CN102065044A - 用于在8vsb的接收机中追踪相位的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明诸实施例涉及用于在使用多种相位跟踪技术的接收机中跟踪相位的系统和方法。相位跟踪模块产生关于所接收的8电平残余边带(“8VSB”)信号的多个码元判定，基于均方误差确定相位跟踪阈值，基于码元判定接收传输信号的所估计虚部，以及基于传输信号的虚部和多个码元判定确定相位估计值。相位跟踪模块基于相位估计值选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一。当相位估计值大于相位跟踪阈值时选择第一相位跟踪技术，而当相位估计小于相位跟踪阈值时选择第二相位跟踪技术。

Description

用于在8VSB的接收机中追踪相位的方法和系统

背景技术

本发明涉及在残余边带(“VSB”)接收机中追踪相位。ATSC数字电视(“DTV”)地面传输标准在1996年被采用。从那时候起，接收机发展了好几代，它们都努力去改进上一代接收机的接收性能。

在ATSC DTV传输系统中，数据通过如图1所示的帧10传输。每个帧包括两个字段15和20；每个字段包括313个片段；并且每个片段包括832个码元，因此总共每个字段有260416个码元。每个片段中的前四个码元为具有序列[+5，-5，-5，+5]的片段同步码元25。

每个字段中的第一片段为如图2所示的字段同步片段30。字段同步片段30包括片段同步码元35、511码元伪噪声(“PN511”)序列40、63码元伪噪声(“PN63”)序列45、第二PN63序列50、以及第三PN63序列55，其后是表明传输模式是8VSB的24个码元60。在交替字段中，三个PN63序列是相同的。在剩余字段中，第一和第三PN63序列是相同的，而第二PN63序列是相反的。不管在哪种情况下，接收机预先知道片段的前728个码元，并可被用于均衡器训练。在前728个码元之后是包括模式和预留字段的92个码元65。所有码元来自集合{+5-5}。该片段的最后12个码元70是来自集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}的预编码码元，并且是前一数据字段的最后12个码元的副本。

如图3所示，该字段的相继312个片段称为数据片段75，并且包括在四个片段同步码元35之后的828个网格编码码元80。这些网格编码码元80通过例如12相位网格编码器编码，该编码器从集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}中产生8电平码元。

图4示出了VSB发射机100。在发射机100中，数据在随机数发生器105中随机产生，Reed-Solomon(里德-所罗门)字节在Reed-Solomon编码器110中合理编码，然后在交织器115中进行字节交织。数据通过12相位网格编码器120进行网格编码。帧格式器125在适当的时间将片段同步码元和字段同步码元添加到网格编码数据中以创建图1的数据帧结构。导频载波模块130随后将一固定DC电平添加给每个码元。

调制器135合并根升余弦脉冲整形(在下面描述)并且调制该信号作为具有10.76MHz码元率的8VSB信号用于RF传输。8VSB信号与通常所用的例如正交调幅(“QAM”)的线性调制方法调幅的不同之处在于，8VSB码元为实但是具有复脉冲波形，并且只有脉冲的实部具有Nyquist(尼奎斯特)形。

图5是8VSB接收机200的示意图。在同步和定时恢复模块215中定时和同步恢复之前，调谐器205和解调器210将RF信号解调至基带。数据随后在匹配滤波器220中匹配滤波，在均衡器225中均衡，并经相位跟踪模块230、网格解码器235、解交织器240、Reed-Solomon解码器245、以及解随机数发生器250发送。在VSB信号的下变频处理期间，调谐器205将相位噪声添加到信号，其影响匹配滤波器220的输入。在设计优良的锁频锁相环(“FPLL”)载波恢复系统中，接收机200除了能移除由调谐器205引入的大部分相位噪声外还能锁定于输入频率。然而，在FPLL带宽之外的相位噪声传递给了VSB接收机200中的其余元件。

发射机100和接收机200之间的信道以其基带等效形式被观察，来精确地描述相位追踪器230的输入端上的信号。基带信号模型假设在同步和定时恢复模块215中载波频率和码元时钟频率得到恢复。传输信号具有根升余弦谱，且标称带宽为5.38MHz，并且有以四分之一码元率(即，2.69MHz)为中心的11.5％额外带宽。因此，传输脉冲波形q(t)是复数并且由方程1给出。

$q\left(t\right)=e^{\mathrm{j\π}{F}_{s}t/2}{q}_{\mathrm{RRC}}\left(t\right)$ 方程1

其中F_S是码元频率，而q_RRC(t)是有11.5％信道额外带宽的实平方根升余弦脉冲。脉冲q(t)被称为“复根升余弦脉冲”。对于8VSB系统，因为q(t)是共轭对称的，所以传输脉冲波形q(t)与接收匹配滤波器脉冲波形q^*(-t)是相同的。因此，称为“复升余弦脉冲”的根升余弦脉冲p(t)由方程2给出。

p(t)＝q(t)*q^*(-t)           方程2

其中^*表示卷积，^*表示复共轭。

数据率为1/T码元/秒的传输基带信号在方程3中表示。

$z\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)q(t-\mathrm{nT})$ 方程3

其中

是传输数据序列，其是在实8阵列字母表A中取值的离散8阵列序列。在发射机100和接收机200之间的物理信道被表示为c(t)，并利用方程4进行数学模拟。

$c\left(t\right)=\underset{n={-L}_{\mathrm{ha}}}{\overset{L_{\mathrm{hc}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_n\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_n)$ 方程4

其中

L_ha和L_hc分别是反因果和因果多径分量的最大数量，τ_n是多径延迟，而δ(t)是狄拉克δ(Dirac delta)函数。

因为匹配滤波器220是相对短持续时间滤波器，所以相位噪声θ(t)对于整个滤波器都假设为近似常数。因此，以码元率采样的匹配滤波器的输出可以用方程5的表达式近似。

$r_{\mathrm{mf}}\left(k\right)\≈e^{\mathrm{i\θ}\left(k\right)}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}s\left(n\right)h(k-n)+n\left(k\right)$ 方程5

其中全部信道脉冲响应由以下方程6给出：

$h\left(k\right)=p\left(t\right)*c\left(t\right){|}_{t=\mathrm{KT}}=\underset{n=-L_{\mathrm{ha}}}{\overset{L_{\mathrm{hc}}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{n}p(t-{\mathrm{\τ}}_n){|}_{t=\mathrm{KT}}$ 方程6

并且在匹配滤波器后的复噪声项由以下方程7给出：

n(k)＝(η(t)e^iθ(t))*q^*(-t)|_t＝KT     方程7

其中η(t)是零均值白高斯噪声过程，且每个实部和虚部的谱密度为

匹配滤波器输出的实部而后被输入到实均衡器225。在均衡器脉冲响应(即，

其中2M+1是均衡滤波器g_EQ(k)的长度)的持续时间内，相位噪声被假设为相对恒定，并且假设均衡器225从信道中有效地消除了码间干扰(“ISI”)，这导致

Re{c(k)*p(k)*g_eq(k)}＝δ(k)方程8

因此，均衡器输出x_R(k)可表示为

x_R(k)＝Re{e^iθ(k)(s(k)+iH′{s(k)})}+n′_R(k)

＝cos(θ(k))s(k)-sin(θ(k))v(k)+n′_R(k)     方程9

其中

v(k)＝H′{s(k)}           方程10

并且

n′_R(k)＝Re{n(k)}*g_eq(k)  方程11

H′{}在这里称为pseudo-Hilbert(伪希尔伯特)变换，并且是在方程2中定义的升余弦脉冲的虚部。因此，利用pseudo-Hilbert变换，产生均衡器输出的虚部H′{}，如下面的方程12所示。

x_I(k)≡H′{x_R(k)}

＝H′{cos(θ(k))s(k)}-H′{sin(θ(k))H′{s(k)}}+H′{n′_R(k)}方程12

≈cos(θ(k))v(k)+sin(θ(k))s(k)+H′{n′_R(k)}

其中再一次假设相位噪声在短持续时间滤波器之内相对恒定，从而使得cos(θ(k))和sin(θ(k))为乘法常数。希尔伯特变换的一个重要特性是H{H{x(k)}}＝-x(k)。尽管对pseudo-Hilbert变换而言不是严格地准确，但应注意到pseudo-Hilbert变换近似地保留了这个特性，H′{H′{x(k)}}≈-x(k)。相位跟踪器的输入随后由以下的方程13表示。

x(k)≡x_k(k)+ix_I(k)≈e^iθ(k)[s(k)+iv(k)]+n′_R(k)+iH′{n′_R(k)}  方程13

图6是用于正交调幅(“QAM”)的判定引导(“DD”)相位跟踪回路300的示意图。所有显示的指数涉及码元率。复输入x(k)305通过当前的相位估计

310消旋。所得的消旋信号y(k)315被输入到判定设备320(例如，限幅器)和误差发生器325。误差发生器325利用消旋信号y(k)315和复码元判定

330产生瞬时误差估计值e(k)335。该瞬时误差估计值335在低通滤波器340中低通滤波以产生相位估计值310。随后查寻表(“LUT”)被用来计算e^-iθ(k)以便消旋所接收的信号。

误差发生器325性能的一种度量是S形曲线。该S形曲线被定义为用于实际相位噪声和相位估计值之间的差值

的定值的误差信号的期望值。也就是，

S(ψ)＝E{e(k)|ψ}       方程14

误差发生器325性能的另一种度量是方差。好的误差发生器的S形曲线在原点周围是线性的并且有低的方差。因此，对于无偏误差发生器，瞬时误差估计值用方程15表示。

$e\left(k\right)=S(\mathrm{\θ}\left(k\right)-\widehat{\mathrm{\θ}}\left(k\right))+N\left(k\right)\≈A(\mathrm{\θ}\left(k\right)-\widehat{\mathrm{\θ}}\left(k\right))+N\left(k\right)$ 方程15

其中A是S形曲线在原点周围的斜率。S-曲线和斜率A通过实验得到。相位跟踪回路300的带宽使用方程16计算。

$B_L=\frac{1}{T}\·\frac{\mathrm{\γA}}{2(2-\mathrm{\γA})}$ 方程16

因此，有了已知的误差发生器325的S形曲线斜率，就使用回路滤波器的参数γ调整相位跟踪回路的带宽，并基于所用的调谐器205的规格改变该带宽。

发明内容

在一个实施例中，本发明提供一种在残余边带接收机中跟踪相位的方法。接收机被配置成接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号。该方法包括在解调器中解调所接收的无线频率信号以生成编码码元和未编码码元，以及在解码器中解码编码码元以生成相应的解码码元。该方法还包括产生有关接收到的无线频率信号的多个码元判定；基于均方误差确定相位跟踪阈值；基于码元判定估计传输信号的虚部；以及基于传输信号的虚部和多个码元判定确定相位估计值。当相位估计值大于相位跟踪阈值时选择第一相位跟踪技术，而当相位估计值小于相位跟踪阈值时选择第二相位跟踪技术。

在另一个实施例中，本发明提供一种在残余边带接收机中跟踪相位的方法。接收机被配置成接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号。该方法包括在解调器中解调所接收的无线频率信号以生成编码码元和未编码码元，以及产生有关接收无线频率信号的多个码元判定。该方法还包括基于均方误差确定相位跟踪阈值；基于码元判定估计传输信号的虚部；以及在相位跟踪模块中，当相位估计值越过相位跟踪阈值时从第一相位跟踪技术切换到第二相位跟踪技术。

在又一个实施例中，本发明提供一种用于跟踪相位的系统。该系统被配置成接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号。该系统还包括解调器、解码器、以及相位跟踪模块等等。解调器解调所接收的无线频率信号以生成编码码元和未编码码元。解码器解码编码码元以生成相应的解码码元。相位跟踪模块接收有关接收无线频率信号的多个码元判定，基于均方误差确定相位跟踪阈值，接收基于码元判定估计的传输信号虚部，以及基于传输信号虚部和多个码元判定确定相位估计值。相位跟踪模块基于相位估计值选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一。当相位估计值大于相位跟踪阈值时选择第一相位跟踪技术，而当相位估计值小于相位跟踪阈值时选择第二相位跟踪技术。

结合详细描述和附图，本发明的其他方面将变得显而易见。

附图说明

图1示出8残余边带(“8VSB”)数据帧。

图2示出字段同步片段。

图3示出数据片段。

图4示出数字数据发射机。

图5示出数字数据接收机。

图6是判定引导正交调幅(“QAM”)载波相位恢复回路的示意图。

图7是8VSB接收机中的相位跟踪回路的示意图。

图8示出提供给相位跟踪模块的均衡器输出。

图9是根据本发明一实施例的相位跟踪回路的示意图。

图10示出Horwitz(豪维兹)相位跟踪器S形曲线。

图11示出Horwitz相位跟踪器的误差信号方差。

图12示出根据本发明一实施例的相位跟踪器的相位跟踪器S形曲线。

图13示出根据本发明一实施例的相位跟踪器的误差信号方差。

图14示出根据本发明一实施例的来自相位跟踪器的相位估计值。

图15示出根据本发明一实施例的均衡器输出、Horwitz相位跟踪器输出、和相位跟踪器输出在多个输入信噪比(“SNR”)下的误码率(“SER”)比较。

图16示出根据本发明一实施例的均衡器输出、Horwitz相位跟踪器输出、和相位跟踪器输出在多个输入SNR下的SER比较。

图17示出根据本发明一实施例的均衡器输出、Horwitz相位跟踪器输出、和相位跟踪器输出在多个输入SNR下的SER比较。

图18示出产生相位估计值的过程。

图19示出用于实现图10的相位跟踪器的设备。

图20示出包括一个或多个图19的设备的通信系统。

具体实施方式

在详细说明本发明的任何实施例之前，应该理解本发明在其应用中不限于结构细节并且元件的排列在下面的描述中阐述或下面的附图中例示。本发明具有其他实施例，并且能用各种方法实施或执行。

在此本发明的实施例描述了在诸如8VSB接收机的残余边带(“VSB”)接收机中跟踪相位的系统和方法。从数字数据发射机发送到数字数据接收机的信号(即，传输信号)包括实部和虚部。当传输信号被接收时，相位噪声通过接收机中的调谐器等引入。载波恢复算法(诸如锁频锁相回路(“FPLL”)载波恢复算法)能消除由调谐器引入的大部分相位噪声。然而，残留的在FPLL带宽之外的相位噪声传播到接收机的其他部件中。相位跟踪模块连接至均衡器的输出端以消除残留相位噪声。VSB接收机的相位跟踪器，诸如那些使用Horwitz架构的相位跟踪器(在下面更详细地描述)，仅能在特定信号条件下(例如，高信噪比(“SNR”))跟踪残留相位噪声。事实上，当SNR低时，Horwitz相位跟踪架构实际上降低接收机的整体性能。

诸如Horwitz相位跟踪器的VSB相位跟踪器仅利用传输信号的实部来跟踪相位噪声。根据本发明的实施例，VSB相位跟踪器被建模为判定引导(“DD”)正交调幅(“QAM”)相位跟踪器，其利用传输信号的实部和虚部两者使相位跟踪器能够在低SNR条件期间跟踪相位噪声。因而，如果在接收机中确定了传输信号的虚部，则QAM相位跟踪器和Horwitz相位跟踪器的结合能有效地跟踪均衡器输出端上的相位。实数均衡器的输出和相位跟踪器的复输入参照方程9和13进行了描述。

图7示出相位跟踪架构600，在本文中称为Horwitz相位跟踪器、Horwitz相位跟踪技术、或者Horwitz相位跟踪架构。尽管已开发了用于计算e(k)的不同误差发生器，但Horwitz相位跟踪结构600在本领域中仍然流行。复滤波器的输出p(k)605是乘法器610的复输入x_R(k)+x_I(k)，该复滤波器的输出有2K+1个抽头，因此有K+1个码元的延迟。复输入具有有参考‘码元’s(k)+i*v(k)，并由相位估计值

615消旋。复消旋数据y(k)＝y_R(k)+iy_I(k)620随后被输入到Horwitz误差发生器625，而消旋数据的实部620A被输入到零延迟判定设备630A。判定设备630A将实码元的估计值

635提供给误差发生器625。误差发生器625计算相位误差的估计值e(k)640。相位误差估计值640随后在低通滤波器645中进行低通滤波以形成相位估计值615。该相位估计值被输入到LUT中，该LUT输出e^-iθ(k)以消旋输入信号x(k)。

相位是基于正交分量y_I(k)，使用一系列查寻表(“LUT”)以及同相分量和相应码元判定之间的差值来计算的。正交分量除了为大y_I(k)缩放误差信号之外，还用于确定误差信号的符号。利用方程17确定Horwitz误差信号。

α₁＝LUT₁{y_I(k)}

${\mathrm{\α}}_2={\mathrm{LUT}}_2\{\hat{d},y_R\left(k\right)\}$ 方程17

e(k)＝LUT₃{α₁，α₂}

其中LUT1，LUT2和LUT3是不同的查寻表。LUT2是同相分量和判定

两者的函数，而LUT3是LUT1和LUT2的输出的函数。利用方程17确定的Horwitz误差信号在确定判定误差时是稳健的，但是在低信噪比(“SNR”)的瞬时误差估计中呈现了高方差。

图7的Horwitz相位跟踪架构(如同8VSB信号的其他相位跟踪架构)没有使用有关传输信号虚部的信息，该信息在可靠码元判定可用的情况下是可知的。因此，Horwitz相位跟踪架构没有利用与能在接收机中确定的传输信号有关的所有信息。

本发明的一个实施例利用来自判定设备630B的码元判定和传输信号的虚部之间的关系来跟踪接收机中传输信号的相位，尽管传输信号的虚部不是离散码元集合的一部分并且不包含数据信息。例如，在下面的方程18中给出了匹配滤波器在理想信道(例如没有多径信号和噪声的信道)中的输出。

方程18

如果判定设备630B能产生可靠的码元判定，则能够计算出所传输VSB信号的虚部的估计值v(k)(或延迟版，v(k-K))(见图8)并将其传递给相位跟踪器。

如前面方程13中所示，接收信号x(k)中的相位包括三个分量：(1)由调谐器引入的相位噪声θ(k)；(2)传输信号的相位；以及(3)来自噪声项的相位。因为传输相位是均值为零的随机变量并利用低通滤波器进行了平均，所以之前的相位跟踪结构认为传输相位是未知的。然而，如果可靠判定是可用的，则能计算出传输信号的虚部。在图9中示为635(即判定设备630C的输出)和705的复传输码元

被输入到误差发生器805。此外，因为利用同一滤波器产生x_I(k)和

所以相应的滤波器延迟是相同的，并且不需要额外延迟。

在一个实施例中，相位跟踪系统被建模为具有有噪声复输入信号x(k)＝xR(k)+ixI(k)和码元判定的DD QAM载波相位跟踪系统。为了跟踪如图6所示的闭环系统中的相位，更新相位估计值，并且在下面的方程19中给出了瞬时误差：

$e\left(k\right)=\mathrm{Im}\{\hat{c}*\left(k\right)x\left(k\right)e^{-i\widehat{\mathrm{\θ}}\left(k\right)}\}=y_I\left(k\right)\hat{d}\left(k\right)-y_R\left(k\right)\hat{v}\left(k\right)$ 方程19

其中y(k)＝yR(k)+iyI(k)是旋转信号620。方程19中的误差信号被导出以用于DD QAM载波相位跟踪系统(不是VSB系统)。然而，VSB相位跟踪器用以下方式侵害QAM系统：(1)传输码元的实部和虚部不是独立的(即，虚部通过pseudo-Hilbert变换与实部相关)；(2)噪声项n′_R(k)+i*H′{n′_R(k)}不是白噪声；以及(3)附加噪声的实部和虚部通过pseudo-Hilbert变换相关。尽管违反了用于DD QAM载波相位跟踪系统的这些假设，但是测试显示这些假设没有降低VSB相位跟踪器的性能。

如图8所示，计算传输信号的虚部的估计值来用于方程19中。如下面的方程20所示，传输信号的虚部的估计值

705基于均衡器码元判定

710。

$\hat{v}(k-K)=\underset{m=0}{\overset{2K}{\mathrm{\Σ}}}\hat{s}(k-m)p_I\left(m\right)$ 方程20

其中升余弦脉冲的虚部有2K+1个抽头。当判定设备是Viterbi(维特比)解码器时，如果码元还没有用尽其回溯深度，则可更新先前的码元判定。结果，方程21的符号被使用。

${\hat{s}}_{0:2K}\left(k\right)=[\hat{s}(k-2K),....\hat{s}(k-1),\hat{s}\left(k\right)]$ 方程21

对于判定

而言在向量

和中也可能是不同的，m＝k-2K+1，...，k。结果，如方程22所示，

705被表示成来自于判定设备的最近的2K+1码元判定与升余弦脉冲p_I 720的虚部之间的点积715。

$\hat{v}(k-K)=<{\hat{s}}_{0:2K}\left(k\right),p_I>$ 方程22

方程17中给出的Horwitz误差发生器对于判定误差以及具有大的峰-峰波动和低均方误差(“MSE”)的相位噪声是稳健的。然而，Horwitz架构在MSE是高的(即低SNR)情形下没有充分跟踪相位噪声。在图6架构的上下文中，方程19中所示的DD QAM相位瞬时误差发生器在高MSE条件期间是有效的，但是在相位噪声θ(k)呈现大的峰-峰波动时是无效的。不良性能主要是由于来自Viterbi解码器的大量不正确的码元判定输出。如果相位噪声大，则即使慢慢地旋转，码元星座也已经被旋转从而码元判定不可靠。

同样地，以上相位跟踪技术彼此互补(即，在其它技术表现不好的情况下每种技术表现良好)。根据本发明一实施例，相位跟踪器(诸如图9中所示的相位跟踪器800)利用图6的一般架构来组合的两个技术。尽管本发明主要参照Horwitz和QAM相位跟踪技术进行描述，但其他相位跟踪技术也能用于代替Horwitz误差发生器，或者与Horwitz误差发生器和QAM技术组合。

误差发生器805利用相位跟踪阈值θ_s确定相位噪声是否是大的。相位跟踪阈值θ_s基于来自先前MSE采样

810的MSE估计值。取决于该MSE，从一组可能值中选择一个相位跟踪阈值θ_s，其中θ_s为了减小MSE而减小。MSE产生的方式类似于在2007年7月11提交的题为“用于在8VSB的LMS自适应均衡器中进行信道跟踪的方法”(Method for Channel Tracking in an LMS Adaptive Equalizer for 8VSB)，的美国专利申请No.11/687,909中所描述的方式，其全部内容通过引用合并于此。如果相位估计值大于相位跟踪阈值，则使用方程17中的Horwitz误差发生器。否则，使用方程19中的QAM误差发生器。

如下所述，利用S形曲线和方差针对已知信号条件估计Horwitz和QAM相位跟踪器的性能。VSB码元与复根升余弦脉冲卷积，并与白高斯噪声相加以产生17分贝(“dB”)的信噪比，其然后与匹配滤波器(在前面描述的)卷积。复匹配滤波器输出在输出的实部被提取之前旋转一恒定相位角。该信号被输入到在作出完美码元判定的判定设备中所使用的pseudo-Hilbet变换。10万个误差估计值的均值和方差用来生成图10-13所示曲线中的每个数据点。

如图10和12中分别所见的，Horwitz相位跟踪器的S形曲线900和QAM相位跟踪器的S形曲线905均在原点周围出现了线性斜率。然而，QAM技术的方差910显著低于Horwitz的方差915(分别参见图13和11)。例如，在所示实施例中，对于0平方度的相位偏移量Horwitz的方差915约为25平方度，对于0平方度的相位偏移量QAM技术的方差910约为11.5平方度。

图14示出QAM相位跟踪技术以及QAM与Horwitz相位跟踪技术组合的相位估计。当相位估计值约在8平方度以下时，QAM相位跟踪技术工作良好。然而，当相位估计值大于8平方度时，QAM相位跟踪技术不能跟踪相位。当相位估计大于8平方度时，图9的相位跟踪回路从QAM相位跟踪技术切换到Horwitz相位跟踪技术，并且Horwitz相位跟踪技术能够跟踪接收信号的相位。

图15和16示出用于重载多径信道的针对均衡器的输出、Horwitz相位跟踪器的输出、以及Horwitz与QAM相位跟踪器组合的输出的输入SNR与误码率(“SER”)的关系曲线图925和930。比较两个调谐器：(1)“好”调谐器在来自载波的20kHz处产生功率为-92dBc的相位噪声；以及(2)“坏”调谐器在来自载波的20kHz处产生功率为-84dBc的相位噪声。针对“好”和“坏”调谐器，分别设置载波恢复回路带宽为6kHz和25kHz。

测试显示，要提供来自Reed Solomon解码器的不大于0.0002(即，接收到的不正确分组的数量与接收到分组总数量的比值)的分组错误率(“PER”)，来自相位跟踪器的SER应该大约小于0.006(即，所接收不正确码元的数量与所接收码元总数量的比值)。为了分析两个相位跟踪器的性能，在(1)相位跟踪回路的输入端为达到Horwitz相位跟踪技术的目标SER所需的SNR，以及(2)相位跟踪回路的输入端为达到Horwitz与QAM相位跟踪器的组合的目标SER所需的SNR之间进行比较。

图15示出“好”调谐器的输入SNR和SER之间的关系925。为了达到给定的SER，需要相应的SNR。例如，为了达到0.004的SER，均衡器的输出需要18.12分贝(“dB”)的输入SNR。仅利用Horwitz相位跟踪器，为了达到0.004的SER需要约18.12分贝的输入SNR。然而，利用QAM和Horwitz相位跟踪器的组合，在相位跟踪模块的输出中达到0.004误码率则仅需要18.12分贝的输入SNR。本领域技术人员将会意识到所需输入SNR之间的不同(尽管很小)代表了接收机性能的实质改进。

图16表示“坏”调谐器的类似关系930。例如，为了达到均衡器输出中0.008的SER，需要约19.8dBs的输入SNR。当仅仅使用Horwitz相位跟踪器时，为了达到相位跟踪模块输出中相同的SER，需要约19.75dBs的输入SNR。然而，使用QAM与Horwitz相位跟踪器的组合，为了达到相同的SER仅仅需要19.54dBs的输入SNR。

图17示出加性白高斯噪声信道(AWGN，即无多径的信道)和“好”调谐器的与以上参照图15和16所述的类似的那些关系935。与图15相似地，Horwitz相位跟踪器(类似许多8VSB相位跟踪器)实际上降低了均衡器的性能，并且需要大的输入SNR来达到相同的SER。例如，Horwitz相位跟踪器需要15.35dBs的输入SNR来达到0.005的SER。然而，QAM与Horwitz相位跟踪器的组合需要约15.17dBs的输入SNR来达到相同的SER。

图18示出用于产生相位估计值的过程1000。多个信号被输入到误差发生器(步骤1005)。这些输入信号包括复消旋接收信号的实部和虚部、基于复消旋接收信号的实部的多个码元判定、传输信号的估计虚部、来自相位跟踪回路的先前迭代的相位跟踪器MSE、以及当前的相位估计值。将MSE与一组MSE值作比较(步骤1010)。基于MSE更新相位噪声阈值(步骤1015)。将相位估计值与相位噪声阈值进行比较(步骤1025)以确定使用哪一个相位跟踪器。如果相位估计值大于相位噪声阈值，则选择Horwitz相位跟踪器(步骤1030)。如果相位估计值不大于相位噪声阈值，则使用QAM相位跟踪器(步骤1035)。在选定了相位跟踪器之后，更新相位估计值。为了更新相位估计值，将先前的相位跟踪器MSE与稳态MES进行比较(步骤1040)。如果字段同步片段等于1，并且先前的MSE大于稳态MSE，则将新的相位估计值设置为零(步骤1045)。否则，使用具有参数γ的简单积分器来更新相位估计值(步骤1050)。然后将新相位估计值输出(步骤1055)，并在相位跟踪回路的下一个迭代期间使用。

图19示出根据本发明一实施例的数字通信设备1100。该设备1100可用于实现图9所示的相位跟踪回路800。设备1100部分或全部地在半导体(例如，FPGA)芯片上完成，诸如通过寄存器传输级(“RTL”)设计过程开发的芯片。所示设备1100包括接收机模块1105，以及提供额外功能(例如，显示功能)的任选硬件和/或软件模块1110。在其他实施例中，设备1100包括更多或更少的模块。例如，在与设备1100通过接口相连的其他设备上实现特定所述模块(例如，接收机模块1105与结合在独立设备中的显示模块通过接口相连)。

接收机模块1105包括解调器1115、解码器1120、均衡器1125、以及相位跟踪模块1130。在一些实施例中，接收模块1105包括一个或多个附加模块，诸如举例而言，调谐器、同步和定时恢复模块、匹配滤波器、相位跟踪器、解交织器、第二解码器、限幅器、和/或解随机数发生器。均衡器1125还包括判定设备630C和虚部发生器1135等。如上所述，判定设备630C产生有关传输信号的多个码元判定，并且将码元判定提供给相位跟踪模块1130中的误差发生器805。如以上参照图8和图9所述，虚部发生器1135产生传输信号的虚部。

相位跟踪模块1130包括误差发生器805和相位跟踪器切换模块1140。如果先前的相位估计值大于相位跟踪阈值θ_s，则相位跟踪器切换模块1140将相位跟踪模块1130的操作从QAM技术切换到Hotwitz。此外，如果先前相位估计值小于或越过相位跟踪阈值θ_s，则相位跟踪器切换模块1140从Hotwitz切换到QAM技术。在一些实施例中，相位跟踪切换模块1140在三种或更多种相位跟踪技术之间切换。

设备1100被实现为从发射机1205接收射频信号的各种设备中的任何一种设备，诸如图20中的通信系统1200中所示的那些设备。例如，设备1100可被结合到电视机1210、智能电话1215、个人电脑(“PC”)1220(或PC适配器卡)、一根或多根家用天线1225、平板PC 1230、膝上型计算机1235、个人数字助理(“PDA”)1240、或服务器1245中。此外或可选地，将设备1100结合到接收机(例如，数字通信接收机)、调谐器、机顶盒、DVD解码器、HDTV解码器、或类似的连接到图20中所示的一个或多个设备1210-1245的设备中。

尽管本发明参照数字电视信号的处理(例如，接收)进行描述，但是本发明也可结合其他类型的数字信号实现。类似地，虽然本发明的实施例参照8VSB RF调制格式进行描述，但是本发明也可结合其他调制格式实现，诸如包括编码信息和先验信息的调制格式。

因此，本发明还提供一种用于在选择性地使用多个相位跟踪器的接收机中跟踪相位的系统和方法。第一相位跟踪器确定传输信号的虚部以便于产生相位估计值。当相位估计值越过相位跟踪阈值时，接收机在第一相位跟踪器和第二相位跟踪器之间切换。在下面的权利要求中阐明了本发明的各种特征和优点。

Claims (29)

1.一种在数字接收机中跟踪相位的方法，所述接收机被配置为接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号，所述方法包括：

在解调器中解调所接收的无线频率信号以产生所述编码码元和所述未编码码元；

在解码器中解码所述编码码元以产生相应的解码码元；

产生有关所接收的无线频率信号的多个码元判定；

基于均方误差确定相位跟踪阈值；

基于所述多个码元判定估计传输信号的虚部；

基于所述传输信号的虚部和所述多个码元判定确定相位估计值；

在相位跟踪模块中，选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一，

其中当所述相位估计值大于所述相位跟踪阈值时选择所述第一相位跟踪技术，而当所述相位估计值小于所述相位跟踪阈值时选择所述第二相位跟踪技术；以及

利用所选的相位跟踪技术跟踪相位。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二相位跟踪技术是正交调幅相位跟踪技术。

3.如权利要求1所述的方法，进一步包括在误差发生器处，接收所计算的均方误差、所述传输信号的所估计的虚部、所述多个码元判定、复消旋接收信号和所述相位估计值。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述解码器是Viterbi解码器。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二相位跟踪技术是判定引导相位跟踪技术。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传输信号的虚部取决于所述传输信号的实部。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传输信号的虚部的均值为零。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述无线频率信号是8电平残余边带(“8VSB”)调制信号。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一相位跟踪技术是Horwitz相位跟踪技术。

10.一种在数字接收机中跟踪相位的方法，所述接收机被配置为接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号，所述方法包括：

在解调器中解调所接收的无线频率信号以产生所述编码码元和所述未编码码元；

产生有关所接收的无线频率信号的多个码元判定；

基于均方误差确定相位跟踪阈值；

基于所述多个码元判定估计传输信号的虚部；以及

在相位跟踪模块中，当相位估计值越过所述相位跟踪阈值时从第一相位跟踪技术切换到第二相位跟踪技术。

11.如权利要求10所述的方法，进一步包括基于所述传输信号的虚部和所述多个码元判定计算所述相位估计值。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，当所述相位估计值大于所述相位跟踪阈值时使用所述第一相位跟踪技术，而当所述相位估计值小于所述相位跟踪阈值时使用所述第二相位跟踪技术。

13.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第二相位跟踪技术是正交调幅相位跟踪技术。

14.如权利要求10所述的方法，其特征在于，使用Viterbi解码器解码所述编码码元。

15.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第二相位跟踪技术是判定引导相位跟踪技术。

16.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述传输信号的虚部取决于所述传输信号的实部。

17.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述传输信号的虚部的均值为零。

18.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述无线频率信号是8电平残余边带(“8VSB”)调制信号。

19.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述第一相位跟踪技术是Horwitz相位跟踪技术。

20.一种用于跟踪相位的系统，所述系统被配置为接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的无线频率信号，所述系统包括：

解调器，其被配置成解调所接收的无线频率信号以产生所述编码码元和所述未编码码元；

解码器，其被配置成解码所述编码码元以产生相应的解码码元；以及

相位跟踪模块，其被配置成

接收有关所接收的无线频率信号的多个码元判定，

基于所述解码码元的均方误差确定相位跟踪阈值，

基于所述多个码元判定接收传输信号的所估计虚部，

基于所述传输信号的所估计虚部和所述多个码元判定确定相位估计值；以及

选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一，

其中，当所述相位估计值大于所述相位跟踪阈值时选择所述第一相位跟踪技术，而当所述相位估计值小于所述相位跟踪阈值时选择所述第二相位跟踪技术。

21.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述传输信号的所估计虚部的均值为零。

22.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述传输信号的所估计虚部取决于所述传输信号的实部。

23.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述解码器是Viterbi解码器。

24.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述相位跟踪模块包括误差发生器，所述误差发生器被配置成接收所述均方误差、所述传输信号的所估计虚部、所述多个码元判定、复数消旋接收信号、和所述相位估计值。

25.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述无线频率信号是8电平残余边带(“8VSB”)调制信号。

26.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述第一相位跟踪技术是Horwitz相位跟踪技术。

27.一种被配置成处理数字电视信号的设备，所述设备包括：

接收机，包括解调器、解码器、均衡器、和相位跟踪器；

所述接收机被配置为接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的8电平残余边带(“8VSB”)信号，

所述解调器被配置为解调所述8VSB信号以产生所述编码码元和所述未编码码元；

所述解码器被配置为解码所述编码码元以产生相应的解码码元；以及

所述相位跟踪器被配置为

接收有关所接收的无线频率信号的多个码元判定，

基于所述解码码元的均方误差确定相位跟踪阈值，

基于所述多个码元判定接收传输信号的所估计虚部，

基于所述传输信号的所估计虚部和所述多个码元判定确定相位估计值；以及

选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一，

其中，当所述相位估计值大于所述相位跟踪阈值时选择所述第一相位跟踪技术，而当所述相位估计值小于所述相位跟踪阈值时选择所述第二相位跟踪技术。

28.如权利要求27所述的设备，其特征在于，所述设备是调谐器、电视机、PC适配器卡、机顶盒、DVD解码器、HDTV解码器、电话机或手持设备。

29.一种在被配置为接收用包括编码码元和未编码码元的数据调制的8电平残余边带(“8VSB”)信号的数字接收机中跟踪相位的方法，所述方法包括：

在解调器中解调所接收的8VSB信号以产生所述编码码元和所述未编码码元；

在解码器中解码所述编码码元以产生相应的解码码元；

产生有关所接收的8VSB信号的多个码元判定；

基于均方误差确定相位跟踪阈值；

基于所述多个码元判定估计传输信号的虚部；

基于所述传输信号的虚部和所述多个码元判定确定相位估计值；

在相位跟踪模块中，选择第一相位跟踪技术和第二相位跟踪技术之一，

其中，当所述相位估计值大于所述相位跟踪阈值时选择所述第一相位跟踪技术，而当所述相位估计值小于所述相位跟踪阈值时选择所述第二相位跟踪技术；以及

利用所选的相位跟踪技术跟踪相位。

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