CN103039009B - 用于补偿和识别串音的设备和方法 - Google Patents

Abstract

为能够补偿其中线束的芯线对不相互耦合的远端串音FEXT，用于在通信系统中补偿(90)和识别干扰信号的设备具有至少一个在滞后元件(94、94’和95、95’)后设置的补偿电路(10)、干扰特征量确定装置和与其连接的补偿控制器(98)，其控制自适应滤波器的滤波器系数(h[0]，…，h[L-1])的调整和补偿信号源，其中该自适应滤波器构造为数字补偿滤波器(KFT)，其具有各通过一个具有延迟时间T的第一延迟元件(T)在时间上分开设置的滤波器系数(h[0]，...，h[L-1])和具有可调整的附加的延迟时间τ，并且其中附加延迟时间τ的调整与滤波器系数(h[0]，...，h[L-1])的调整一起进行。本发明属于用于确定和补偿通信系统中的干扰信号的设备和方法的领域，特别用于补偿远端串音FEXT和/或NEXT。

Description

用于补偿和识别串音的设备和方法

技术领域

本发明涉及用于补偿和识别串音的设备。此外本发明涉及用于补偿和识别串音的方法。

背景技术

在通过多对电缆传输时对于当今的有线连接的通信系统的重要损害之一是芯线对之间的串音。通过减小串音能够提高传输范围、数据传输率或者稳定性(或者所有这三者的组合的折衷)。

原理上可以通过用较好的电缆(具有减小的串音特性)更换已经布设的电缆减小串音。在LAN(局域网)范围内该方法是通常的，例如当把100Mbit/s升级到1Gbit/s时。然而在本地网(“最后一英里”)中更换本地接入电缆是不经济的。

在后一种情况下更经济的是使用补偿串音的方法和设备。基本上存在两种基本上不同类型的串音需要补偿。

长久以来，就已知用于解决串话特别是近端和/或远端串音(Near或者FarEnd Cross Talk，NEXT或者FEXT)的问题的方法和设备。第一种可能性是在收发器中补偿串音。该方法在1995年就已经在专业杂志IEEE Journal onSelected Areas in Communications,1995,vol.13,pp.1643-1655，Im,G.-H.和Werner,J.-J.的论文“Bandwidth-Efficient Digital Transmission over UnshieldedTwisted-Pair Wiring”中提出，并且例如还在当今的千兆位以太网收发器中使用。该方法的缺点是需要知道其串音干扰应该被补偿的所有相邻信道的发送的数据或者发送的信号。这种需要性不允许在已有的网络基础设施中后集成根据所述方法的串音补偿。

第二种可能性在于在外部也就是说在通信设备外部补偿串音。该方法已经在申请人之一的欧洲专利申请1 775 851 A1中通过用于补偿串音的补偿电路、补偿单元和方法进行了描述。具有补偿装置、用于在具有线束的至少两条信号线的通信系统中确定和补偿干扰信号、特别是串音源的串音信号的补偿电路具有：

-干扰信号输入端，其按照串音源接收干扰信号，

-与干扰信号输入端连接的补偿控制器，

-与补偿控制器连接的补偿信号源，它具有可控的电流源，并且按照干扰信号产生补偿信号用于在第一信号线上施加第一信号，其方法是产生用于并行供给的受控的补偿电流作为补偿信号，

从而在没有用于分开信号线上的信号的接收方向和发送方向的分叉电路的情况下、在信号线上补偿串音时能够实现这些信号线的对于至少直流电流不中断的运行。在欧洲专利申请EP 1775 851 A1中描述的串音补偿方法中按照串音的信号产生补偿电流，其被并行地供给待补偿的信号线。不像现有技术那样串行供给一个受控的补偿电压。由于并行供给补偿电流，所以待补偿的信号线可以为直流电流(通常为远程供给)保持不中断。由此该线路允许通过信号线给通信部件简单地远程供给直流电压。为产生补偿信号，优选使用系统的串音脉冲响应用于补偿，特别地其方法是将其考虑为用于模拟一个与串音镜像的信号。补偿控制器可以比较复杂，并且按照一个或者多个参数或者系数h，从一个干扰信号u_m(t)产生控制信号u_s(t)。系数h可以由确定装置一次或者重复确定，并且写入补偿控制器内。串音补偿可以是可接通或者可切断的。为此可以在供电支路中设有开关。但是代替开关也可以设定控制电流源为零。补偿装置可以是或者具有自适应滤波器。信号线上待滤波的信号通过该自适应滤波器。自适应滤波器的参考电压相应于干扰信号u_m(t)。自适应滤波器可以具有滤波器系数，按照这些滤波器系数进行滤波。滤波器系数可以一次或者多次进行调整。滤波器系数可以是描述串音脉冲响应的系数，例如作为时间上的采样值。自适应滤波器并行向信号线(或者传输线)供给适宜控制的电流。补偿电路可以在其两个输入端/输出端具有延迟电路或者滞后电路。它们应该在通信电缆上延迟串音脉冲响应，从而补偿装置相应地具有更多的时间进行补偿，并且可以降低或者甚至完全不发生类似的线路费用。该方法的优点是对于通信系统的原理上的独立性，其允许在网络中后安装补偿系统。

在许多公开物中，以及对于其他的技术应用情况，当今将补偿滤波器实现为纯粹的数字自适应滤波器。在申请人之一的欧洲专利申请EP 1 775 851 A1中作为补偿滤波器提出一种自适应数字滤波器和自适应模拟滤波器的组合，以便产生具有尽可能小的延迟时间的补偿信号。

在实践中以一定的延迟时间实现借助用于补偿串音的数字或者模拟/数字混合式滤波器产生用于补偿的复制信号(Replika-Signal)，该延迟时间包括用于A/D变换的时间、用于数字滤波的时间、用于D/A变换的时间、以及用于模拟重建滤波的时间。根据欧洲专利申请EP 1 775 851 A1的补偿电路可以在其两个输入端/输出端具有延迟电路或者滞后电路，其应该在通信电缆上延迟串音脉冲响应，从而补偿装置相应具有更多的时间进行补偿，并且类似的线路费用可以降低或者甚至完全不发生。这样的滞后元件理想地应该具有尽可能恒定的振幅特性和恒定的群延迟，从而它允许输入的信号质量上基本不变，而仅延迟规定的时间t。该延迟电路作为具有模拟的和数字的滤波器系数的滤波器的组成部分，在这里具有固定的延迟时间，并且在一种所谓的“抽头延迟线”结构内实现待滤波的信号的延迟。在根据欧洲专利申请EP 1 775 851 A1的模拟的滞后元件的一种实施方式中它具有纵向接入信号线或者传输线的芯线中的、同样大小的电感和两个各对角连接的、同样是同样大小的电容。更多这样的电路可以在一个或者两个输入端/输出端前串接。

图6表示纯数字补偿滤波器的一种实施方式。复制信号应该在频率范围-1/(2T)到1/(2T)内产生。为此输入信号x(t)通过A/D变换器(ADC)采样，以时钟脉冲1/T数字滤波，并且以时钟脉冲1/T进行D/A变换(DAC)并且可选地以重建滤波器修正/平滑化。因此称为“T间隔消除器”。

其延迟线在“自然的”符号间隔T的一小部分的时间间隔中具有抽头的横向滤波器结构在文献中称为“分数间隔滤波器”FSF。这样的滤波器已经用于解决其他提出的任务。但是，分数间隔滤波器的这里使用的特性基本上和预测特性不同，后者在用于补偿串音的FSC-XTC(作为FSF的特殊情况的分数间隔消除器-串音消除器)中起决定作用。

分数间隔滤波器首次用于修正在有线连接的数据传输中由于电缆而线性失真的接收信号(“分数间隔均衡器”)。对此的第一次公开从会议录“AllertonConference on Circuit and System Theory”,1969,pp.792-803,Lucky,R.W.的论文“Signal filtering with the transversal equalizer”和“Proceedings of IEEEInternational Conference on Communications 1970”,1970,pp.21-35–21-39，Brady,D.M.的论文“An adaptive coherent diversity receiver for datatransmission through dispersive media”中得知。分数间隔均衡器主要由于在数字调制中通常的频带展宽(“超额带宽”)通过脉冲整形起作用。以符号速率1/T进行接收信号的采样和修正在基带传输的情况下已经足够(“T间隔均衡器”)。

在载波调制的传输中可能由于在下重叠频带和上重叠频带中具有不同特性的信道导致失真，该失真通过T间隔均衡器不再可以完全修正。在这样的情况下分数间隔均衡器是有利的。分数间隔均衡器的另一个优点是，它的输出信号在每一任意的采样时间阶段都可以被内插。

后面提到的优点也是为了在通过电缆进行数字数据传输时回波补偿而使用“分数间隔回波消除器”的主要理由。通过输出信号的任意的可内插性，可以省去收发器之间花费大的同步机构(例如主-从同步)。对分数间隔回波消除器的首次公开在专业杂志IEEE Transaction on Communications,1977,vol.25,pp.654-666,Weinstein,S.B.的论文“A Passband data-Driven Echo Canceller forFull-Duplex Transmission on Two-Wire Circuits”或者“The Bell SystemTechnical Journal”,1979,vol.58,pp.1593-1616,Falconer,D.D.和Mueller,K.H.的论文“Adaptive echo cancellation/AGC structures for two-wire full-duplextransmission on two-wire circuits”或者“IEEE Journal on selected Areas inCommunications”,1984,vol.2,pp.722-730,Werner,J.-J.的论文“AnEcho-Cancellation-Based 4800 Bit/s Full-Duplex DDD Modem”中描述。在US6,996,230 B1中可找到涉及分数间隔回波消除器的适配之一的改进，主要内容如下，即重建接收的信号和从误差信号得出回波消除器的适配。

在专业杂志“IEEE Journal on selected Areas in Communications,1995,vol.13,pp.1643-1655”,Im,G.-H.和Werner,J.-J.的论文“Bandwidth-EfficientDigital Transmission over Unshielded Twisted Pair Wiring”中根据减少近端串音(NEXT)的方法严格分开原理“消除”()和“均衡”(修正)。原理“消除”需要直接访问要对抗的干扰台的发送数据(或者发送信号)。因此干扰信号能够在很大程度上被完全消除。

然而原理“修正”不需要该访问，但是以大的频带展宽(较大的滚降系数)为前提。由原理决定，在通常的频带展宽时——尤其在多个干扰台的情况下——不可以实现干扰信号的完全抑制。US 6,553,085 B1描述了“分数间隔线性均衡器”和“决策反馈均衡器”的一种组合，用于抑制串音。该方法不需要直接访问产生串音的信号，然而以具有强频带展宽的发送信号以及同步发送器为前提。因此该技术必须直接集成到通信系统中，并且不可以被外部连接。

为了区别于上述文献“IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1995,vol.13,pp.1643-1655”，在会议录“Proc.Globecom”,1986,pp.15.3.1-15.3.7,Lankel,B.的论文“Cross Polarization Interference Canceller for QAM DigitalRadio Systems with Asynchronous clock and Carrier Signals”中提出在根据“分数间隔滤波器”的原理工作用于补偿交叉极化干扰的“消除器”(“交叉极化干扰消除器”)。这里“分数间隔滤波器”的输出信号能够在任意的采样阶段被内插的特性再次起重要的作用。它提供对于在主信号和干扰信号之间采样阶段的波动的较大的不灵敏性。

该方法的一种改进可例如在EP 0 522 534 B1中找到，其中描述了一种具有分数系数的、用以避免“偏斜”(skewer)现象(其中零电平和自由变化的电平交变)的交叉极化干扰补偿器。详细说，该交叉极化干扰补偿器包括：

第一模拟/数字变换设备，用于把从第一极化波得到的第一基带信号变换为第一数字信号；

第二模拟/数字变换设备，用于把从与第一极化波正交的第二极化波得到的第二基带信号变换为具有传输数据的频率的整数倍频率的第二数字信号；

滤波设备，用于把第二数字信号整形为具有整数倍频率的平衡信号；其中该滤波器设备在使用误差信号的情况下在被补偿的信号中具有受控的系数；

加法设备，用于将平衡信号加到第一数字信号上，以便由此输出补偿后的信号；和

误差信号产生设备，用于产生具有整数倍频率的误差信号。

因为补偿结果既在数据间隔的第二半也在第一半中返回到补偿信号发生器，所以补偿信号发生器的补偿信号输出在D/U＝∞的极端情况下收敛到零电平，并且不出现“偏斜”(skewer)现象。

用于识别线性时不变或者慢时变系统的方法，用于根据对输入和输出信号的观测估算一个暂时未知的系统的传递函数或者脉冲响应，其中通常对于输入信号的选择不存在任何影响。如果不能直接得到输入信号，则为了系统识别要么使用协定的训练信号，或者使用盲识别的方法。

这里，特别对识别通过串音耦合的线的脉冲响应或者传递函数感兴趣。例如从申请人之一的DE 10 2007 018 585 B4中公开了一种用于识别互耦合的线的设备和方法。为了在具有对称线束的至少两个芯线对的通信系统中确定和补偿干扰信号，该设备具体包括：

·用于在两侧连接芯线对的信号线的连接端，

·在连接端后设置的滞后元件，

·在滞后元件后设置的至少一个补偿电路，具有干扰信号输入端和补偿信号源，后者向相应的芯线对馈入补偿信号，

·干扰特征量确定装置，用于根据第一信号和干扰信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和

·与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，其控制补偿电路的切断和接通、自适应滤波器的滤波器系数的调整和补偿信号源，

从而干扰特征量确定装置不直接估算因果的脉冲响应，而确定一个非因果的时间离散的脉冲响应，它的傅立叶变换模拟因果的时间连续系统的传递函数直到奈奎斯特频率。此外设置一个分类单元，其把芯线对上的信号或者通过电力电缆介质分配信息或者观测从电力电缆抽取的信号的通信系统的信号根据它们的干扰能力和/或它们的可干扰性进行分类，然后控制补偿电路的分配。这里该方法可以为识别该对称线束的所有互耦合的芯线对而多次应用。因为在近端串音的情况下两条线分别互耦合，所以该方法适合识别近端串音路径。在远端串音的情况下各两条线不相互耦合，以致该方法在这里不能应用。

图5示出不相互耦合(远端串音)的两条线的时间离散的系统模型。信号x₁[k]和x₂[k]表示在线的近端馈入的发送信号。脉冲响应h₁₁[k]和h₂₂[k]表征这两条线的离散的路径。远端串音(FEXT)的两条路径通过h₁₁[k]和或者h₂₂[k]和的级联产生。

脉冲响应和代表“等电平远端串扰”(ELFEXT)路径，从它们中计算出两条线的直接路径。目的是从观测的信号y₁[k]和y₂[k]中识别ELFEXT脉冲响应和不访问馈入的信号x₁[k]和x₂[k]，原理上仅能确定ELFEXT路径，而不能确定FEXT路径。

在根据图5的系统模型中，未表示在远端馈入的发送信号。然而原本可观测的线信号包括这些信号。正如现有技术的上述评价所示，已知为不同的应用情况相应构造的用于补偿和识别串音特别是近端串音NEXT的设备和方法。对于在实际中出现的非互耦合系统的情况关注得太少。因此在实际中缺少能够实现可靠地识别未知系统的、用于补偿和识别远端串音FEXT的设备和方法。这点特别重要，因为电信产业多年来被视为进步的、乐于发展的产业，其迅速着手研究改进和简化，并且转化成实际行动。

发明内容

本发明对于已知的用于补偿和识别在通信系统中的串音的设备和方法提出的任务是，对其如此进一步改进，从而能够实现补偿远端串音FEXT，其中线束的芯线对是不相互耦合的。

从用于在具有对称线束的至少两个芯线对的通信系统中确定和补偿干扰信号的、并且具有如下特征的设备出发，该设备具有：用于在两侧连接芯线对的信号线的连接端，在连接端后设置的滞后元件，在滞后元件后设置的至少一个补偿电路，所述补偿电路具有干扰信号输入端和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对馈入补偿信号，干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，该任务如下解决，为延迟滤波后的信号，在自适应滤波器的后面或者前面接入具有可调整的延迟时间τ的附加的延迟元件，所述自适应滤波器构造为具有各通过一个具有延迟时间T的第一延迟元件在时间上分开设置的滤波器系数的数字补偿滤波器，并且附加的延迟时间τ的调整与滤波器系数的调整一起进行用于补偿远端串音FEXT，其中在远端串音的情况下，芯线对不相互耦合。

与上面评价的现有技术比较，在根据本发明的设备中初次实现了人工插入导致更好补偿的附加延迟。与按照EP 1 775 851 A1的具有延迟元件作为具有模拟和数字滤波器系数和具有固定延迟时间的滤波器的组成部分的现有技术相比，用根据本发明的附加的可调整的延迟元件延迟补偿滤波器的输出信号。由此首次实现数字补偿滤波器(包括附加的延迟时间)的传递函数对于已有的串音传递函数的更好的匹配，该串音传递函数为补偿的目的必须非常准确地近似。亦即如大量的试验和分析所示，在以T间隔消除器补偿串音时最小的延迟时间不一定导致更好的补偿。附加的延迟时间τ的最优的大小独自取决于给定的串音情况，也就是说取决于产生串音和接收串音的双芯线对。在根据本发明的设备中对于补偿滤波器来说附加的延迟时间τ是可(自动)调整的。

此外，从用于在具有对称线束的至少两个芯线对的通信系统中确定和补偿干扰信号的、并且具有如下特征的设备出发，该设备具有：用于在两侧连接芯线对的信号线的连接端，在连接端后设置的滞后元件，在滞后元件后设置的至少一个补偿电路，所述补偿电路具有干扰信号输入端和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对供给补偿信号，干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，该任务如下解决，为了补偿芯线对不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为数字补偿滤波器，输入信号在A/D变换器中以速率M/T进行A/D变换，滤波器系数通过K个具有延迟时间T/M的延迟元件在时间上分开设置，补偿滤波器的输出信号在采样装置中以因子M下采样，并且在D/A变换器中以时钟脉冲1/T进行D/A变换或者补偿滤波器的输出信号在D/A变换器中以时钟脉冲M/T进行D/A变换。

基于“分数间隔滤波器”的本发明的该设备具有下面的优点：它能够与通信系统无关地补偿串音、特别是远端串音。并且在本发明的范围内还可以为补偿近端串音特别是在申请人之一的DE 10 2007 018 585 B4的主题的情况下应用。

此外，从用于在通信系统中确定和补偿干扰信号的如下的设备出发，该设备具有：用于在两侧连接芯线对的信号线的连接端，在连接端后设置的滞后元件，在滞后元件后设置的至少一个补偿电路，所述补偿电路具有干扰信号输入端和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对供给补偿信号，干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，该任务如下解决，为了补偿芯线对不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为具有M个并行的滤波路径的数字补偿滤波器，输入信号x(t)在A/D变换器中以时钟脉冲T进行A/D变换，在M个并行的滤波路径中分别将与滤波器系数结合的信号在D/A变换器中以时钟脉冲1/T进行D/A变换，所述并行的滤波路径的输出信号从第二滤波路径起独立地各通过一个延迟元件延迟，或者在相应的D/A变换器上被延迟输出，并且M个滤波路径通向加法器(S)。

本发明的设备的该设计方案具有优点在于：省去过采样，但是具有缺点，即需要M个不同的D/A变换器，它们的输出信号独立地通过模拟的延迟部件延迟。作为替代地，该延迟又可以通过在D/A变换器中相应延迟的信号输出进行。

此外，从用于在通信系统中确定和补偿干扰信号的如下的设备出发，该设备具有：用于在两侧连接芯线对的信号线的连接端，在连接端后设置的滞后元件，在滞后元件后设置的至少一个补偿电路，所述补偿电路具有干扰信号输入端和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对供给补偿信号，干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，该任务如下解决，为了补偿芯线对不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为具有M个并行的滤波路径的数字补偿滤波器，输入信号x(t)在A/D变换器中以时钟脉冲T进行A/D变换，在子滤波器中与滤波器系数结合的信号中之一各通过多路开关的相应的分接头输送到D/A变换器，并且在那里以时钟脉冲T/M进行D/A变换。

根据本发明的设备的该设计方案具有优点在于：不需要M个多路D/A变换器而仅需要一个D/A变换器，但是其以M/T时钟脉冲工作。

此外，从用于在具有对称线束的至少两个芯线对的通信系统中确定和补偿干扰信号的、并且具有如下特征设备出发，该设备具有滞后元件、在滞后元件后接入的具有干扰信号输入端和补偿信号源的补偿电路、干扰特征量确定装置和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器，其中：在所有芯线对上估算信号的自相关和互相关函数AKF、KKF，通过在相应的Hankel矩阵和矩阵中设置估算的相关值，进行作为数字补偿滤波器的滤波器系数的适配和调整，所述数字补偿滤波器具有通过具有延迟时间T的第一延迟元件在时间上分开设置的滤波器系数并且具有可调整的附加的延迟时间τ，或者其中输入信号x(t)在A/D变换器中以速率M/T进行A/D变换并且滤波器系数通过K个具有延迟时间T/M的延迟元件在时间上分开设置，其中，M表示子滤波器的数量，其中M为大于0的整数，或者其中在M条并行的滤波路径中分别将与滤波器系数结合的信号在D/A变换器中以时钟脉冲1/T进行D/A变换，所述并行的滤波路径的输出信号从第二滤波路径起独立地各通过一个延迟元件延迟或者在相应的D/A变换器上被延迟输出，或者其中输入信号x(t)在A/D变换器中以时钟脉冲T进行A/D变换并且在子滤波器中与滤波器系数结合的信号之一各通过多路开关的相应分接头输送到D/A变换器并且在那里以时钟脉冲T/M进行D/A变换，计算近似的串音脉冲响应，接通补偿滤波器，该任务如下解决，从估算的互相关函数形成矢量

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{y1y2}\stackrel{\mathrm{def}}{=}{\left[{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{y1y2}\right[-({q_1}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)})]......{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{y1y2}[{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+1\left]\right]}^T$

并且如下估算两个脉冲响应：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{21}\\ {\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{12}\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{def}}{=}{(\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\widehat{\‾}}{\mathrm{\φ}}}_{y_1{y}_1}& {\widehat{\mathrm{\φ}}}_{y_2{y}_2}\end{array}\right]+\mathrm{\δ}\·I)}^{-1}{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{y_1{y}_2},$

式中算符(·)^-1表示逆矩阵，δ表示正规化(正规化的估算)以及I表示单位矩阵，并且两个估算的脉冲响应用于调整补偿滤波器以便补偿芯线对不相互耦合的远端串音FEXT，但是不用于识别干扰信号。

本发明的方法的该设计方案具有优点在于：两个估算的脉冲响应可以用于调整T间隔串音消除器、具有可调整的延迟时间的T间隔串音消除器或者说分数间隔串音消除器的补偿滤波器/自适应滤波器。

附图说明

另外的优点和细节可以参考附图从本发明优选实施方式的以下描述中得知。在附图中：

图1  本发明的用于补偿和识别在通信系统中的干扰信号的设备的第一实施方式的示意图；

图2  本发明的设备的第二实施方式的示意图；

图3  本发明的设备的第三实施方式的示意图；

图4  本发明的设备的第四实施方式的示意图；

图5  串音系统作为不相互耦合的时间离散的系统的方框图；

图6  一个数字的补偿滤波器的示意图；

图7  一种在通信系统中的设置的实施方式的示意图；

图8  在补偿电路的输出端的各信号的组合的实施方式的示意图。

具体实施方式

图7示出了一种在两个申请人之一的欧洲专利申请EP 1 775 851中描述的实施方式，其中为每一个要成对进行的补偿设置一个自身的补偿电路10，也就是说，为三条要补偿的信号线1、1’、1”设置六个各具有一个干扰信号输入端11的补偿电路10。在此，这些补偿电路在其两个输入端/输出端具有延迟电路或者滞后电路94、95。不能轻易在输入侧、亦即在干扰信号输入端11组合干扰信号，从而每一条信号线1、1’、1”仅需要唯一一个补偿电路10，也就是说，把多个芯线对的参考信号相加并且(求和)传输到补偿电路10，从而补偿电路处理和信号。然而，在补偿电路10的输出端组合信号也是可能的(并且，考虑到实现的花费，这也是一种有利的设计方案)。

图8以三个芯线对的例子示出，用于芯线对1的各补偿信号如何被组合以便补偿由另外的芯线对1’、1”引起的干扰信号(在补偿电路10的输出端)并且被一起传输到一个补偿信号源KSQ。由此有利地对于每个芯线对1来说，一个用于补偿的补偿信号源KSQ就足够了。

当每条线仅设置一个补偿电路10时，补偿控制信号的产生仍然可以在各个线配对后根据在那里分别起作用的耦合(脉冲响应或者传递函数)分开地进行，从而依此将各个配对的控制信号组合成用于共同受控的电流源的共同的控制信号u_s(t)。98表示单元90或者单个电路10的中央控制器。此外，干扰特征量确定装置与补偿控制器98连接，干扰特征量确定装置用于借助第一信号(x[k])和干扰信号(y[k])确定至少一个表征串音的干扰特征量。中央控制器98也可以控制补偿电路10或者自适应滤波器的切断和导通。在这种情况下，在适配自适应滤波器或者补偿装置时可以区分两个步骤，亦即一个是在不进行补偿时的比较快的适配(“短时适配”)，另一个是在进行补偿时的较慢适配或者适配的跟踪(“长时适配”)。

干扰特征量确定装置提供例如当前的串音脉冲响应的估算或者所属的传递函数

$\tilde{H}\left(F\right)=\underset{k=-q_1}{\overset{q_2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\tilde{h}\left[k\right]e^{-j2\mathrm{\&pi;kF}},-\frac{1}{2}<F<\frac{1}{2}.$

具有可调整的延迟时间τ的T间隔消除器的传递函数为：

$H\left(F\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left[k\right]e^{-j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&tau;}/T)F},-\frac{1}{2}<F<\frac{1}{2}.$

用于匹配滤波器系数的一个有意义的标准是使频域中的均方差为最小，也就是说确定滤波器系数的组，该组使下面的积分的值为最小

$\underset{-1/2}{\overset{1/2}{\&Integral;}}{|\tilde{H}\left(F\right)-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}h[k\left]e^{-j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&tau;}/T)F}\right|}^2\mathrm{dF}.$

FS-XTC或者FS-XTC-DSL的传递函数的多相表达式为：

$H\left(F\right)=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{L_{\mathrm{\&mu;}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{\&mu;}}\left[k\right]e^{-j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&mu;}/M)F},-\frac{1}{2}<F<\frac{1}{2}.$

用于匹配滤波器系数的一个有意义的标准是使频域中的均方差为最小，也就是说确定滤波器系数h₁₁[k]的组，该组使下面的积分的值为最小

$\underset{-1/2}{\overset{1/2}{\&Integral;}}{|\tilde{H}\left(F\right)-\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{L_{\mathrm{\&mu;}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{\&mu;}}[k\left]e^{-j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&mu;}/M)F}\right|}^2\mathrm{dF}.$

上面的表达式包括FS-XTC或者FS-XTC-DSL的系数的确定。在FS-XTC的情况下所有的子滤波器具有相同的长度，也就是说L₀＝L₁＝...＝L_M-1。在FS-XTC-DSL的情况下L_u的大小不相同(子滤波器具有不同的长度)。

下面根据图1到图4描述的根据本发明的(数字)补偿滤波器/电路KFT、KFF的实施方式可以不改变系统设计在各种系统中应用。特别有利的是，仅需要由用户改变配置，用户可以在运行方式之间优选为了补偿近端串音NEXT或者远端串音FEXT切换，以便相应于用户特定的要求超越不同的系统保证使用。

与已知的现有技术相比，根据本发明的(数字)补偿滤波器/电路KFT、KFF不需要并行执行各系统部分，并且允许以异常小的花费实现多种使用可能，包括在已有的系统中加装的可能性，以及灵活的和成本低的设计方案。特别地，根据本发明的设备对于传输速率、线路编码和其他传输参数是透明的，并且不需要任何训练或者同步方法。

虽然在下面描述的是用于远端串音补偿FEXT的根据本发明的解决方案的设计方案，根据本发明的方案也可以在NEXT(单独或者组合地)或者在另外的系统和用户要求中使用，这些用户要求例如是回波补偿或者抑制像无线电干扰的外部干扰。这归因于，根据本发明的方案以模块结构方式和相应的可配置性构建，并且允许简单地匹配各种情况以及结合(Einbindung)而不需要改变发明或者基本方案。

图1示出作为数字补偿滤波器KFT的自适应滤波器的结构，具有各通过一个具有延迟时间T的第一延迟元件T在时间上分开设置的滤波器系数h[0]、...、h[L-1]并且具有可调整的附加的延迟时间τ。附加延迟时间τ的调整优选与滤波器系数h[0]、...、h[L-1]的调整一起进行以便补偿其中芯线对1、1’不相互耦合的远端串音。

人工的延迟τ特别可以通过一个具有延迟时间τ的可调整的模拟或者数字延迟元件V进行，其在补偿滤波器KFT的A/D变换器ADC(图1中未表示)之前、在D/A变换器DAC之后或者在A/D变换器ADC和D/A变换器DAC之间设置。

作为替代的，附加的延迟时间τ也可以通过延迟A/D变换器ADC或者D/A变换器DAC的A/D或者D/A变换过程或者通过延迟数字数据、也就是说通过使用数字延迟元件实现。

附加的延迟时间τ的大小优选与数字补偿滤波器KFT的系数h[k]一起与要模拟的传递函数——其通过串音识别装置(对此具体参见申请人之一的欧洲专利申请EP 1 775 851 A1，其通过对此的参照成为本专利申请的内容)——相匹配，例如使用最小方差的方法。

图2中示出的根据本发明的设备的第二实施方式示出了一个分数间隔串音消除器(FS-XTC)的最一般形式。输入信号x(t)以速率M/T被A/D变换，也就是说它以整数因子M过采样，该输入信号不失一般性地被限制在-1/(2T)到1/(2T)的频带。

滤波器系数h[k]各通过K个具有延迟时间T/M的延迟元件VK在时间上分开设置。滤波器KFF的输出信号最后以因子M下采样(“downsampling”)并且以时钟频率1/T被D/A变换。作为替换地，也可以不需要采用因子M的下采样，然而为此必须以因子M倍的时钟脉冲(M/T)驱动D/A变换器DAC。可选的重建滤波器R可以相应地以较高的时钟脉冲进行匹配。

对于下面的实施方式假定K＝1，然而向K>1的扩展是非常可能的。按照h_μ[k]＝h[k·M+μ],k＝0,1,...,L-1,μ＝0,1,...,M-1

把滤波器h[k]分解为它的多相分量，于是它的多相表达式的传递函数可以为按照

$H\left(F\right)=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{L_{\mathrm{\&mu;}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{\&mu;}}\left[k\right]e^{-j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&mu;}/M)F},-\frac{1}{2}<F<\frac{1}{2}$

的一种实现方式，其不用过采样也足够，如图3所示。

但是省去过采样具有缺点，即需要M个不同的D/A变换器DAC，它们的输出信号在每一条滤波器路径中独立地通过模拟或者数字延迟元件VE1、...、VE M-1延迟。

作为替代地，上述延迟又可以通过D/A变换器DAC中的相应延迟的信号输出进行(图3中未示出)。

在本发明的另一种设计方案中，分数间隔串音消除器FS-XTC可以以一个按照图4的作为替代的多相表达式构建。该实现方式的优点是不必需M个D/A变换器DAC。仅需要一个D/A变换器DAC，但是它以M/T的时钟频率工作。

为补偿串音，优选花费低的选择K＝1和M＝2。由此根据图3或者图4的补偿滤波器KFF仅包括M＝2个子滤波器。优选使用具有不同子滤波器长度h_μ[k]的分数间隔串音消除器FS-XTC、即所谓的“Fractionally Spaced CrosstalkCanceller with Different Subfilter Lengths”FS-XTC-DSL。对于K＝1和M＝2，缩短第二子滤波器是有意义的。因为在补偿串音的应用情况下对于第二子滤波器仅需不多的(约3-5)抽头(Tap，滤波器系数)——相对于所有子滤波器具有完整的滤波器长度的结构不会出现显著的降低——大约能够节省50％的花费。

因为以因子M对分数间隔串音消除器FS-XTC的输入信号进行过采样，所以它表示一种低通信号，该信号原理上在一定程度上可预测。这样，将分数间隔串音消除器FS-XTC的滤波器系数与通过识别单元预先给出的传递函数进行匹配，从而尽可能好地充分利用它的预测能力。在这样选择时可实现的补偿增益显著超过T间隔消除器(参见图6)的补偿增益，以及具有可调整的附加的延迟时间的T间隔消除器(参见图1)的补偿增益。

在借助分数间隔串音消除器FS-XTC/FS-XTC-DSL的固有的预测之外，优选将信号x(t)供给预测滤波器(在图3和图4中未表示)，它的输出信号表示分数间隔串音消除器FS-XTC或者分数间隔串音消除器FS-XTCFS-XTC-DSL的新的输入信号。

在根据图5的系统模型中未表示在远端馈入的发送信号。然而原本可观测的线信号包括这些信号。因为发送信号一般既不彼此相关也不与接收的信号相关，所以该简化的表示对于下面描述的解决方案是允许的。由可观测的信号y₁[k]和y₂[k]、通过对N_sa个不同的采样值对取平均以如下方式形成自相关函数的估算：

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_1}\left[k\right]=\frac{1}{N_{\mathrm{sa}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{sa}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_1[k+k]y_1\left[k\right]$

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_2{y}_2}\left[k\right]=\frac{1}{N_{\mathrm{sa}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{sa}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_2[k+k]y_2\left[k\right].$

以同样的方式进行互相关函数的估算

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_2}\left[k\right]=\frac{1}{N_{\mathrm{sa}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{sa}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_1[k+k]y_2\left[k\right].$

从为不同的κ值确定的自相关函数估算按照

形成Hankel矩阵，并且按照

形成Toeplitz矩阵。

这里，整数(正的)参数q_1/2(·)按照

${\tilde{h}}_{21}\stackrel{\mathrm{def}}{=}{\left[{\tilde{h}}_{21}\right[-{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}],{\tilde{h}}_{21}[-{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}+1],...,{\tilde{h}}_{21}[{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}\left]\right]}^T$

${\tilde{h}}_{12}\stackrel{\mathrm{def}}{=}{\left[{\tilde{h}}_{12}\right[-{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}],{\tilde{h}}_{12}[-{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+1],...,{\tilde{h}}_{12}[{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}\left]\right]}^T$

以矢量标记描述了要估算的脉冲响应的长度。

从估算的互相关函数形成矢量

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}\stackrel{\mathrm{def}}{=}{\left[{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}\right[-({q_1}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)})]......{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}[{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+1\left]\right]}^T.$

两个脉冲响应的可靠的估算如下产生

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{21}\\ {\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{12}\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{def}}{=}{(\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\widehat{\&OverBar;}}{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_1}& {\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_2{y}_2}\end{array}\right]+\mathrm{\&delta;}\&CenterDot;I)}^{-1}{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_2}.$

式中算符(·)^-1表示逆矩阵，I表示单位矩阵，两个估算的脉冲响应用于调整用于补偿远端串音FEXT的补偿滤波器，其中在远端串音的情况下，芯线对1、1’不相互耦合。

借助正的参数δ可以可选地获得两个脉冲响应的一个正规化的估算。

根据本发明，两个估算的脉冲响应用于调整T间隔串音消除器的数字补偿滤波器KFT或者具有可调整延迟时间的T间隔串音消除器或者说分数间隔串音消除器的数字补偿滤波器KFT。

本发明不限于图示和描述的实施例，而且还包括所有在本发明的意义上作用相同的实施方式。此外本发明迄今也不限于在权利要求中限定的特征组合，而且也可以通过所有总共公开的单个特征中的确定的特征的每个任意其他的组合限定。这意味着，基本上在实际中可以删去或者通过至少一个在本申请的其他位置公开的单个特征代替权利要求中的每一单个的特征。

Claims (15)

1.一种用于在具有对称线束(91)的至少两个芯线对(1、1’)的通信系统中补偿(90)和识别干扰信号的设备，具有：

用于在两侧连接芯线对(1、1’)的信号线的连接端(96、96’和97、97’)，在连接端(96、96’和97、97’)后设置的滞后元件(94、94’和95、95’)，在滞后元件(94、94’和95、95’)后设置的至少一个补偿电路(10)，所述补偿电路具有干扰信号输入端(11)和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对(1、1’)馈入补偿信号，

干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对(1、1’)的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和

与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器(98)，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，

其特征在于，为延迟滤波后的信号，在自适应滤波器的后面或者前面接入具有可调整的延迟时间τ的附加的延迟元件，所述自适应滤波器构造为具有各通过一个具有延迟时间T的第一延迟元件(T)在时间上分开设置的滤波器系数的数字补偿滤波器(KFT)，并且附加的延迟时间τ的调整与滤波器系数的调整一起进行用于补偿远端串音FEXT，其中在远端串音的情况下，芯线对(1、1’)不相互耦合。

2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，设有模拟的或者数字的第二延迟元件(V)，所述第二延迟元件设置在补偿滤波器(KFT)的A/D变换器(ADC)之前、D/A变换器(DAC)之后、或者在A/D变换器(ADC)和D/A变换器(DAC)之间。

3.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，附加的延迟时间τ通过延迟A/D变换器(ADC)的A/D变换过程或者D/A变换器(DAC)或D/A变换过程或者通过延迟数字数据实现，并且附加的延迟时间τ是采样时钟脉冲T的一小部分。

4.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，为产生多个补偿信号，在一个N×N的补偿系统中设有N×(N－1)个A/D变换器(ADC)和D/A变换器(DAC)，其中，N表示要补偿的信号线的数量且是大于0的整数。

5.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，干扰特征量确定装置按照最小方差方法确定附加的延迟时间τ的大小，并且以A/D变换器(ADC)采样、以时钟脉冲1/T数字滤波的并且以时钟脉冲1/T在D/A变换器(DAC)中变换后的输入信号x(t)在设置在D/A变换器(DAC)之后的重建滤波器(R)中被修正/平滑化。

6.一种用于在具有对称线束(91)的至少两个芯线对(1、1’)的通信系统中补偿(90)和识别干扰信号的设备，具有：

用于在两侧连接芯线对(1、1’)的信号线的连接端(96、96’和97、97’)，在连接端(96、96’和97、97’)后设置的滞后元件(94、94’和95、95’)，在滞后元件(94、94’和95、95’)后设置的至少一个补偿电路(10)，所述补偿电路具有干扰信号输入端(11)和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对(1、1’)供给补偿信号，

干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对(1、1’)的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和

与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器(98)，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，

其特征在于，为了补偿芯线对(1、1’)不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为数字补偿滤波器(KFF)，输入信号x(t)在A/D变换器(ADC)中以速率M/T进行A/D变换，滤波器系数通过K个具有延迟时间T/M的延迟元件(VK)在时间上分开设置，补偿滤波器(KFF)的输出信号在采样装置(M)中以因子M下采样，M表示子滤波器的数量，其中M为大于0的整数，并且在D/A变换器(DAC)中以时钟脉冲1/T进行D/A变换或者补偿滤波器(KFF)的输出信号在D/A变换器(DAC)中以时钟脉冲M/T进行D/A变换。

7.一种用于在具有对称线束(91)的至少两个芯线对(1、1’)的通信系统中补偿(90)和识别干扰信号的设备，具有：

用于在两侧连接芯线对(1、1’)的信号线的连接端(96、96’和97、97’)，在连接端(96、96’和97、97’)后设置的滞后元件(94、94’和95、95’)，在滞后元件(94、94’和95、95’)后设置的至少一个补偿电路(10)，所述补偿电路具有干扰信号输入端(11)和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对(1、1’)供给补偿信号，

干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对(1、1’)的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和

与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器(98)，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，

其特征在于，为了补偿芯线对(1、1’)不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为具有M个并行的滤波路径的数字补偿滤波器(KFF)，输入信号x(t)在A/D变换器(ADC)中以时钟脉冲T进行A/D变换，在M个并行的滤波路径中分别将与滤波器系数结合的信号在D/A变换器(DAC)中以时钟脉冲1/T进行D/A变换，所述并行的滤波路径的输出信号从第二滤波路径起独立地各通过一个延迟元件(VE1、...VE M－1)延迟，或者在相应的D/A变换器(DAC)上被延迟输出，并且M个滤波路径通向加法器(S)。

8.一种用于在具有对称线束(91)的至少两个芯线对(1、1’)的通信系统中补偿(90)和识别干扰信号的设备，具有：

用于在两侧连接芯线对(1、1’)的信号线的连接端(96、96’和97、97’)，在连接端(96、96’和97、97’)后设置的滞后元件(94、94’和95、95’)，在滞后元件(94、94’和95、95’)后设置的至少一个补偿电路(10)，所述补偿电路具有干扰信号输入端(11)和补偿信号源，所述补偿信号源向相应的芯线对(1、1’)供给补偿信号，

干扰特征量确定装置，用于根据参与的芯线对(1、1’)的信号确定至少一个表征串音的干扰特征量，和

与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器(98)，所述补偿控制器控制自适应滤波器的滤波器系数的调整和控制补偿信号源，

其特征在于，为了补偿芯线对(1、1’)不相互耦合的远端串音FEXT，自适应滤波器构造为具有M个并行的滤波路径的数字补偿滤波器(KFF)，输入信号x(t)在A/D变换器(ADC)中以时钟脉冲T进行A/D变换，在子滤波器中与滤波器系数结合的信号之一各通过多路开关(TM)的相应的分接头输送到D/A变换器(DAC)，并且在那里以时钟脉冲T/M进行D/A变换。

9.根据权利要求6到8之一所述的设备，其特征在于，D/A变换器(DAC)的输出信号在设置在D/A变换器(DAC)之后的重建滤波器(R)中被修正/平滑化。

10.根据权利要求6到8之一所述的设备，其特征在于，将输入信号x(t)限制在-1/(2T)到1/(2T)的频带上。

11.根据权利要求7到8之一所述的设备，其特征在于，数字补偿滤波器(KFF)的子滤波器具有不同的长度。

12.根据权利要求7到8之一所述的设备，其特征在于，在数字补偿滤波器(KFF)前面接入预测滤波器，所述预测滤波器的输出信号是数字补偿滤波器(KFF)的新的输入信号x(t)。

13.根据权利要求1或6所述的设备，其特征在于，补偿控制器(98)控制补偿电路(10)的切断和接通。

14.一种在通信系统中利用与对称线束(91)的至少两个芯线对(1、1’)连接的设备补偿和识别干扰信号的方法，所述设备具有滞后元件(94、94’和95、95’)、在滞后元件(94、94’和95、95’)后接入的具有干扰信号输入端(11)和补偿信号源的补偿电路(10)、干扰特征量确定装置和与干扰特征量确定装置连接的补偿控制器(98)，其中：

在所有芯线对(1、1’)上估算信号的自相关和互相关函数AKF、KKF，通过在相应的Hankel矩阵和矩阵中设置估算的相关值，进行作为数字补偿滤波器(KFT、KFF)的滤波器系数的适配和调整，所述数字补偿滤波器具有通过具有延迟时间T的第一延迟元件(T)在时间上分开设置的滤波器系数并且具有可调整的附加的延迟时间τ，或者其中输入信号x(t)在A/D变换器(ADC)中以速率M/T进行A/D变换并且滤波器系数通过K个具有延迟时间T/M的延迟元件(VK)在时间上分开设置，其中，M表示子滤波器的数量，其中M为大于0的整数，或者其中在M条并行的滤波路径中分别将与滤波器系数结合的信号在D/A变换器(DAC)中以时钟脉冲1/T进行D/A变换，所述并行的滤波路径的输出信号从第二滤波路径起独立地各通过一个延迟元件(VE1、...VE M－1)延迟或者在相应的D/A变换器(DAC)上被延迟输出，或者其中输入信号x(t)在A/D变换器(ADC)中以时钟脉冲T进行A/D变换并且在子滤波器中与滤波器系数结合的信号之一各通过多路开关(TM)的相应分接头输送到D/A变换器(DAC)并且在那里以时钟脉冲T/M进行D/A变换，

计算近似的串音脉冲响应，

接通补偿滤波器(KFT、KFF)，

其特征在于，从估算的互相关函数形成矢量

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}\stackrel{\mathrm{def}}{=}{\left[{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}\right[-({q_1}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{21}\right)})]......{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y1y2}[{q_1}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+{q_2}^{\left({\tilde{h}}_{12}\right)}+1\left]\right]}^T$

并且如下估算两个脉冲响应：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{21}\\ {\stackrel{\widehat{~}}{h}}_{12}\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{def}}{=}{(\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\widehat{\&OverBar;}}{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_1}& {\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_2{y}_2}\end{array}\right]+\mathrm{\&delta;}\&CenterDot;I)}^{-1}{\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_{y_1{y}_2},$

式中算符(·)^-1表示逆矩阵，I表示单位矩阵，并且两个估算的脉冲响应用于调整补偿滤波器(KFT、KFF)以便补偿芯线对(1、1’)不相互耦合的远端串音FEXT。

15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，借助正参数δ得到两个脉冲响应的正规化的估算。