收器中追蹤８ｖｓｂ之相位的方法和系統

Info

Publication number: TWI452901B
Application number: TW099131940A
Authority: TW
Inventors: Gregory J Tomezak
Original assignee: Intersil Americas LLC
Priority date: 2009-09-21
Filing date: 2010-09-20
Publication date: 2014-09-11
Also published as: CN102065044B; KR101087327B1; CN102065044A; KR20110031894A; TW201138452A; US8306153B2; US20110069788A1

Description

用於在接收器中追蹤8VSB之相位的方法和系統

本發明涉及在殘餘邊帶(“VSB”)接收器中追踪相位。ATSC數位電視(“DTV”)地面傳輸標準在1996年被采用。從那時候起，接收器發展了好幾代，它們都努力去改進上一代接收器的接收性能。

在ATSC DTV傳輸系統中，數據通過如圖1所示的訊框10傳輸。每個訊框包括兩個欄位15和20；每個欄位包括313個片段；且每個片段包括832個訊符，因此總共每個欄位有260416個訊符。每個片段中的前四個訊符為具有序列[+5,-5,-5,+5]的片段同步訊符25。

每個欄位中的第一片段為如圖2所示的欄位同步片段30。欄位同步片段30包括片段同步訊符35、511訊符偽雜訊(“PN511”)序列40、63訊符偽雜訊(“PN63”)序列45、第二PN63序列50、以及第三PN63序列55，其後是表明傳輸模式是8VSB的24個訊符60。在交替欄位中，三個PN63序列是相同的。在剩餘欄位中，第一和第三PN63序列是相同的，而第二PN63序列是相反的。不管在哪種情况下，接收器預知片段的前728個訊符，可被用於等化器訓練。在前728個訊符之後是包括模式和預留欄位的92個訊符65。所有訊符來自集合{+5-5}。該片段的最後12個訊符70是來自集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}的預編碼訊符，且是前一數據欄位的最後12個訊符的副本。

如圖3所示，欄位的後續312個片段稱為數據片段75，且包括在四個片段同步訊符35後的828個網格編碼訊符80。網格編碼訊符80通過例如12相位網格編碼器編碼，而從集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}中產生8階訊符。

圖4示出VSB發射器100。在發射器100，數據在隨機發生器105中隨機產生，Reed-Solomon位元組在Reed-Solomon編碼器110中逐個編碼，然後在交錯器115中進行位元組交錯。數據通過12相位網格編碼器120進行網格編碼。訊框格式器125在適當時間將片段同步訊符和欄位同步訊符加到網格編碼數據以創建圖1的數據訊框結構。導頻載波模組130隨後將固定DC位準加給每個訊符。

調變器135納入根升餘弦脈衝整形(在下描述)且調變該信號作為具有10.76MHz訊符率的8VSB信號用於RF傳輸。8VSB信號與通常所用例如正交調幅(“QAM”)的線性調變方法的不同處在于，8VSB訊符為實數但具有複數的脈衝波形，且只有脈衝的實部具有Nyquist(尼奎斯特)形。

圖5是8VSB接收器200的示意圖。在同步和定時恢復模組215中定時和同步恢復之前，調諧器205和解調器210將RF信號解調至基帶。數據隨後在匹配濾波器220中匹配濾波，在等化器225中均衡，經相位追蹤模組230、網格解碼器235、解交錯器240、Reed-Solomon解碼器245、以及解隨機發生器250發送。在VSB信號的降頻轉換期間，調諧器205將相位雜訊添加到信號，其影響匹配濾波器220的輸入。在設計優良的鎖頻鎖相環(“FPLL”)載波恢復系統中，接收器200除能移除由調諧器205引入的大部分相位雜訊外還能鎖定輸入頻率。然而，在FPLL帶寬之外的相位雜訊傳遞給VSB接收器200中的其餘元件。

發射器100和接收器200之間的頻道以基帶等效形式被觀察，來精確地描述相位追踪器230的輸入端上的信號。基帶信號模型假設在同步和定時恢復模組215中載波頻率和訊符時鐘頻率得到恢復。傳輸信號具有根升餘弦頻譜，且標稱帶寬為5.38MHz，且有以四分之一訊符率(即，2.69MHz)為中心的11.5%額外帶寬。因此，傳輸脈衝波形q (t )是複數且由方程式1給出。

其中F _S 是訊符頻率，而q _RRC (t )是有11.5%頻道額外帶寬的實數平方根升餘弦脈衝。脈衝q (t )稱為“複數根升餘弦脈衝”。對于8VSB系統，因為q (t )是共軛對稱，所以傳輸脈衝波形q (t )與接收匹配濾波器脈衝波形q ^* (-t )是相同。因此，稱為“複數升餘弦脈衝”的升餘弦脈衝p (t )由方程式2給出。

p (t )=q (t )*q ^* (-t )　方程式2

其中*表示卷積，^* 表示複數共軛。

數據率為1/T訊符/秒的傳輸基帶信號在方程式3中表示。

其中{s (n ) A {a ₁ ,…a ₈ } R ¹ }是傳輸數據序列，在實數8-ary字母表A中取值的離散8-ary序列。發射器100和接收器200之間的實體頻道表示為c (t )，利用方程式4來數學模擬。

其中{β_n } C ¹ ,L _ha 和L_hc 分別是反因果和因果多徑分量的最大數量，τ_n 是多徑延遲，而δ(t )是Dirac δ函數。

因為匹配濾波器220是相對短持續時間濾波器，所以相位雜訊θ(t )對於整個濾波器都假設為近似常數。因此，以訊符率取樣的匹配濾波器的輸出可用方程式5的表式近似。

其中全部頻道脈衝響應由以下方程式6給出：

且在匹配濾波器後的複數雜訊項由以下方程式7給出：

n (k )=(η(t )e ⁱ ^θ( ^t ⁾ )*q ^* (-t )|_t ₌ _KT 　方程式7

其中η(t )是零均值白高斯雜訊過程，且每個實部和虛部的頻譜密度為。

匹配濾波器輸出的實部爾後被輸入到實數等化器225。在等化器脈衝響應(即，θ(k -n )θ(k )|n |<M ，其中2M +1是等化濾波器g _EQ (k )的長度)的持續時間內，相位雜訊被假設為相對恒定，且假設等化器225從頻道中有效地消除了碼間干擾(“ISI”)，這導致

Re{c (k )*p (k )*g _eq (k )}=δ(k )　方程式8

因此，等化器輸出x _R (k )可表示為

x _R (k )=Re{e ⁱ ^θ( ^k ⁾ (s (k )+iH' {s (k )})}+n' _R (k )

=cos(θ(k ))s (k )-sin(θ(k ))v (k )+n' _R (k )　方程式9

其中v (k )=H' {s (k )}　方程式10

且n' _R (k )=Re{n (k )}*g _eq (k )　方程式11

H' {}在這裏稱為pseudo-Hilbert變換，且是在方程式2中定義的升餘弦脈衝的虛部。因此，利用pseudo-Hilbert變換，產生等化器輸出的虛部H' {}，如下面的方程式12所示。

其中再一次假設相位雜訊在短持續時間濾波器之內相對恒定，從而使得cos(θ(k ))和sin(θ(k ))為乘法常數。希爾伯特變換的一個重要特性是H {H (x (k )}}=-x (k )。儘管對pseudo-Hilbert變換而言不是嚴格準確，但應注意到pseudo-Hilbert變換近似地保留了這個特性，H '{H '{x (k )}}-x (k )。相位追蹤器的輸入隨後由以下的方程式13表示。

圖6是用於正交調幅(“QAM”)的判定引導(“DD”)相位追蹤回路300的示意圖。所有顯示的指數涉及訊符率。複數輸入x (k ) 305通過當前相位估計310消旋。所得的消旋信號y (k ) 315被輸入到判定設備320(例如，限幅器)和誤差發生器325。誤差發生器325利用消旋信號y (k ) 315和複數訊符判定330產生瞬時誤差估計值e (k ) 335。該瞬時誤差估計值335在低通濾波器340中低通濾波以產生相位估計值310。隨後查尋表(“LUT”)被用來計算e ^- ⁱ ^θ ⁽ ^k ⁾ 以便消旋所接收的信號。

誤差發生器325性能的一種度量是S形曲線。該S形曲線被定義為用於實際相位雜訊和相位估計值之間的差值Ψ =θ-的定值的誤差信號的期望值。也就是，

誤差發生器325性能的另一度量是方差。好的誤差發生器的S形曲線在原點周圍是線性的且有低的方差。因此，對于無偏誤差發生器，瞬時誤差估計值用方程式15表示。

其中A是S形曲線在原點周圍的斜率。S-曲線和斜率A通過實驗得到。相位追蹤回路300的帶寬使用方程式16計算。

因此，有了已知的誤差發生器325的S形曲線斜率，就使用回路濾波器的參數γ調整相位追蹤回路的帶寬，基於所用的調諧器205的規格改變該帶寬。

在一個實施例中，本發明提供一種在殘餘邊帶接收器中追蹤相位的方法。接收器被配置成接收用包括編碼訊符和未編碼訊符的數據調變的射頻信號。該方法包括在解調器中解調所接收的射頻信號以生成編碼訊符和未編碼訊符，以及在解碼器中解碼編碼訊符以生成相應的解碼訊符。該方法還包括產生有關接收到的射頻信號的複數個訊符判定；基於均方誤差確定相位追蹤閾值；基於訊符判定估計傳輸信號的虛部；以及基於傳輸信號的虛部和複數個訊符判定確定相位估計值。當相位估計值大於相位追蹤閾值時選擇第一相位追蹤技術，而當相位估計值小於相位追蹤閾值時選擇第二相位追蹤技術。

在另一個實施例中，本發明提供一種在殘餘邊帶接收器中追蹤相位的方法。接收器被配置成接收用包括編碼訊符和未編碼訊符的數據調變的射頻信號。該方法包括在解調器中解調所接收的射頻信號以生成編碼訊符和未編碼訊符，以及產生有關接收射頻信號的複數個訊符判定。該方法還包括基於均方誤差確定相位追蹤閾值；基於訊符判定估計傳輸信號的虛部；以及在相位追蹤模組中，當相位估計值越過相位追蹤閾值時從第一相位追蹤技術切換到第二相位追蹤技術。

在又一個實施例中，本發明提供一種用於追蹤相位的系統。該系統被配置成接收用包括編碼訊符和未編碼訊符的數據調變的射頻信號。該系統還包括解調器、解碼器、以及相位追蹤模組等等。解調器解調所接收的射頻信號以生成編碼訊符和未編碼訊符。解碼器解碼編碼訊符以生成相應的解碼訊符。相位追蹤模組接收有關接收射頻信號的複數個訊符判定，基於均方誤差確定相位追蹤閾值，接收基於訊符判定估計的傳輸信號虛部，以及基於傳輸信號虛部和複數個訊符判定確定相位估計值。相位追蹤模組基於相位估計值選擇第一相位追蹤技術和第二相位追蹤技術之一。當相位估計值大於相位追蹤閾值時選擇第一相位追蹤技術，而當相位估計值小於相位追蹤閾值時選擇第二相位追蹤技術。

結合詳細描述和附圖，本發明的其他方面將變得顯而易見。

在詳細說明本發明的任何實施例之前，應該理解本發明在其應用中不限于結構細節且元件的排列在下面的描述中闡述或下面的附圖中例示。本發明具有其他實施例，且能用各種方法實施或執行。

在此本發明的實施例描述了在諸如8VSB接收器的殘餘邊帶(“VSB”)接收器中追蹤相位的系統和方法。從數位數據發射器發送到數位數據接收器的信號(即，傳輸信號)包括實部和虛部。當傳輸信號被接收時，相位雜訊通過接收器中的調諧器等引入。載波恢復算法(諸如鎖頻鎖相回路(“FPLL”)載波恢復算法)能消除由調諧器引入的大部分相位雜訊。然而，殘留的在FPLL帶寬之外的相位雜訊傳播到接收器的其他部件中。相位追蹤模組連接至等化器的輸出端以消除殘留相位雜訊。VSB接收器的相位追蹤器，諸如那些使用Horwitz架構的相位追蹤器(在下面更詳細地描述)，僅能在特定信號條件下(例如，高信噪比(“SNR”))追蹤殘留相位雜訊。事實上，當SNR低時，Horwitz相位追蹤架構實際上降低接收器的整體性能。

諸如Horwitz相位追蹤器的VSB相位追蹤器僅利用傳輸信號的實部來追蹤相位雜訊。根據本發明的實施例，VSB相位追蹤器被建模為判定引導(“DD”)正交調幅(“QAM”)相位追蹤器，其利用傳輸信號的實部和虛部兩者使相位追蹤器能够在低SNR條件期間追蹤相位雜訊。因而，如果在接收器中確定了傳輸信號的虛部，則QAM相位追蹤器和Horwitz相位追蹤器的結合能有效地追蹤等化器輸出端上的相位。實數等化器的輸出和相位追蹤器的複數輸入參照方程式9和13進行了描述。

圖7示出相位追蹤架構600，在本文中稱為Horwitz相位追蹤器、Horwitz相位追蹤技術、或者Horwitz相位追蹤架構。儘管已開發了用於計算e (k )的不同誤差發生器，但Horwitz相位追蹤結構600在本領域中仍然流行。複數濾波器605的輸出p (k )是乘法器610的複數輸入x _R (k )+x _I (k )，該複數濾波器的輸出有2K +1個分接，因此有K +1個訊符的延遲。複數輸入具有有參考‘訊符’s (k )+i *v (k )，由相位估計值615消旋。複數消旋數據y (k )=y _R (k )+iy _I (k ) 620隨後被輸入到Horwitz誤差發生器625，而消旋數據的實部620A被輸入到零延遲判定設備630A。判定設備630A將實數訊符635的估計值提供給誤差發生器625。誤差發生器625計算相位誤差的估計值e (k ) 640。相位誤差估計值640隨後在低通濾波器645中進行低通濾波以形成相位估計值615。該相位估計值被輸入到LUT中，該LUT輸出e ^- ⁱ ^θ ⁽ ^k ⁾ 以消旋輸入信號x (k )。

相位是基於正交分量y _I (k )，使用一系列查尋表(“LUT”)以及同相分量和相應訊符判定y _R (k )-之間的差值來計算的。正交分量除了為大y _I (k )縮放誤差信號之外，還用於確定誤差信號的符號。利用方程式17確定Horwitz誤差信號。

其中LUT1，LUT2和LUT3是不同的查尋表。LUT2是同相分量和判定兩者的函數，而LUT3是LUT1和LUT2的輸出的函數。利用方程式17確定的Horwitz誤差信號在確定判定誤差時是穩健的，但是在低信噪比(“SNR”)的瞬時誤差估計中呈現了高方差。

圖7的Horwitz相位追蹤架構(如同8VSB信號的其他相位追蹤架構)沒有使用有關傳輸信號虛部的信息，該信息在可靠訊符判定可用的情况下是可知的。因此，Horwitz相位追蹤架構沒有利用與能在接收器中確定的傳輸信號有關的所有信息。

本發明的一個實施例利用來自判定設備630B的訊符判定和傳輸信號的虛部之間的關係來追蹤接收器中傳輸信號的相位，儘管傳輸信號的虛部不是離散訊符集合的一部分且不包含數據信息。例如，在下面的方程式18中給出了匹配濾波器在理想頻道(例如沒有多徑信號和雜訊的頻道)中的輸出。

如果判定設備630B能產生可靠的訊符判定，則能够計算出所傳輸VSB信號的虛部的估計值v (k )(或延遲版v (k -K ))(見圖8)將其傳遞給相位追蹤器。

如前面方程式13中所示，接收信號x (k )中的相位包括三個分量：(1)由調諧器引入的相位雜訊θ(k )；(2)傳輸信號的相位；以及(3)來自雜訊項的相位。因為傳輸相位是均值為零的隨機變量利用低通濾波器進行了平均，所以之前的相位追蹤結構認為傳輸相位是未知的。然而，如果可靠判定是可用的，則能計算出傳輸信號的虛部。在圖9中示為635(即判定設備630C的輸出)和705的複數傳輸訊符被輸入到誤差發生器805。此外，因為利用同一濾波器產生x _I (k )和，所以相應的濾波器延遲是相同的，且不需要額外延遲。

在一個實施例中，相位追蹤系統被建模為具有有雜訊複數輸入信號x (k )=xR (k )+ixI (k )和訊符判定的DD QAM載波相位追蹤系統。為了追蹤如圖6所示的閉環系統中的相位，更新相位估計值，且在下面的方程式19中給出了瞬時誤差：

其中y (k )=yR (k )+iyI (k )是旋轉信號620。方程式19中的誤差信號被導出以用於DD QAM載波相位追蹤系統(不是VSB系統)。然而，VSB相位追蹤器用以下方式侵害QAM系統：(1)傳輸訊符的實部和虛部不是獨立的(即，虛部通過pseudo-Hilbert變換與實部相關)；(2)雜訊項n' _R (k )+i *H' {n' _R (k )}不是白雜訊；以及(3)附加雜訊的實部和虛部通過pseudo-Hilbert變換相關。儘管違反了用於DD QAM載波相位追蹤系統的這些假設，但是測試顯示這些假設沒有降低VSB相位追蹤器的性能。

如圖8所示，計算傳輸信號的虛部的估計值來用於方程式19中。如下面的方程式20所示，傳輸信號的虛部705的估計值基於等化器訊符判定710。

其中升餘弦脈衝的虛部有2K +1個分接。當判定設備是Viterbi解碼器時，如果訊符還沒有用盡其回溯深度，則可更新先前的訊符判定。結果，方程式21的符號被使用。

對于判定而言在向量和中也可能是不同的，m =k -2K +1,...,k 。結果，如方程式22所示，705被表示成來自于判定設備的最近的2K +1訊符判定與升餘弦脈衝p _I 720的虛部之間的點積715。

方程式17中給出的Horwitz誤差發生器對于判定誤差以及具有大的峰-峰波動和低均方誤差(“MSE”)的相位雜訊是穩健的。然而，Horwitz架構在MSE是高的(即低SNR)情形下沒有充分追蹤相位雜訊。在圖6架構的上下文中，方程式19中所示的DD QAM相位瞬時誤差發生器在高MSE條件期間是有效的，但是在相位雜訊θ(k )呈現大的峰-峰波動時是無效的。不良性能主要是由于來自Viterbi解碼器的大量不正確的訊符判定輸出。如果相位雜訊大，則即使慢慢地旋轉，訊符星座也已經被旋轉從而訊符判定不可靠。

同樣地，以上相位追蹤技術彼此互補(即，在其它技術表現不好的情况下每種技術表現良好)。根據本發明一實施例，相位追蹤器(諸如圖9中所示的相位追蹤器800)利用圖6的一般架構來組合的兩個技術。儘管本發明主要參照Horwitz和QAM相位追蹤技術進行描述，但其他相位追蹤技術也能用於代替Horwitz誤差發生器，或者與Horwitz誤差發生器和QAM技術組合。

誤差發生器805利用相位追蹤閾值θ_s 確定相位雜訊是否是大的。相位追蹤閾值θ_s 基於來自先前MSE取樣810的MSE估計值。取决于該MSE，從一組可能值中選擇一個相位追蹤閾值θ_s ，其中θ_s 為了减小MSE而减小。MSE產生的方式類似于在2007年7月11提交的題為“用於在8VSB的LMS自適應等化器中進行頻道追蹤的方法”的美國專利申請案第11/687,909號中所述方式，其全部內容通過引用合于此。如果相位估計值大於相位追蹤閾值，則使用方程式17中的Horwitz誤差發生器。否則，使用方程式19中的QAM誤差發生器。

如下所述，利用S形曲線和方差針對已知信號條件估計Horwitz和QAM相位追蹤器的性能。VSB訊符與複數根升餘弦脈衝卷積，與白高斯雜訊相加以產生17分貝(“dB”)的信噪比，其然後與匹配濾波器(在前面描述的)卷積。複數匹配濾波器輸出在輸出的實部被提取之前旋轉一恒定相位角。該信號被輸入到在作出完美訊符判定的判定設備中所使用的pseudo-Hilbet變換。10萬個誤差估計值的均值和方差用來生成圖10-13所示曲線中的每個數據點。

如圖10和12中分別所見的，Horwitz相位追蹤器的S形曲線900和QAM相位追蹤器的S形曲線905均在原點周圍出現了線性斜率。然而，QAM技術的方差910顯著低于Horwitz的方差915(分別參見圖13和11)。例如，在所示實施例中，對于0平方度的相位偏移量Horwitz的方差915約為25平方度，對于0平方度的相位偏移量QAM技術的方差910約為11.5平方度。

圖14示出QAM相位追蹤技術以及QAM與Horwitz相位追蹤技術組合的相位估計。當相位估計值約在8平方度以下時，QAM相位追蹤技術工作良好。然而，當相位估計值大於8平方度時，QAM相位追蹤技術不能追蹤相位。當相位估計大於8平方度時，圖9的相位追蹤回路從QAM相位追蹤技術切換到Horwitz相位追蹤技術，且Horwitz相位追蹤技術能够追蹤接收信號的相位。

圖15和16示出用於重載多徑頻道的針對等化器的輸出、Horwitz相位追蹤器的輸出、以及Horwitz與QAM相位追蹤器組合的輸出的輸入SNR與誤碼率(“SER”)的關係曲線圖925和930。比較兩個調諧器：(1)“好”調諧器在來自載波的20kHz處產生功率為-92dBc的相位雜訊；以及(2)“壞”調諧器在來自載波的20kHz處產生功率為-84dBc的相位雜訊。針對“好”和“壞”調諧器，分別設置載波恢復回路帶寬為6kHz和25kHz。

測試顯示，要提供來自Reed Solomon解碼器的不大於0.0002(即，接收到的不正確分組的數量與接收到分組總數量的比值)的分組錯誤率(“PER”)，來自相位追蹤器的SER應該大約小於0.006(即，所接收不正確訊符的數量與所接收訊符總數量的比值)。為了分析兩個相位追蹤器的性能，在(1)相位追蹤回路的輸入端為達到Horwitz相位追蹤技術的目標SER所需的SNR，以及(2)相位追蹤回路的輸入端為達到Horwitz與QAM相位追蹤器的組合的目標SER所需的SNR之間進行比較。

圖15示出“好”調諧器的輸入SNR和SER之間的關係925。為了達到給定的SER，需要相應的SNR。例如，為了達到0.004的SER，等化器的輸出需要18.12分貝(“dB”)的輸入SNR。僅利用Horwitz相位追蹤器，為了達到0.004的SER需要約18.12分貝的輸入SNR。然而，利用QAM和Horwitz相位追蹤器的組合，在相位追蹤模組的輸出中達到0.004誤碼率則僅需要18.12分貝的輸入SNR。本領域技術人員將會意識到所需輸入SNR之間的不同(儘管很小)代表了接收器性能的實質改進。

圖16表示“壞”調諧器的類似關係930。例如，為了達到等化器輸出中0.008的SER，需要約19.8dBs的輸入SNR。當僅僅使用Horwitz相位追蹤器時，為了達到相位追蹤模組輸出中相同的SER，需要約19.75dBs的輸入SNR。然而，使用QAM與Horwitz相位追蹤器的組合，為了達到相同的SER僅僅需要19.54dBs的輸入SNR。

圖17示出加性白高斯雜訊頻道(AWGN，即無多徑的頻道)和“好”調諧器的與以上參照圖15和16所述的類似的那些關係935。與圖15相似地，Horwitz相位追蹤器(類似許多8VSB相位追蹤器)實際上降低了等化器的性能，且需要大的輸入SNR來達到相同的SER。例如，Horwitz相位追蹤器需要15.35dBs的輸入SNR來達到0.005的SER。然而，QAM與Horwitz相位追蹤器的組合需要約15.17dBs的輸入SNR來達到相同的SER。

圖18示出用於產生相位估計值的過程1000。複數個信號被輸入到誤差發生器(步驟1005)。這些輸入信號包括複數消旋接收信號的實部和虛部、基於複數消旋接收信號的實部的複數個訊符判定、傳輸信號的估計虛部、來自相位追蹤回路的先前叠代的相位追蹤器MSE、以及當前的相位估計值。將MSE與一組MSE值作比較(步驟1010)。基於MSE更新相位雜訊閾值(步驟1015)。將相位估計值與相位雜訊閾值進行比較(步驟1025)以確定使用哪一個相位追蹤器。如果相位估計值大於相位雜訊閾值，則選擇Horwitz相位追蹤器(步驟1030)。如果相位估計值不大於相位雜訊閾值，則使用QAM相位追蹤器(步驟1035)。在選定了相位追蹤器之後，更新相位估計值。為了更新相位估計值，將先前的相位追蹤器MSE與穩態MES進行比較(步驟1040)。如果欄位同步片段等于1，且先前的MSE大於穩態MSE，則將新的相位估計值設置為零(步驟1045)。否則，使用具有參數γ的簡單積分器來更新相位估計值(步驟1050)。然後將新相位估計值輸出(步驟1055)，在相位追蹤回路的下一個叠代期間使用。

圖19示出根據本發明一實施例的數位通信設備1100。該設備1100可用於實現圖9所示的相位追蹤回路800。設備1100部分或全部地在半導體(例如FPGA)晶片上完成，諸如通過寄存器傳輸級(“RTL”)設計過程開發的晶片。所示設備1100包括接收器模組1105，及提供額外功能(例如顯示功能)的任選硬體/或軟體模組1110。在其他實施例中，設備1100包括更多或更少的模組。例如，在與設備1100通過接口相連的其他設備上實現特定所述模組(例如接收器模組1105與結合在獨立設備中的顯示模組介接)。

接收器模組1105包括解調器1115、解碼器1120、等化器1125及相位追蹤模組1130。在一些實施例中，接收模組1105包括一個或多個附加模組，諸如例如，調諧器、同步和定時恢復模組、匹配濾波器、相位追蹤器、解交錯器、第二解碼器、限幅器及/或解隨機發生器。等化器1125還包括判定設備630C和虛部發生器1135等。如上述，判定設備630C產生有關傳輸信號的複數個訊符判定，且將訊符判定提供給相位追蹤模組1130中的誤差發生器805。如上參照圖8和圖9所述，虛部發生器1135產生傳輸信號的虛部。

相位追蹤模組1130包括誤差發生器805和相位追蹤器切換模組1140。如果先前的相位估計值大於相位追蹤閾值θ_s ，則相位追蹤器切換模組1140將相位追蹤模組1130的操作從QAM技術切換到Hotwitz。此外，如果先前相位估計值小於或越過相位追蹤閾值θ_s ，則相位追蹤器切換模組1140從Hotwitz切換到QAM技術。在一些實施例中，相位追蹤切換模組1140在三種或更多種相位追蹤技術之間切換。

設備1100被實現為從發射器1205接收射頻信號的各種設備中的任何一種設備，諸如圖20中的通信系統1200中所示的那些設備。例如，設備1100可被結合到電視機1210、智能電話1215、個人電腦(“PC”)1220(或PC適配卡)、一根或多根家用天線1225、平板PC 1230、膝上型計算機1235、個人數位助理(“PDA”)1240、或伺服器1245中。此外或可選地，將設備1100結合到接收器(例如，數位通信接收器)、調諧器、機頂盒、DVD解碼器、HDTV解碼器、或類似的連接到圖20中所示的一個或多個設備1210-1245的設備中。

儘管本發明參照數位電視信號的處理(例如，接收)進行描述，但是本發明也可結合其他類型的數位信號實現。類似地，雖然本發明的實施例參照8VSB RF調變格式進行描述，但是本發明也可結合其他調變格式實現，諸如包括編碼信息和先驗信息的調變格式。

因此，本發明還提供一種用於在選擇性地使用多重相位追蹤器的接收器中追蹤相位的系統和方法。第一相位追蹤器確定傳輸信號的虛部以便于產生相位估計值。當相位估計值越過相位追蹤閾值時，接收器在第一相位追蹤器和第二相位追蹤器之間切換。在下面的申請專利範圍中闡明了本發明的各種特徵和優點。

10．．．訊框

15．．．欄位

20．．．欄位

25．．．片段同步訊符

30．．．欄位同步片段30

35．．．片段同步

40．．．511訊符偽雜訊(PN511)序列

45．．．63訊符偽雜訊(PN63)序列

50．．．第二PN63序列

55．．．第三PN63序列

60,65,70．．．訊符

75．．．數據片段

80．．．網格編碼訊符

100．．．VSB發射器

105．．．隨機發生器

110．．．Reed-Solomon編碼器

115．．．交錯器

120．．．12相位網格編碼器

125．．．訊框格式器

130．．．導頻載波模組

135．．．調變器

200．．．8VSB接收器

205．．．調諧器

210．．．解調器

215．．．同步和定時恢復模組

220．．．匹配濾波器

225．．．等化器

230．．．相位追蹤模組

235．．．網格解碼器

240．．．解交錯器

245．．．Reed-Solomon解碼器

250．．．解隨機發生器

300．．．判定引導(DD)相位追蹤回路

305．．．複數輸入x(k)

310．．．當前相位估計

315．．．消旋信號y(k)

320．．．判定設備

325．．．誤差發生器

330．．．複數訊符判定

335．．．瞬時誤差估計值e(k)

340．．．低通濾波器

530．．．實部x _R (k)

600．．．相位追蹤架構

605．．．複數濾波器

610．．．乘法器

615．．．相位估計值

620．．．複數消旋數據y(k)=y _R (k)+iy _I (k)

620A．．．實部y _R (k)

625．．．Horwitz誤差發生器

630A．．．零延遲判定設備

630B．．．判定設備

630C．．．判定設備

635．．．實數訊符

640．．．估計值e(k)

645．．．低通濾波器

705．．．虛部

710．．．等化器訊符判定

715．．．點積

720．．．升餘弦脈衝p_I

800．．．相位追蹤器

805．．．誤差發生器

810．．．先前MSE取樣

900．．．S形曲線

905．．．S形曲線

910．．．方差

915．．．方差

920．．．關係曲線圖

925．．．關係曲線圖

930．．．曲線圖

935‧‧‧關係曲線圖

1100‧‧‧數位通信設備

1105‧‧‧接收器模組

1110‧‧‧硬體/或軟體模組

1115‧‧‧解調器

1120‧‧‧解碼器

1125‧‧‧等化器

1130‧‧‧相位追蹤模組

1135‧‧‧虛部發生器

1140‧‧‧相位追蹤器切換模組

1200‧‧‧通信系統

1205‧‧‧發射器

1210‧‧‧電視機

1215‧‧‧智能電話

1220‧‧‧個人電腦(PC)

1225‧‧‧家用天線

1230‧‧‧平板PC

1235‧‧‧膝上型計算機

1240‧‧‧個人數位助理(PDA)

1245‧‧‧伺服器

θ_s ‧‧‧相位追蹤閾值

圖1示出8殘餘邊帶(“8VSB”)數據訊框。

圖2示出欄位同步片段。

圖3示出數據片段。

圖4示出數位數據發射器。

圖5示出數位數據接收器。

圖6是判定引導正交調幅(“QAM”)載波相位恢復回路的示意圖。

圖7是8VSB接收器中的相位追蹤回路的示意圖。

圖8示出提供給相位追蹤模組的等化器輸出。

圖9是根據本發明一實施例的相位追蹤回路的示意圖。

圖10示出Horwitz相位追蹤器S形曲線。

圖11示出Horwitz相位追蹤器的誤差信號方差。

圖12示出根據本發明一實施例的相位追蹤器的相位追蹤器S形曲線。

圖13示出根據本發明一實施例的相位追蹤器的誤差信號方差。

圖14示出根據本發明一實施例的來自相位追蹤器的相位估計值。

圖15示出根據本發明一實施例的等化器輸出、Horwitz相位追蹤器輸出、和相位追蹤器輸出在複數個輸入信噪比(“SNR”)下的誤碼率(“SER”)比較。

圖16示出根據本發明一實施例的等化器輸出、Horwitz相位追蹤器輸出、和相位追蹤器輸出在複數個輸入SNR下的SER比較。

圖17示出根據本發明一實施例的等化器輸出、Horwitz相位追蹤器輸出、和相位追蹤器輸出在複數個輸入SNR下的SER比較。

圖18示出產生相位估計值的過程。

圖19示出用於實現圖10的相位追蹤器的設備。

圖20示出包括一個或多個圖19的設備的通信系統。