KR101600332B1 - 이산 멀티-톤(ｄｍｔ) 누화 제거를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

묶음으로 된 가입자 회선을 통한 복수의 통신 채널의 멀티-톤 변조된 전송을 프리코딩하기 위한 장치가 제공된다. 그 장치는 의사-심볼 콘트롤러와 프리코더를 포함한다. 의사-심볼 콘트롤러는 비정합 심볼율을 가지는 희생자 통신 채널과 간섭자 통신 채널을 검출하고, 그 간섭자 채널을, 간섭자 채널로 표현된 정의된 음조 특성과 함께 희생자 채널의 대응하는 심볼과 실질적으로 유사한 길이를 모두 가지는 의사-심볼로 바꾼다. 프리코더는 누화 계수를 의사-심볼의 선택된 서브 채널 또는 음조에 할당하고 희생자 채널을 누화 계수를 사용하는 의사-심볼을 가지고 프리코딩함으로써 선택된 희생자와 간섭자 사이에 감소된 누화를 나타내는 프리코딩된 희생자 심볼을 생성한다.

Description

이산 멀티-톤(ＤＭＴ) 누화 제거를 위한 방법 및 장치{Method and apparatus for DMT crosstalk cancellation}

관련 출원의 상호 참조

이 출원은 선출원되어 동시 계류 중인 미국 가출원들(provisional applications) 즉, 2008년 8월 23일에 출원되고 "다른 심볼율을 갖는 주파수 도메인 누화 제거" 라는 발명의 명칭의 61/091,358 (미국변호사 관리번호 VELCP086P)와, 2009년 2월 10일에 출원되고 "다른 심볼율을 갖는 주파수 도메인 누화 제거" 라는 발명의 명칭의 61/151,441 (미국변호사 관리번호 VELCP088P)의 우선권 이익을 주장하며, 그들 미국 가출원들은 여기에 충분히 기재된 바와 같이 완전한 형태로 여기에 참조로써 통합된다.

본 발명의 분야는 멀티-톤 트랜시버와 관계된다.

X-DSL로서 모두 폭넓게 식별되는 G.Lite, ADSL, VDSL, HDSL을 포함하는 디지털 가입자 회선(DSL) 기술과 진보는 새로운 광섬유 케이블의 설치를 필요로 하지 않고 기존 가입자 회선 접속의 효과적인 대역폭을 늘리기 위해 개발되었다. X-DSL 모뎀은 음성 대역 주파수 보다 높은 주파수에서 동작함으로써, 이에 따라서 X-DSL모뎀은 음성 대역 모뎀 또는 전화 대화와 동시에 동작한다. 현재 G.Lite, ADSL, VDSL, SDSL, MDSL, RADSL, HDSL 등을 포함하는 10개 이상의 이산 X-DSL 표준이 있다. 각 표준은 멀티-톤(DMT) 회선 코드 또는 변조 프로토콜로 전형적으로 구현된다.

상기 논의된 X-DSL 프로토콜들 중의 어떤 것이든 대역폭 또는 채널 용량을 제한하는 중요한 요인은 잡음이며, 그 잡음은 에코, 채널 누화, 임펄스 또는 배경 소스로부터 온다. 잡음을 최소화하기 위한 노력이 DSL 아키텍쳐 전체에 걸쳐 이루어진다.

위성 링크에 의해 초래된 더 길어진 지연이 시스템에 침투할 때까지, 음성에 적용하기 위해, 어떤 양의 에코가 전화 대화에 대해 긍정적인 피드백이라고 간주되었다. DSL 시스템에 대해서, 에코는 신호의 무결성에 영향을 주고, 데이터 전송시 받아들일 수 없는 오류를 초래한다. 에코 제거기(canceller)는 아날로그-대-디지털 변환기에서 디지털 아날로그 변환기, 전송 필터, 하이브리드(hybrid) 회로, 수신 필터를 포함하는 에코 경로를 합성한다(sythesizes). 에코 제거기는 수신 경로 상에서 진짜 에코를 제거하기 위하여 동일한 전송 데이터를 구비하지만 역의 부호를 가지는 에코 복제를 생성할 수 있다.

가입자 회선 자신들의 토폴로지(위상 수학)는 가입자 회선 사이에서 누화를 최소화하기 위해 사용될 수 있다. 전형적으로, 전화 가입자 루프(고리)는 하나의 케이블에서 각각 공통적인 물리적인 또는 전기적인 실드(shield)를 공유하면서 10, 25, 또는 50 쌍으로 하나의 바인더로 구성된다. 커패시턴스와 유도성 커플링 때문에, 각각의 가닥으로 꼰 쌍들이 DC에 대해서는 잘 절연이 됨에도 불구하고, 상기 각각의 가닥으로 꼰 쌍들 사이에는 누화가 있게 된다. 실제의 누화는 바인더 그룹에서 상이한 쌍들 중에서 상이한 꼬임(twist) 거리를 적응시킴으로써 감소된다. 바인더 그룹들도 또한 꼬여있어, 어떠한 2개의 그룹도 긴 구간에 대해서 접근되지 않는다.

또한 모뎀을 가입자 회선에 커플링하는 하이브리드 회로는 잡음 감소를 염두에 두고 설계된다. 하이브리드는 기본적으로 가입자 회선 상에서 쌍방향 통신을 허용하는 브리지 회로이다. 브리지가 균형을 잡게 될 때(balanced) 모뎀의 전송 신호로부터 수신 신호까지의 잡음의 스필오버(spillover)는 감소된다. 그러나 균형을 잡기 위해서는 전화 가입자 루프의 입력 임피던스가 개개의 가입자 회선에서 탭들(taps)과 온도 변화 때문에 하나의 루프로부터 다음 루프까지 변하기 때문에 결코 충분히 만족되지 않는 전화 가입자 루프와의 임피던스 정합을 요구한다.

누화(crosstalk) 잡음은 동일하거나 다른 유형의 전송 시스템의 인접한 전화 가입자 루프에서 온다. 누화는 누화가 생성된 장소에 의존하여 근거리 단부 누화(NEXT)와 원거리 단부 누화(FEXT)로 알려져 있는 것으로 나눠진다. NEXT는 공통의 트랜시버를 구비한 하나의 단부에 커플링된 바인더에서 가입자 회선들 사이의 누화로 정의된다. FEXT는 동일한 트위스트된 페어 케이블 또는 바인더 내에서 2개의 다른 가입자 루프의 반대 단부 상에서 DSL 트랜시버의 수신 경로와 전송 경로 사이의 누화 작용(affect)으로서 정의된다. 특정 DSL 트랜시버의 수신기 전단에서의 FEXT 잡음은 꼬여있는 케이블의 반대 단부의 다른 트랜시버에 의해 전송된 신호에 의해 야기된다.

누화를 제거하기 위한 개선된 능력을 구비한 모뎀이 필요하다.

묶음으로 된(bundled) 가입자 회선을 통한 복수의 통신 채널의 멀티-톤 변조 전송을 프리코딩하기 위한 장치가 제공된다. 그 장치는 의사(pseudo) 심볼 콘트롤러와 프리코더를 포함한다. 의사-심볼 콘트롤러는 비정합 심볼율을 가지는 희생자 통신 채널과 간섭자(interferor) 통신 채널을 검출하고, 그 간섭자 채널을 의사-심볼(pseudo-symbol)로 변환하며, 여기서 의사-심볼은 정의된 음조(tonal) 특징과 함께 희생자 채널의 대응 심볼과 실질적으로 유사한 길이를 가지며, 그 정의된 음조 특징은 그 간섭자 채널로 환산하여 표현된다. 프리코더는 누화 계수를 의사-심볼의 선택된 서브 채널 또는 음조에 할당하고, 누화 계수를 사용하는 의사-심볼로 희생자 채널을 프리코딩한다. 그 때문에 선택된 희생자와 간섭자 사이에 감소된 누화를 보이는 프리코딩된 희생자 심볼을 생성한다.

관련 수단과 방법이 또한 개시된다.

본 발명의 이들 및 기타 특징과 이점은 첨부 도면과 관련한 다음의 상세한 설명으로부터 해당 기술에 숙련된 자들에게 더 명백하게 될 것이다:
도 1은 공중 교환 전화망(PSTN) 본부(CO)와 원격 사이트 사이에서 가입자 회선들의 바인더에 의해 서로에게 연결된 한 쌍의 멀티-모드(multi-mode) 멀티-채널(multi-channel)의 모뎀 회선 카드를 구비한 통신 시스템을 도시한다;
도 2는 도 1에 도시된 모뎀 회선 카드 중의 하나의 모뎀 회선 카드의 프리코더부의 상세한 하드웨어 블록도이다;
도 3은 다른 심볼율을 가지는 2개의 통신 채널의 주파수 도메인에서 상세한 데이터 구조도이다;
도 4는 그 동기 심볼부를 포함하는 도 3에 도시된 2개의 통신 채널의 주파수 도메인의 데이터 구조도이다;
도 5a와 도 5b는 프리코딩(precoding) 동작에서 훈련과 쇼 타임 단계를 각각 도시한 단순화된 전송 다이어그램이다;
도 6은 방해자(disturber) 채널에서 기여 음조(contributing tone)로부터 주파수 분리에 관해서 표현된 의사 채널 내의 음조에 할당된 누화 가중을 도시하는 그래프이다;
도 7a 내지 도 7c는 희생자와 방해자 채널 심볼율의 각종 조합과 방해자 채널 심볼의 상응한 의사-심볼로의 조합을 도시한 데이터 구조도이다; 및
도 8a 및 도 8b는 각각 훈련 및 쇼 타임 단계 모두의 동작 중에 프리코딩하기 위한 처리흐름도이다.

유선 또는 무선의 공통적인 통신 매체 상의 간섭을 줄이는 장치 및 방법이 제공된다. 장치는 모뎀 풀 또는 공통적인 통신 매체를 공유하는 이산 모뎀들을 서비스하기 위해 사용될 수 있는 공통의 아키텍쳐를 사용하는 많은 소스로부터의 간섭을 줄인다. 원거리 단부 누화(FEXT)로 인한 간섭은 장치에 의해 모두 실질적으로 감소되거나 제거될 수 있다. 부가적으로, 공통적인 통신 매체를 가로지르는 개개의 데이터 채널을 위한 채널 특성이 결정될 수 있다. 장치는 X-DSL 프로토콜, 이를테면 G.Lite, ADSL, VDSL, SDSL, MDSL, RADSL 및 HDSL를 포함하여 다양한 모뎀 프로토콜을 위한 지원을 제공한다. 장치는 X-DSL 통신과 관련되는 이산 멀티-톤(DMT) 회선 코드를 지원한다. 장치는 하드웨어, 펌웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다.

도 1은 공중 교환 전화망(PSTN) 본부(CO)와 원격 사이트 사이에서 가입자 회선의 바인더에 의해 서로에게 연결된 한 쌍의 멀티-모드(multi-mode) 멀티-채널(multi-channel)의 모뎀 회선 카드를 구비한 통신 시스템을 도시한다. 시스템은 CO(100)와 원격 트랜시버(156, 158, 160)를 포함한다. 개개의 가입자 회선(172, 174, 176)을 포함하는 가입자 회선 바인더(170)를 경유하여 CO와 원격 회선 카드는 서로에게 연결된다.

CO의 프레임 방(102)에서는 가입자 회선 접속의 각각은 CO 단부에서 종료한다. 이 방으로부터 접속은 DSLAM(104)에 그리고 음성 밴드 랙크(106)의 모두에 분배기(splitter)와 하이브리드를 경유하여 각 가입자 회선을 위하여 만들어진다. 분배기는 전용 회선 카드, 예를 들면 회선 카드(112)에 또는 음성 모뎀 풀(미도시)에 음성 밴드 통신을 분로(shunt)시킨다. 분배기는 DSLAM(104) 내의 선택된 회선 카드, 예를 들면 회선 카드(120)에 가입자 회선 상의 더 높은 주파수 X-DSL 통신을 분로시킨다. 본 발명의 회선 카드는 보편적이며, 이는 회선 카드들이 현재 또는 진화되는 표준의 X-DSL의 어떤 것도 처리할 수 있고, 새로운 표준을 처리하기 위해 즉시 개량될 수 있음을 의미한다.

음성 밴드 전화 셋업은 SS7과 같은 Telco 스위치 매트릭스(114)에 의해 제어된다. 이는 공중 교환 전화망(132)을 가로질러 음성 밴드 통신을 위한 다른 가입자에게 점-대-점 접속을 만든다. X-DSL 통신은 회선 카드(120)와 같은 유니버설 회선 카드에 의해 처리될 수 있다. 그 회선 카드는 복수의 가입자 회선을 각각 지지할 수 있는 복수의 AFE(134-136)를 포함한다. AFE는 DSP(122)에 패킷 기반 버스(132)를 경유하여 결합된다. CO부터 원격 사이트까지의 하향(downstream) 통신을 위해, DSP는 각 통신 채널을 위하여 데이터를 변조하고, AFE는 DSP에 의해 집합된 디지털 심볼 패킷을 변환하고, 그 변환된 디지털 심볼 패킷을 각각의 채널과 관련되는 가입자 회선 상으로 출력된 아날로그 신호로 전환한다. 원격 사이트부터 CO까지의 상류(upstream) 통신을 위해, 각 AFE가 수신한 채널은 DSP에 전송되는 디지털화된 데이터 샘플로 바뀐다. AFE들이 결합되는 모든 가입자 회선을 위해 DSP는 멀티-프로토콜 지원의 능력이 있다. AFE들과 DSP(들) 사이의 통신은 패킷 기반일 수 있다. 회선 카드(120)는 부하 밸런싱을 위하여 다른 DSP들 사이에서 낮은 대기시간(latency) X-DSL 트래픽을 오프로딩(offloading)하고 수송할 능력이 있는 백-플레인 버스(116)에 연결된다. DSLAM의 백-플레인 버스도 각 회선 카드를 서버(108)를 경유하여 인터넷(130)에 연결한다. DSLAM 회선 카드의 각각은 글로벌 프로비저닝(global provisioning), 이를 테면 AFE와 DSP 자원으로의 가입자 회선의 할당을 처리하는 DSLAM 콘트롤러(110)의 제어하에 동작한다. 회선 카드 상의 각종 구성요소는 각각 대응하는 가입자 회선을 가로지르는 하향 및 상향 통신을 처리하는 복수의 논리적인 모뎀을 형성한다. X-DSL 통신이 하나의 가입자 회선 상에 설정될 때, 특정의 채널 식별자가 그 통신에 할당된다. 위에서 언급한 패킷 근거로 하는 실시예에서 그 식별자가 사용되어, 각 패킷이 AFE와 DSP 사이에서 상향이거나 또는 하향의 방향으로 이동할 때 각 패킷을 추적하게 된다.

발명의 대체 실시예에서 원격 사이트에서의 종단은 단일 논리 모뎀일 것이다.

DSP(122)는 전송 경로 구성요소(124, 126, 128)와 수신 경로 구성요소(130)를 구비하고 있다. 원거리 단부 누화(FEXT)를 제거하기 위한 계수를 설정하기 위해 프리코더(126)는 훈련 단계 동안 동작한다. 가입자 회선(174) 상의 CO로부터 전송(194)으로 새고 있는 가입자 회선(172, 176) 상의 원격지까지의 전송 결과로서 FEXT는 발생한다. 이러한 누출은 가입자 회선(172, 176)으로부터 모뎀(158)에서 수신된 채널(194)로 화살표(182,186)에 의해 각각 나타내진다. 근거리 단부 누화(NEXT)는 그 동일한 위치에서 수신으로 새고 있는 CO로부터의 전송에 기인한다. 이러한 누출은 가입자 회선(172, 176)으로부터 가입자 회선(174) 상의 CO에서 수신된 채널(194)로 화살표(192,196)에 의해 각각 나타내진다. Self-NEXT, 일명 에코는 회선(174)을 포함하여 모든 가입자 회선 상에 일어난다.

도 2는 도 1에 도시된 모뎀 회선 카드 중의 하나의 모뎀 회선 카드의 프리코더부의 상세한 하드웨어 블록도이다. 전송 경로 구성요소는 프레이머(framers)와 음조 주문자(orderer)(200), 매퍼(mapper)(204), 프리코더(126), 역 이산 푸리에 변환 구성요소(224) 및 잔류 전송 경로 구성요소(226)를 포함한다.

프리코더(126)는 다른 회선으로부터의 예상되는 누화를 선보상(pre-compensate)하기 위하여 한 회선의 전송 신호를 수정한다. 누화가 제거되어야 하는 모든 회선에 대해서, 프리코더는 방해하는 회선의 변조 심볼(대응하는 음조에서)의 선형 조합을 빼는 것에 의해 음조의 각각에서 변조 심볼(즉 매퍼 출력)을 수정한다. 선형 조합에 있어서의 인자들은 전형적으로 희생자 회선의 직접적인 채널에 의해 분할된 방해하는 회선으로부터의 누화 채널이다. 본 발명에서, 프리코더는 많은 추가적인 블록을 도시한다.

의사-심볼 콘트롤러(220)는 의사 심볼 검출, 방해자 채널로부터의 집합, 및 의사-심볼의 주파수 콘텐츠의 생성을 포함하는 이들에 관계된 계산을 처리한다. 의사-심볼은 희생자 회선 상의 하나의 심볼과 동일한 길이를 가지는 방해자 회선 상의 가설(hypothetical) 심볼이다. 시간 도메인에서 의사-심볼은 희생자 회선 상의 하나의 심볼에 포함된 샘플의 수와 일치하는 방해자 회선 상의 다수의 샘플을 고려하여 얻어진다. 주파수 도메인에서, 의사-심볼은 그 샘플들이 특정의 의사-심볼에 공헌하는 방해자 심볼의 주파수 콘텐츠의 조합으로 표현될 수 있다. 음조 선별기(216)는 관련 방해자 심볼의 주파수 콘텐츠를 모으고, 의사-심볼을 위한 매 음조의 값을 출력한다. 전형적으로, 방해자 심볼의 다양한 음조는 의사-심볼의 단일 음조에 공헌할 것이다. 복잡성을 제한하기 위해 공헌하는 음조의 수는 잘라버리게 될 수 있다. 이 경우에, 음조 선별기(216)는 의사-심볼의 주어진 음조를 위해 고려하는 방해자/간섭자 심볼(214)로부터의 음조가 어느 음조인지를 결정할 것이다.

의사-심볼의 음조에 공헌하는 각종 방해자 음조를 가중하는 것은 구성가능 함수(218)에 의해 결정된다. 이 함수는 방해자(disturber)와 희생자 심볼의 주어진 정렬을 위해 계산될 수 있다(오프-라인). 의사-심볼 콘트롤러의 출력은 프리코더(212)에 전송된다. 프리코더는 입력으로서 프리코더에 접속된 회선의 누화 채널 계수와 각종 직접적인 채널(210)을 갖는다.

도 5a와 도 5b는 프리코딩(precoding) 동작에서 훈련과 쇼 타임 단계를 각각 도시한 단순화된 전송 다이어그램이다. 송신기(500)는 원격 수신기, 예를 들면 수신기(510, 520)까지 2개의 묶음으로 된 가입자 회선(502)을 가로질러 데이터를 전송하는 것으로 도시된다. 도 5에 도시된 훈련 동작 단계 동안, 방해자 회선(2)으로부터의 누화는 희생자 회선 1의 수신기 단부(510)에서의 잡음 정도에 영향을 미친다. 누화 채널을 평가하기 위해 결과로서 생기는 수신신호(530)는 훈련 동안 송신기에 다시 보내진다(532). 누화는 530에서 하나의 항 H21*X2로 표현되며, 여기서 H21은 회선 2로부터 회선 1로의 누화 채널이다(즉 회선 2의 송신기(500)로부터 회선 1의 수신기(510)까지의 커플링). Hl은 "직접/희생자 채널", 즉 회선 1의 송신기로부터 회선 1 상의 의도된 수신기(510)까지의 커플링이다. 훈련은 모뎀이 H21의 값을 추정하도록 한다. 도 5b는 누화의 프리코딩(pre-coding) 또는 선보상(pre-compensating)의 개념을 도시한다. 선보상하기 위하여, 참조 550의 하나의 항 -H21/H1*X2 이 회선 1 상의 전송에 추가된다. 회선 1의 수신기로 직접적인 채널을 이송할 때, 이 항은 -H1*(H21/H1*X2)=-H21*X2로 되도록 변할 것이다. 이같이, 단지 정반대의 부호를 가지면서 그것은 회선 2로부터의 예상되는 누화와 동일한 값을 가진다. 그러므로, 결과로서 생기는 수신신호(540)에 표시된 것처럼 추가된 항은 회선 2로부터 회선 1로의 물리적 누화를 제거할 것이며, 이로써 어떠한 누화도 나타나지 않는다.

4k 희생자를 통한 8k 방해자의 영향 제거:

DSL에서의 누화 제거는 일반적으로 주파수 도메인 과정으로 생각된다. 누화 제거는 일단에서 모뎀 풀에 그리고 타단에서 이산 모뎀에 결합된 묶음으로된 가입자 회선, 말하자면 벡터링, 또는 양쪽 반대 단에서 연합 모뎀 풀에 결합된 한 묶음의 가입자 회선, 말하자면 다양한 입력 다양한 출력(MIMO)을 위해 완성될 수 있다. 다른 회선 상에서 심볼을 동기화함으로써, 누화 제거는 음조당 (및 누화기(crosstalker)에 따라) 단일탭을 사용하여 수행될 수 있다. 시스템이 4kHz와 8kHz 심볼율에서 동작하는 VDSL2 시스템의 혼합 배치로 구성될 때, 시스템을 정렬하고 필요한 직교성(orthogonality)을 달성하는 것은 더 이상 가능하지 않다. 그 결과, 누화는 음조에 따라 더 이상 제거될 수 없다. 본 발명의 다음 실시예에서 8kHz 심볼율을 갖는 시스템으로부터 4kHz 심볼율을 갖는 시스템으로 누화를 제거하기 위한 주파수 도메인(frequency-domain) 접근법이 개시된다.

누화 채널 추정을 위하여, 회선 상 데이터 속도(rates)가 달라도 4kHz와 8kHz 회선이 공통의 동기 심볼을 공유하도록 동기 심볼의 콘텐츠와 위치(누화 채널을 얻기 위해 사용됨)가 수정된다. 이는 8kHz의 회선 상의 동기 심볼의 길이를 두 배로 하고, 4kHz의 회선 상에서만 동기 심볼의 주파수-콘텐츠를 짝수 음조(even tones)로 제한하는 것을 포함한다.

누화 제거를 위해, 짝수 음조는 음조 당 단일 동작을 사용하여 처리될 수 있으나, 반면에 홀수 음조는 결합될 다수의 음조로부터의 정보를 필요로 한다. 여러 가지 수준의 실행 측면 상 복잡성은 제거 과정 중에 고려되는 홀수 음조의 수를 제한함으로써 고려될 수 있다. 동기 심볼의 슬라이싱 과정은 동일한 비율을 갖는 회선에 대해 수행되는 것과 동일하게 동작할 수 있다. 제거 과정은 전용 칩에 의해 외부적으로 처리될 것이다.

다른 회선을 가로지르는 DMT 심볼이 공통적인 시계로 정렬되고 동기화될 때, DSL에서 누화 제거는 음조당 (및 누화기(crosstalker)에 따라) 단일 동작으로서 수행될 수 있다는 사실에 의해 용이하게 된다. 시간 도메인에서 유사한 동작은 현저하게 많은 동작을 필요로 할 것이다. 일반적으로, 간단한 주파수 도메인 제거를 가능하게 하는 기초적인 요건은 다음과 같다:

- 다른 회선을 가로지르는 심볼은 동기화될 필요가 있고;

- 모든 심볼은 동일한 길이를 가질 필요가 있고; 및

- 다른 회선 상의 동기 심볼은 누화 채널의 쉬운 추정을 고려하여 동기화될 필요가 있다.

VDSL2는 많은 다른 프로필을 정의했다. 대부분의 프로필이 4kHz 심볼율을 지정하지만, 프로필 30a은 8kHz와 같은 심볼율이 있다. 이것은 근본적으로 상기 약술한 기초적인 요건을 따르는 것을 불가능하게 한다. 배치에 따라, 4kHz 음조 공간(개별적으로 8kHz 음조 공간)을 갖는 프로필만이 존재할 것이라고 가정하는 것은 항상 가능한 것은 아니다. VDSL2 시스템은 루프 길이와 다른 요인의 함수로서 프로필을 전환할 수 있다. 이같이, 4kHz 심볼율을 갖는 시스템과 8kHz 심볼율을 갖는 시스템 모두를 포함하는 혼합 배치가 실제로 발생할 수 있다.

다른 심볼율(특히 4kHz와 8kHz 심볼율)을 갖는 시스템 사이에서 누화 제거는 8kHz의 간섭자와 4kHz 희생자/직접 채널(victim/direct channels)인 특정 예와 더불어 개시된다.

누화 채널 추정은 동기 심볼로부터 수집된 데이터에 의존한다. 벡터화된 시스템의 모든 동기 심볼은 정렬되고 부호는 직각의 순서로(with an orthogonal sequence) 변조된다. 누화 채널 추정이 수행될 때, 누화 채널에 관한 정보는 연속적인 동기 심볼의 슬라이서 오류로부터 유도될 수 있다. 이 정보는 적절한 처리에 의해 회복될 수 있다. 동기 심볼의 동기화는 현재 다른 동기 심볼율을 갖는 시스템이 고려될 때 달성되지 않을 수 있다. VDSL2 시스템은 각 256 데이터 심볼 이후 하나의 동기 심볼을 삽입한다. 4kHz와 8kHz 심볼율에서 동작하고 있는 시스템의 동기 심볼은 도 4, 특히 4kHz 채널(400)과 8kHz 채널(410)에 도시된 것과 같이 일치하지 않을 것이다. 누화 채널 추정을 수행하는 다른 방법이 있지만, 동기화된 동기 심볼과 직각의 순서에 의지하는 방법이 가장 편리하다. 8kHz 회선 상의 동기 심볼의 콘텐츠와 위치에서 약간의 수정이 있다면 이 방법은 여전히 사용될 수 있다. 특히 도 4에서 수정된 8kHz 심볼 스트림(420)으로 도시된 것처럼, 매 256 데이터 심볼마다 동기 심볼을 송신하는 대신에, 그 회선들은 매 512 심볼마다 2개의 연속적인(back-to-back) 동기 심볼을 송신한다. 또한, 각 쌍의 연속적인(back-to-back) 동기 심볼에서 제2 심볼은 2개의 동기 심볼 사이에서의 매끄러운 변화(transition)를 보증하기 위해 상회전된다(phase rotated). 그 결과, 2개의 인접한(contiguous) 동기 심볼은 정확하게 4kHz 음조 격자(tone grid) 상에서 단지 짝수 음조가 파워를 가지는 차이는 있지만 4kHz의 회선 상에서 전송된 동기 심볼과 정확히 같게 보인다. 또한, 본 발명의 이 실시예에서, 동기 심볼의 수와 그러므로 동기 심볼과 관련되는 총 오버헤드는 동일하다. 심볼이 이처럼 정렬될 때, 4kHz 회선의 동기 심볼은 8kHz의 회선의 동기 심볼에 대하여 직각이고, 그 반대도 마찬가지이다. 본 발명의 이 실시예에서, 주어진 하나의 음조 상의 슬라이서 오류는 단지 다른 회선 상의 그 음조 상에 송신된 신호에 의해 영향을 받는다. 동일한 방법은 누화 채널을 추정하기 위해 유지될 수 있다. 이는 단지 8kHz의 배수에서 누화 채널 값을 생성할 것이라는 점에 주의하라. 그러나, 중간 음조 상의 누화 채널의 값은 보간(interpolation)을 통하여 추정될 수 있다.

4kHz의 심볼에 대한 8kHz의 심볼의 영향

비록 4kHz 시스템과 8kHz 시스템의 심볼이 정확하게 정렬될 수 없지만, 각 4kHz 심볼이 정확하게 2개의 8kHz 심볼과 일치하도록 8kHz 심볼과 4kHz 심볼이 정렬된다고 가정할 것이다. 이는 도 3에 도시되며, 여기서 주기적인 접두부(302)를 갖는 4kHz의 심볼(300)과 각각 주기적인 접두부(316, 322)를 갖는 8kHz의 심볼(314, 320)이 도시된다. 이 정렬에서, 2개 및 오로지 2개의 8kHz 심볼(310)은 4kHz 심볼에 의해 경험된 누화에 공헌할 것이다. 제1 단계는 그 2개의 8kHz 심볼의 주파수-도메인 콘텐츠로 환산하여 누화를 계산하는 것이다. 도 3에서, 다음 표기법이 사용된다:

- CE4는 4kHz 심볼의 주기적인 확장자이고; 및

- CE8은 8kHz 심볼의 주기적인 확장자이다. 이 값은 정확하게 CE4의 절반이다. 그렇지 않으면 동기화는 가능하지 않을 것이다.

수신기는 어디에 FFT 윈도우를 정렬시켜야 하는지와 FFT 입력에 송신하는 2N개 샘플이 어느 2N개 샘플인지를 결정할 것이다. 도 3에서, 심볼(주기적인 확장자의 제1 샘플로부터 카운트)의 출발점에 대하여 오프셋 델타와 FFT 정렬(348)이 표시되어 있다. 이 정렬이 전형적으로 수신기의 독자적인 결정이지만, 누화 제거의 목적상 가장 유리한 선택은 delta=CE8이다. 이 값을 위해, 도 3 의사-심볼(pseudo-symbol)(328)에 도시된 것처럼, 2개의 8kHz 심볼의 각각은 정확하게 N 샘플을 FFT 입력에 기여한다. 계산의 나머지를 위해, 이 정렬이 사용된다고 가정할 것이다. 비록 도 3의 각 8kHz 심볼이 정확하게 N 샘플을 기여하지만, 제2 심볼로부터의 N 샘플이 주기적인 접두부의 제1 샘플에서 시작된다는 점에 주의하라. 이 샘플은 주기적인 확장자에 의해 보호되지 않고, 심볼간(inter-symbol) 간섭을 받을 수 있다. 이는 실제로 달성될 수 있는 제거(cancelation) 양을 제한할 것이다. 하지만, 그럼에도, SNR의 결과적인 이득은 여전히 중요하다. 만일 8kHz 시스템이 4kHz 시스템보다 큰 스펙트럼을 사용하면, 4kHz 시스템의 디자인이 이 높은 주파수의 에일리어싱(aliasing)이 4kHz 시스템에 의해 사용된 스펙트럼에 영향을 미치지 않도록 이루어져야 한다라는 점에 또한 주의하라. 도 3에 도시된 정렬에서 시작할 때, 2개의 8kHz 심볼이 2N-포인트 FFT의 출력에서 어떻게 나타나는지 계산할 수 있다. 2개의 8kHz 심볼들의 샘플들을 y_n과 z_n으로서 각각 다음 식과 같이 보여줄 것이다.

[수학식 1]

2N-포인트 FFT로 되는 샘플은 다음 식으로 주어진다:

[수학식 2]

이는 다음 식과 같다:

[수학식 3]

수학식 3의 첫 번째 항은 다음과 같이 계산될 수 있다:

[수학식 4]

마찬가지로, 수학식 3의 두 번째 항은 다음과 같이 계산될 수 있다:

[수학식 5]

수학식 4와 5에서, 4kHz 심볼의 짝수 음조와 홀수 음조가 2개의 8kHz 심볼에 의해 영향을 받는 방법 사이에 중요한 차이가 있다는 점에 주의한다. 짝수 음조에 대해서, 2개의 8kHz 심볼의 공헌은 다음과 같이 감소된다:

[수학식 6]

즉 짝수 음조는 단지 8kHz 심볼의 단일 음조에 의해서만 영향을 받고, 그 영향은 2개의 8kHz 심볼의 각각 동안 그 음조 상에 변조된 성좌 점(constellation points)의 선형 조합이다. 이는 단지 두 번의 짝수 음조 상의 누화의 제거를 4kHz 심볼로부터의 누화의 제거처럼 복잡하게 한다. 단일 탭 제거기 대신에, 짝수 음조의 각각에 대해서 2-탭 제거기가 필요하다. 홀수 음조에 대해서, 상황은 더 복잡하다. 2개의 8kHz 심볼의 공헌은 다음과 같이 된다:

[수학식 7]

잠재적으로, 8kHz 심볼의 모든 음조는 4kHz 심볼의 단일 홀수 음조에 공헌할 것이다. 이는 극히 복잡한 짝수 음조 상의 누화를 충분히 제거한다.

그러나 수학식 7의 모든 8kHz 음조가 최종적인 출력 X_2l+1에 동등하게 공헌하는 것은 아니라는 점에 주의하라. 사실, 도 6에 도시된 것처럼 가중 함수는 k'=l 주위에서 급격하게 최고점에 이르게 한다. 이는 짝수 음조 상의 누화가 수학식 5의 합계 내의 제한된 수의 항들을 단지 고려함으로써 여전히 부분적으로 제거될 수 있다. 적은 수의 항들에 대해서 복잡성은 여전히 비교적 감소할 것이다. 항들의 수가 많을수록 복잡성은 증가하나, 달성될 이득은 높아진다.

4kHz로의 8kHz 누화 제거

모든 심볼이 동일한 심볼율을 가지고 있을 때 수행된 것과 유사하게, 4kHz 심볼로 8kHz 신호의 누화를 제거하는 것이 프리코딩(precoding)에 의해 달성될 수 있다. 만일 4kHz 심볼의 음조 k 상에서 변조된 심볼이 A_k로 표시되면, 프리코딩은 다음 항을 A_k에 추가하여 달성된다:

[수학식 8]

수학식 8에서, Hmm은 직접적인 채널의 전달 함수를 나타내고, Hmn은 회선 "n"과 "m" 사이의 누화 전달 함수를 나타낸다. 8kHz 시스템이 회선 "n" 상에 배치되지만, 4kHz 시스템은 회선 "m" 상에 배치된다. 홀수 음조에 대해서, 누화 제거의 요구 수준 또는 요망하는 복잡성을 달성하기 위하여 프리코딩의 항들의 수는 제한될 수 있다.

시뮬레이션

위에 약술된 방법론을 사용하여 8kHz 시스템의 누화를 4kHz 시스템으로 제거하는 것을 구현하는 시뮬레이션이 이하 설명된다. 양 시스템은 26awg 게이지의 200 미터 루프에 연결되었다. 누화 채널의 임펄스 응답을 모델화하기 위해, 99%의 최악의 경우의 커플링을 택했고, 더욱이 누화 채널의 상 거동(phase behavior)이 직접적인 채널의 상 거동과 일치한다고 가정했다. 바꾸어 말하면, 주파수 도메인의 누화 채널의 전달 함수는 다음과 같이 주어졌다:

[수학식 9]

여기서:

- K = 1.5940.10^-10

- L은 루프 길이(200 미터)

- H(f)는 직접적인 채널의 전달 함수이다.

이 분석의 목적상, 음조 100 내지 2000(4kHz 음조 격자 상에서)은 임의로 4개의 QAM 심볼로 로딩되었다. 8kHz 시스템으로부터의 누화는 동일한 음조 상에서 일어난다. 시뮬레이션 동안, DMT 심볼은 4kHz 심볼율과 8kHz 심볼율의 모두에 대해 생성되었다. 4kHz 심볼에 대응하는 샘플은 직접적인 채널의 임펄스 응답을 가지고 컨볼루션(convolution)을 수행함으로써 직접적인 채널을 통하여 전송된다. 8kHz 심볼에 대응하는 샘플은 누화 채널의 임펄스 응답을 가지고 컨볼루션(convolution)을 수행함으로써 누화 채널을 통하여 전송된다. 결과적인 출력 샘플이 유용한 신호와 누화로 이루어진 총 수신 신호를 만들기 위해 추가된다. 수신기는 도 3에 제시된 것처럼 심볼 정렬을 수행하고, SNR을 계산한다. 수학식 8에 기술된 바와 같이 프리코딩을 갖는 4kHz 시스템에 대해서도 동일하게 수행된다. 프리코딩된 경우의 SNR이 계산되고, 프리코딩되지 않은 경우의 SNR과 비교된다.

짝수 음조에 대한 결과

도 7a와 도 7b는 8kHz의 방해자(disturber)와 4kHz의 희생자/직접 채널에서 짝수 및 홀수 음조에 대한 의사-심볼(pseudo-symbols)을 각각 도시한다. 8kHz의 심볼을 포함하는 간섭자 심볼(740, 742)은 희생자/직접 4kHz 채널에 대한 심볼(744)과 함께 도시된다. 짝수 음조에 대해, 프리코딩은 음조당 2-탭 프리코더로 수행될 수 있다. 수학식 8에 도시된 바와 같이, 송신기에서 짝수-번호로 된(even-numbered) 음조에 추가되는 누화 보상은 2개의 8kHz의 심볼의 각각 동안 주파수 상에 변조되는 성좌 점(constellation points)의 선형 조합이다. 누화 제거가 있는 경우와 없는 경우의 SNR이 도시된다. SNR은 누화 제거 후에 현저하게 개선된다. 전형적으로 음조 모두에 대해 30과 40dB 사이에서 개선된다. 이는 4kHz 시스템으로부터의 누화를 제거하는데 필요한 복잡성의 대략 2배의 계산적인 복잡성으로 달성된다.

홀수 음조에 대한 결과

홀수-번호로 된(odd-numbered) 음조에 대해, 프리코딩은 더 복잡하게 된다. 이론적으로, 각 홀수-번호로 된 음조는 8kHz 음조 모두에 의해 어느 정도까지 영향을 받는다. 달성될 수 있는 SNR 개선은 허용되는 복잡성에 의존할 것이다. 그 한도에서, 짝수-번호로 된 음조 상의 누화만을 제거하는 것을 결정하고 홀수-번호로 된 음조에서는 어떤 개선도 시도하지 않을 수 있음에 주목하라.

이득은 프리코딩에 포함되는 항의 수에 크게 의존하고, 다른 절단(truncation)에 대한 음조 상의 SNR 평균 개선을 보여준다. 심지어 3개 만큼 적은 음조의 경우에, 8dB 보다 큰 개선이 달성될 수 있다. 더 많은 항이 포함될 때, 수행 이득(performance gain)은 천천히 상승한다. 모든 항들이 고려될 때에만 대략 40 dB의 총 이득이 달성된다.

다음 기법은 누화 제거를 위해 실행가능한 단계의 복잡성을 유지하는 것을 도울 수 있다:

- 각 4kHz 심볼이 정확하게 2개의 8kHz 심볼과 중복되도록 다른 회선의 심볼을 동기화하라;

- 4kHz 회선의 동기 심볼과 일치하도록 8kHz 상의 동기 심볼의 위치를 수정하라. 또한 심볼이 양쪽 회선 상에서 동일한 것처럼 나타나도록 8kHz의 회선에서 심볼을 수정하라;

- 8kHz 심볼로부터의 누화를 4kHz 심볼의 짝수-번호로 된 음조로 제거하는 것은 4kHz 시스템의 누화 제거를 위해 필요한 복잡성의 대략 두 배를 나타내는 2-탭 동작을 필요로 한다;

- 8kHz 심볼로부터의 누화를 4kHz 심볼의 홀수-번호로 된 음조로 제거하는 것은 잠재적으로 8kHz 심볼의 로딩된 모든 음조 상에 전송된 성좌 점의 선형 조합을 필요로 한다. 가중 함수의 성질 때문에, 항들의 수는 제한될 수 있지만, 여전히 적절하게 좋은 SNR 개선을 달성할 수 있다.

8k의 희생자에 대한 4k의 방해자(Disturbers) 영향을 제거하는 것:

각 4kHz 심볼이 정확하게 2개의 8kHz 심볼과 겹쳐지기 위해 4kHz 심볼과 8kHz 심볼이 정렬된다. 동일한 가정이 이 공헌에서 이루어질 것이다. 심볼의 정렬은 도 3 및 추가로 도 7c에 도시되고, 여기서 4kHz의 방해자/간섭자 의사-심볼(760)과 한 쌍의 8kHz의 희생자(762, 764)가 도시된다. 다시, 값 "N"는 4kHz 심볼 내의 음조의 수를 보여준다. 위에 논의된 4kHz 심볼에서의 8kHz 누화의 역의 경우를 위해, 8kHz 심볼의 위치에 대한 4kHz 수신기에서 FFT 윈도우의 특정의 정렬을 가정하였다. FFT 윈도우는 4kHz 심볼의 출발점에 대한 CE8 샘플에 의해 상쇄되었다(offset). 이는 4kHz 심볼에 영향을 미치는 8kHz 심볼 각각이 N개의 샘플을 (4kHz) FFT의 2N개의 입력 샘플에 정확하게 공헌했을 것을 보장하기 위해 수행되었다. 이는 누화 제거의 단순화된 처리를 허용하였다.

이 경우, 즉 8kHz 수신기에서의 4kHz 누화에 대해 FFT 정렬 상의 어떠한 제약도 필요하지 않다. 8kHz FFT로의 N개의 입력 샘플은 8kHz DMT 심볼의 N+CE8 샘플 내에서의 어떤 출발점으로부터 자유롭게 취할 수 있다. 어떤 선택된 정렬의 경우에, 누화 샘플은 단일 4kHz DMT 심볼에 속할 것이다. 도 3에서 8kHz DMT 심볼의 출발점에 대한 N개의 입력 샘플의 오프셋(상쇄)은 델타로 표시된다. k =0,.., 2N-1일 때 4kHz 심볼 X_k의 음조 상에서 변조되는 성좌 점은 다음 식으로 표시된다:

[수학식 10]

4kHz 심볼의 몸체의 2N개의 샘플은 다음 식으로 주어진다:

[수학식 11]

수학식 10을 사용하여, 이는 다음 식으로 다시 쓰일 수 있다:

[수학식 12]

각 4kHz 심볼이 2개의 8kHz 심볼에 영향을 미치므로, 4kHz 심볼과 겹쳐지는 "제1"과 "제2"의 8kHz 심볼을 분리하여 바라볼 것이다: 제1의 8kHz 심볼의 FFT 입력에 공헌하는 4kHz 심볼의 샘플에 제시된 것처럼 특정의 정렬에 대해 다음 식이 주어진다:

[수학식 13]

마찬가지로, 제2의 8kHz 심볼의 FFT 입력에 공헌하는 4kHz 심볼의 샘플은 다음 식으로 주어진다:

[수학식 14]

누화의 주파수 도메인 표현

주파수 도메인에서 4kHz 심볼에서 오는 누화를 8kHz 심볼로 제거하는 것이 의도된다. 이 목적을 위해, 동등한 8kHz 심볼에서 오는 샘플로서 수학식 13 또는 14로 주어지는 N개의 "누화 샘플"을 고려하라. 따라서 한 세트의 성좌 점의 N-점 IFFT가 수학식 13과 14와 동일한 샘플의 값을 생성하기 위해 한 세트의 성좌 점이 필요하다.

이 동등한 8kHz 심볼의 주파수 표현과 그를 4kHz 심볼의 성좌 점 X_k로 환산하여 나타내는 것의 계산이 필요하다. 샘플 s_n ^(l)의 주파수 표현은 단순히 수학식 13을 취함으로써 찾을 수 있다:

[수학식 15]

n과 k' 에 대한 합계의 차수(order)를 반대로 하면 다음을 얻는다:

[수학식 16]

k' 에 대한 합계에서 짝수 및 홀수 항들을 분리하면 다음을 얻는다:

[수학식 17]

이는 다음 아이덴티티를 사용하여 더욱 단순화될 수 있다:

[수학식 18]

수학식 17에 수학식 18을 사용하면, 다음을 얻는다:

[수학식 19]

만일 어떠한 에너지도 DC(전형적인 경우)에서 송신되지 않는다고 가정하면 수학식 19의 세 번째 항은 생략될 수 있다. 또한, 네 번째 항의 기여는 다른 나머지 항들의 기여와 비교할 때 매우 작다. 이는 실제적인 목적상 수학식 19를 다음과 같이 축소함을 의미한다:

[수학식 20]

수학식 20은 N개의 샘플(수학식 13)의 주파수 표현을 준다. 수학식 20이 바로 그 샘플의 FFT 이므로 이 주파수-도메인 점들의 IFFT로 N개의 샘플(수학식 13)이 초래됨을 볼 수 있음을 이해한다. 주파수 도메인 표현이 4kHz 누화 심볼의 성좌 점과 심볼 경계에 대한 FFT의 입력 샘플의 정렬에만 의존함을 주목하라.

샘플 S_n ⁽²⁾ (수학식 14를 참조)의 주파수 표현은 거의 마찬가지로 이루어진다. 유사한 계산 후, 다음을 알 수 있다:

[수학식 21]

프리코딩 계수

프리코딩은 "짝수-번호"와 "홀수-번호"로 된 8kHz DMT 심볼에 대해 달리 수행된다. 수학식 20과 21에서 알 수 있는 것처럼, 4kHz 누화 심볼은 4kHz 심볼과 중첩되는 제2의 8kHz 심볼보다 달리 4kHz 심볼과 겹쳐지는 제1의 8kHz 심볼에 영향을 미칠 것이다. 8kHz 심볼의 음조 k(즉 주파수 k*8.625kHz를 갖는 음조) 상에서 변조된 성좌 점은 A_k (여기서, k=O,..., N/2-1)로 표시된다. 짝수-번호로 된 심볼에 대해, 다음 결과 수학식 20을 사용한다. 이는 다음 프리코딩을 가져온다.

[수학식 22]

홀수-번호로 된 심볼에 대해, 결과 수학식 21을 사용한다. 이는 다음의 프리코딩을 가져온다.

[수학식 23]

8kHz 심볼의 음조 k에 영향을 미치는 누화는 4kHz 심볼의 단일 짝수 음조(8kHz 음조의 주파수와 일치하는 음조)로부터의 공헌을 가지고, 뿐만 아니라 모든 홀수(4kHz) 음조로부터의 공헌을 가진다. 4kHz 심볼에서의 8kHz 누화의 경우와 비슷하게, 홀수 음조의 공헌은 고르게 가중되지 않는다.

시뮬레이션

누화기(crosstalker)(4kHz 시스템)와 희생자 시스템(8kHz 시스템) 모두는 50 미터 길이의 26awg-게이지 루프에 연결된다. 누화 채널의 주파수 응답을 모델화하기 위해, 누화 채널의 상 거동이 직접적인 채널의 상 거동과 일치했다고 추가로 가정하면서 99%의 최악의 경우의 FEXT 커플링이 사용되었다. 시뮬레이션의 목적상, 음조 50 내지 1000(8kHz 격자 상에서)이 전송을 위해 사용되었다. 누화 제거기(canceller)가 단지 이 음조 상에서 동작한다. 전송은 모든 활동적인 부반송파에서 4 QAM으로 모델화된다. 시뮬레이션 동안, DMT 심볼은 4kHz 심볼율과 8kHz 심볼율 모두에 대해 생성된다. 8kHz 심볼에 대응하는 샘플은 직접적인 채널의 임펄스 응답을 가지고 컨볼루션을 수행함으로써 직접적인 채널을 통하여 송신된다. 4kHz 심볼에 대응하는 샘플은 누화 채널의 임펄스 응답을 가지고 컨볼루션을 수행함으로써 누화 채널을 통하여 송신된다. 직접적인 채널과 누화 채널의 결과적인 출력 샘플은 유용한 신호와 누화로 이루어진 총 수신 신호를 이루기 위해 추가된다. 다른 심볼율에 대한 DMT 심볼이 도 3에서 정렬됨을 주목하라. 수신기는 심볼 정렬을 수행하고 SNR을 계산한다.

시뮬레이션 결과

누화 제거의 결과는 프리코딩(수학식 22와 23을 참조)에 포함되는 항 수에 명백하게 의존한다. 최대 이득을 달성하기 위해, N/2까지 항이 단일 음조의 프리코딩에 포함되어야 한다. 이는 실행시 실제적인 해결이 아니라, 달성될 수 있는 것의 상한치를 설정한다. 결과는 프리코딩 구조에서 항 수에 강하게 의존한다. 이 경우, 홀수와 짝수 음조 사이에 어떠한 차이도 없다라는 점에 또한 주의하라. 수학식 22또는 23에서의 첫 번째 항만이 프리코딩("어떠한 홀수 음조도 없음"으로 표시됨)에 사용될 때 최소 복잡성이 있는 실행이 얻어진다. 이는 8kHz 음조 상의 누화에 대한 모든 홀수 4kHz 음조의 공헌을 무시한다. 이 실행은 모두 동일한 음조 공간을 사용하는 한 세트의 시스템을 위한 프리코더와 동일한 복잡성을 가진다. 그러나, 이 경우 실현될 수 있는 성능 개선은 매우 제한된다. 많은 항들이 프리코딩에 추가될 때 성능은 점차 상승한다. 누화 제거는 가능하나 음조당 멀티-탭 프리코딩을 필요로 한다. 8kHz 음조 각각은 모든 4kHz 음조로부터 누화 공헌을 수신하나, 동일한 주파수를 가지는 바로 그 음조는 아니다. 4kHz 음조 각각의 누화 공헌이 빠르게 감소하기 때문에, 프리코딩에서 항의 수를 제한하는 것이 타당하다. 이는 각종 성능 대 복잡성 교환(trade-offs)을 고려한다.

도 8a 및 도 8b는 각각 훈련 및 쇼 타임 단계 모두의 동작 중에 묶음으로 된 가입자 회선을 프리코딩하기 위한 처리흐름도이다.

도 8a는 새로운 회선(들)이 초기화된 과정 800에서 시작된 훈련을 보인다. 과정 802-804에서 다음 간섭자/방해자의 ID와 다음 직접/희생자 채널의 id(identifications)가 각각 결정된다. 그 다음 결정 과정 806에서 희생자와 간섭자 채널에 대한 연합 심볼율이 일치하는지에 대한 결정이 이루어진다. 만일 심볼율이 일치하면 누화 계수가 간섭자의 음조에 할당되는 과정 816으로 진행하도록 제어된다. 계수가 높을수록 누화 커플링 인자는 더 크다. 이와 다르게, 심볼율이 일치하지 않으면, 과정 808-812로 진행하도록 제어된다. 과정 808에서 의사-심볼은 간섭자 채널로부터 모아진다. 의사-심볼은 희생자 채널의 샘플의 수와 심볼율과 일치한다. 다음 과정 810에서 의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 의사-심볼을 포함하는 방해자/간섭자 심볼의 함수로 표현하는 폐쇄형 함수 또는 표현이 생성된다. 다음 과정 812에서 의사-심볼의 주파수 콘텐츠는 도 6에 제시된 것처럼 방해자 채널로부터의 공헌 음조와 그에 부착된 가중 인자의 실제 복소 값(complex values)에 근거하여 결정된다. 그 다음 과정 816에서 누화 계수는 의사-심볼의 음조에 할당된다. 간섭자/방해자 채널로부터 누화를 줄이기 위해 전송된 희생자 채널은 과정 820에서 프리코딩된다. 프리코딩은 전형적으로 하나 보다 많은 간섭자 채널로부터의 공헌을 포함하나, 훈련 프로토콜에 의존하면서 한번에 하나의 간섭자에 의해 처리될 수 있다. 다음으로, 슬라이서 오류 징후가 프리코딩된 희생자 채널을 수신하고 있는 원격 모뎀으로부터 수신된다. 만일 슬라이서 오류가 결정 과정 824에서 받아들일 수 있는 문턱치 아래 있으면, 그 다음 누화는 받아들일 수 있는 수준으로 축소되었고, 그 후 과정 826으로 진행되도록 제어된다. 과정 826에서, 선택된 희생자와 방해자(들) 채널에 대한 모든 축적된 누화 제거 정보, 함수, 계수 및 가중 인자가 저장된다. 그리고 결정 과정 828과 830에서, 현재의 희생자 채널을 위한 다음 희생자 채널 또는 다음 간섭자의 부가적인 처리가 시작된다. 다음 과정 832에서 각 희생자 채널에 대한 주요 간섭자에 관한 결정이 이루어질 수 있고, 이에 따라서 제한된 처리 자원이 배분될 수 있다. 만일 그런 결정이 되면, 그 다음 과정 834에서 각 직접/희생자 채널에 대한 프리코드 탭 설정이 과정 834에서 설정된 정상(top)의 간섭자에 대해 저장된다. 끝으로, 결정 과정 836에서, 새로운 채널에 초기화가 필요하다면 훈련이 종료되는지에 관한 결정이 만들어진다. 만일 훈련을 필요로 하는 새로운 채널이 있으면 과정 800로 복귀되도록 제어된다.

도 8b는 묶음으로 된 가입자 회선의 쇼 타임 동작과 특히 그것의 프리코딩과 관련되는 과정을 보인다. 쇼 타임은 과정 850에서 시작된다. 과정 852-854에서 다음 직접/희생자 채널과 제1/다음 간섭자/방해자 채널의 id가 각각 결정된다. 그 다음 결정 과정 856에서 희생자와 간섭자 채널에 대한 연합 심볼율이 일치하는지에 대한 결정이 이루어진다. 만일 심볼율이 일치하면 누화 계수가 간섭자의 음조에 할당되는 과정 866으로 진행하도록 제어된다. 이와 다르게, 심볼율이 일치하지 않으면, 과정 858-862로 진행하도록 제어된다. 과정 858에서 의사-심볼은 간섭자 채널로부터 모아진다. 의사-심볼은 희생자 채널의 샘플의 수와 심볼율과 일치한다. 다음 과정 860에서 상기 훈련 단계 동안 설정된 폐쇄형 함수 또는 표현이 위에서 논의된 할당된 의사-채널 가중치와 함께 로딩된다. 다음 과정 862에서 의사-심볼의 주파수 콘텐츠는 도 6에 제시된 것처럼 방해자 채널로부터의 공헌 음조와 그에 부착된 가중 인자의 실제 복소 값(complex values)에 근거하여 결정된다. 그 다음 과정 866에서 훈련 단계에서 결정된 누화 계수는 의사-심볼의 음조에 할당된다. 다음 결정 과정 870에서, 주제 채널을 위한 어떠한 추가적인 간섭자가 남아 있는지에 대한 결정이 만들어진다. 만일 추가적인 간섭자가 남아 있다면, 주제 희생자/직접 채널에 적용될 집합적인 프리코드 인자의 추가의 프리코드 처리를 하는 과정 854로 복귀되도록 제어된다. 만일 모든 간섭자를 위한 프리코드 계산이 종료하면, 직접/희생자 채널의 프리코딩이 완료되는 과정 872로 진행되도록 제어된다. 다음 결정 과정 880에서 모든 희생자/채널이 현재의 심볼 간격으로 처리되었는지에 관한 결정이 만들어진다. 만일 그렇지 않다면 과정 852로 복귀되도록 제어된다. 만일 모든 채널의 처리가 종료하면, 다음 심볼 간격으로의 모든 채널의 쇼 타임 처리를 위한 과정 886으로 진행되도록 제어된다.

본 발명의 선호되는 실시예의 상술한 설명은 예시적이고 설명적인 목적을 위해 제공되었다. 그것은 철저하거나, 본 발명을 개시되는 정확한 형태로 제한할 작정이 아니다. 분명히 많은 수정과 변화는 이 기술에 숙련된 당업자에게 분명할 것이다. 본 발명의 범위는 다음의 청구항들과 그들의 균등한 것에 의해 정의되게 할 작정이다.

Claims (19)

1. 묶음으로 된 가입자 회선을 통한 복수의 통신 채널의 멀티-톤 변조된 전송을 프리코딩하기 위한 장치에 있어서,
   비정합 심볼율을 가지는 희생자 통신 채널과 간섭자 통신 채널을 검출하도록 구성되고, 간섭자 채널을 간섭자 채널에 관해서 표현된 정의된 음조 특성과 함께 희생자 채널의 대응하는 심볼과 실질적으로 유사한 길이를 모두 갖는 의사-심볼(pseudo-symbol)로 변환하도록 구성된, 의사-심볼 콘트롤러; 및
   누화 계수를 의사-심볼의 선택된 서브 채널 또는 음조에 할당하고 희생자 채널을 누화 계수를 사용하는 의사-심볼을 가지고 프리코딩함으로써 선택된 희생자와 간섭자 사이에서 감소된 누화를 나타내는 프리코딩된 희생자 심볼을 생성하는, 프리코더;
   를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제1항에 있어서,
   의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 의사-심볼을 포함하는 간섭자 채널 심볼의 함수로서 표현하고 대응하는 간섭자 채널 심볼의 각 서브 채널 또는 음조에 관련된 실제 복소 계수에 근거하여 의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 결정하도록 더 구성된, 의사-심볼 콘트롤러;
   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제1항에 있어서,
   희생자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 장치.
4. 제1항에 있어서,
   희생자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제1항에 있어서,
   간섭자 채널에서 의사-심볼 경계를 심볼 경계에 맞추어 정렬하도록 더 구성된, 의사-심볼 콘트롤러;
   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 묶음으로 된 가입자 회선을 통한 멀티-톤 변조된 전송을 프리코딩하기 위한 방법에 있어서,
   비정합 심볼율과 비정합 샘플 수를 가지는 희생자 채널과 간섭자 채널을 검출하는 단계;
   간섭자 채널을 간섭자 채널에 관해서 표현된 정의된 음조 특성과 함께 희생자 채널의 대응하는 심볼과 실질적으로 유사한 길이를 모두 갖는 의사-심볼(pseudo-symbol)로 변환하는 단계;
   누화 계수를 의사-심볼의 선택된 서브 채널 또는 음조에 할당하는 단계; 및
   희생자 채널을 할당 단계에서 할당된 누화 계수를 사용하는 의사-심볼을 가지고 프리코딩함으로써 선택된 희생자와 간섭자 사이에서 감소된 누화를 나타내는 프리코딩된 희생자 심볼을 생성하는 단계;
   를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 간섭자 채널을 의사-심볼로 변환하는 단계는,
   간섭자 채널에 대하여, 희생자 채널과 실질적으로 유사한 샘플 수와 심볼율을 갖는 의사 심볼을 모으는 단계;
   의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 의사-심볼을 포함하는 간섭자 채널 심볼의 함수로 표현하는 단계; 및
   대응하는 간섭자 채널 심볼의 각 서브 채널 또는 음조와 상기 간섭자 함수 표현 단계에서 표현된 함수에 관련된 실제 복소 계수를 근거로 하여 의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 결정하는 단계;
   를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
8. 제6항에 있어서,
   희생자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제6항에 있어서,
   희생자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제6항에 있어서, 상기 간섭자 채널을 의사-심볼로 변환하는 단계는,
    간섭자 채널에서 의사-심볼 경계를 심볼에 맞추어 정렬하는 단계;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제6항에 있어서, 상기 프리코딩하는 단계에 이어서,
    희생자와 방해자 채널 모두에 공통적인 통합 간격에 걸쳐서 시간 도메인과 주파수 도메인 사이에서 프리코딩된 희생자 심볼을 변환하는 단계;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 제6항에 있어서, 상기 묶음으로 된 가입자 회선은 다양한 입력 다양한 출력(mulitple input multiple output; MlMO) 통신 시스템과 벡터화된 통신 시스템 중의 선택된 하나를 결합하는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 묶음으로 된 가입자 회선을 통한 멀티-톤 변조된 전송을 프리코딩하기 위한 프리코딩 수단에 있어서,
    비정합 심볼율과 비정합 샘플 수를 가지는 희생자 채널과 간섭자 채널을 검출하는 수단;
    간섭자 채널을 간섭자 채널에 관해서 표현된 정의된 음조 특성과 함께 희생자 채널의 대응하는 심볼과 실질적으로 유사한 길이를 모두 갖는 의사-심볼(pseudo-symbol)로 변환하는 수단;
    누화 계수를 의사-심볼의 선택된 서브 채널 또는 음조에 할당하는 수단; 및
    희생자 채널을 할당 단계에서 할당된 누화 계수를 사용하는 의사-심볼을 가지고 프리코딩함으로써 선택된 희생자와 간섭자 사이에서 감소된 누화를 나타내는 프리코딩된 희생자 심볼을 생성하는 수단;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
14. 제13항에 있어서, 상기 간섭자 채널을 의사-심볼로 변환하는 수단은,
    간섭자 채널에 대하여, 희생자 채널과 실질적으로 유사한 샘플 수와 심볼율을 갖는 의사 심볼을 모으는 수단;
    의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 의사-심볼을 포함하는 간섭자 채널 심볼의 함수로 표현하는 수단; 및
    대응하는 간섭자 채널 심볼의 각 서브 채널 또는 음조와 상기 간섭자 함수 표현 수단에서 표현된 함수에 관련된 실제 복소 계수를 근거로 하여 의사-심볼의 주파수 콘텐츠를 결정하는 수단;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
15. 제13항에 있어서,
    희생자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
16. 제13항에 있어서,
    희생자 채널은 8kHz의 심볼율을 나타내고, 간섭자 채널은 4kHz의 심볼율을 나타내는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
17. 제13항에 있어서, 상기 간섭자 채널을 의사-심볼로 변환하는 수단은,
    간섭자 채널에서 의사-심볼 경계를 심볼에 맞추어 정렬하는 수단;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
18. 제13항에 있어서,
    희생자와 방해자 채널 모두에 공통적인 통합 간격에 걸쳐서 시간 도메인과 주파수 도메인 사이에서 프리코딩된 희생자 심볼을 변환하는 수단;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.
19. 제13항에 있어서, 상기 묶음으로 된 가입자 회선은 다양한 입력 다양한 출력(MlMO) 통신 시스템과 벡터화된 통신 시스템 중의 선택된 하나를 결합하는 것을 특징으로 하는 프리코딩 수단.

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