CN101536343A

CN101536343A - 干扰消除系统

Info

Publication number: CN101536343A
Application number: CNA2007800415169A
Authority: CN
Inventors: 约翰·M·卡尔夫; 舒曼斯·贾甘纳坦; 陈建宇
Original assignee: Adaptive Spectrum and Signal Alignment Inc
Current assignee: Adaptive Spectrum and Signal Alignment Inc
Priority date: 2006-10-05
Filing date: 2007-10-05
Publication date: 2009-09-16
Also published as: JP5242578B2; EP2076972B1; WO2008045332A3; EP2076972A2; JP2010506497A; EP2076972B8; WO2008045332A2; US20100135482A1; US8340279B2

Abstract

本发明描述了一种自适应干扰消除系统。在一个示例中，该系统通过使用数字用户线(DSL)接收数据信号并接收基准信号而工作，所述基准信号部分地对应于所述数据信号上的噪声。所述基准信号被分类，并且噪声消除信号基于所述分类被应用于所述数据信号。

Description

干扰消除系统

技术领域

本发明涉及DSL(数字用户线)通信接收机领域，具体涉及使用基准信号将噪声从DSL数据信号滤出去。

背景技术

数字用户线(DSL)技术通过现有电话用户线(称为环路和/或铜缆)为数字通信潜在地提供大带宽。尽管最初仅仅是为话音频带模拟通信而设计的，但电话用户线能够提供这样的带宽。更具体地说，通过使用离散多音(DMT)线路编码，非对称DSL(ADSL)和甚高速DSL(VDSL)能够适应于用户线的特性，离散多音(DMT)线路编码将多个比特分配给每个子通道(或子载波)，每个子通道(tone)可以被调节到初始化期间和随后的在线训练期间确定的信道状态，随后的在线训练以在用户线每端上的调制解调器(通常是同时作为发射机和接收机的收发机)的“比特交换(bit-swapping)”为人所知。

ADSL业务使用138KHz至1.1MHz范围内的频率运行。在美国，接近5,000个AM(调幅)广播站使用540KHz至1.7MHz范围内的频率。这些无线电信号渗透到许多区域，包括用户使用DSL调制解调器操作的区域。频率使用中的相当大的交叠会给DSL使用者带来问题。此外，其它射频(RF)干扰源由于其引起的干扰也会导致DSL系统性能恶化。最后，其它类型的干扰，例如串音(crosstalk)、脉冲噪声、电线噪声以及其它人为电子辐射等，也可能干扰发送到DSL和其它通信系统上的数据信号。

RF干扰不会使上述整个频谱失真。相反，诸如AM广播站之类的许多源仅影响频谱的很窄的部分。ADSL使用128或256个载波，其中每个载波是约4.3125kHz宽的离散频谱片段。由于ADSL系统将传输分组成长度为250微秒的信息包或信息码元，所以存在窗效应，该效应使得接收机识别到在ADSL系统中使用的每个载波中心的几十到几百kHz范围内的RF干扰。理论上，5KHz宽的RF AM无线电干扰会趋于仅影响2-3个ADSL载波，但是窗效应导致每个AM广播站可能影响几个至几十个载波。脉冲、电线和其它噪声源也经常会影响宽的频率范围。

在许多现有系统中，受到给定载波上的RF干扰和其它噪声源影响的调制解调器仅停止使用受影响的载波，或者至少减少调制解调器在RF干扰附近承载的比特的数目，这会降低DSL系统的性能。当干扰存在于长DSL线的末端时，该效应尤其明显。在传输期间大幅度衰减的信号会被客户端的RF干扰完全压制。尽管绞拧传输环路导线(wire)会减轻RF干扰的一些进入，但它也表现出重大问题。随着DSL系统(例如，ADSL2+，VDSL)使用的频带增加，双绞线的绞拧或平衡变得不再那么有效，以致RF进入的频率越高，耦合入双绞线的就越大。另外，双绞线上的较高频率趋向于被最大限度地衰减，因此更易受到较高频率上的串音的影响而失真。

更具体地说，噪声和干扰经常最强地耦合到客户端和基架(服务终端)等之间的电话线。基架在从局端(CO)(或远程终端局端)到特定的客户端或几个客户端的线(经常指“下话路(drop)”)之间提供交叉连接点。来自于CO的剩余线可以继续通向其它基架。典型地，在“下话路”段中有2-6条线通向每个客户，针对一个或多个客户稍后要求多路电话服务的可能提供额外的铜线。在基架和客户端之间运行的相对暴露的DSL传输环路段担当天线，拾取噪声和干扰信号，包括本区域中的AM无线电广播。线的这段可以穿过线的垂直走向，担当对RF信号和其它噪声具有较高增益的天线。另外，最后一段经常未很好地屏蔽或者采用未很好接地的屏蔽，导致电话线在接收噪声和干扰时产生附加的增益。

发明内容

一种自适应干扰消除系统被描述。在一个示例中，该系统通过利用DSL(数字用户线)接收数据信号并且接收基准信号工作，该基准信号部分地对应于所述数据信号上的噪声。该基准信号被分类，并且噪声消除信号基于所述分类被应用于所述数据信号。

附图说明

通过以下结合附图的详细描述，本发明将易于理解，其中同样的附图标记表示同样的结构元件，其中：

图1为适合于实施本发明实施例的DSL通信系统的示例的框图；

图2为根据本发明实施例的具有噪声消除的CPE接收机的框图；

图3为根据本发明实施例的介于DSLAM与CPE之间的DSL系统的框图；

图4为根据本发明实施例的自适应消除来自DSL数据信号的噪声的方法流程图；

图5为根据本发明实施例的对干扰进行分类的方法流程图；

图6为根据本发明实施例的选择性更新噪声系数的方法流程图；

图7为适合于本发明实施例使用的32QAM信号群的图；

图8为根据本发明实施例的在所接收的数据与图7的可被测量的群内的点之间的误差的图；

图9为根据本发明实施例的具有噪声消除的可替代的CPE接收机的框图；以及

图10为根据本发明实施例的图9的自适应与控制模块的框图。

具体实施方式

本发明的以下详细描述将参考本发明的一个或多个实施例，但并不限于这些实施例。更确切地说，详细描述意在仅是例证性的。此处给出的参照附图的详细描述用于解释的目的，而本发明超出这些有限的例证性和示例性的实施例。

本发明的实施例应用于调制解调器或其它也使用天线(或功能像天线的其它结构)的通信装置。调制解调器从RF接收易受噪声影响的数据信号，在一些情况下，调制解调器从其它的干扰源接收易受噪声影响的数据信号。噪声能通过与调制解调器耦接的任意DSL环路的未屏蔽和弱屏蔽的部分影响调制解调器。干扰源可能包括例如脉冲噪声、串音和其它人为电子辐射。天线采集与调制解调器工作环境中存在的RF和其它干扰有关的数据。

另外，串音干扰可能影响激活的DSL线上的信号。串音是公知的现象，当同一线束或相邻线束中的线对被用于分立的信号传输时，由于线对之间的耦合而导致在相邻线之间传送不受欢迎的干扰和/或信号噪声。本发明实施例能够用于去除给定系统中的一个或多个重要的串音，因此即便可能没去除所有的串音，也会改善数据向用户的传输。

在一些实施例中，使用天线本身。在另外的实施例中，可用于其它功能的一条或多条导线也可以作为一个或多个天线。例如，当多路电话线被用作从基架或其他链路到客户端的下话路部分时，未使用和/或未激活的DSL线中的导线能替代地用作一个或多个天线。然而，在一些调制解调器中，未激活的线可以像这些线被激活时一样耦接至调制解调器。这里使用“耦接”和“连接”等措辞来描述两个元件和/或组件之间的连接，并试图表示或者直接耦接在一起，或者例如通过一个或多个中间元件，或者在合适的情况下通过无线连接间接耦接在一起。

与本发明相关的所使用的天线采集与其环境有关的干扰数据(例如，来自于AM无线电信号的RF干扰，由邻线引发的串音等)，并将该数据提供给使用该干扰数据从DSL或其它通信信号中去除干扰噪声的干扰消除器或滤波器。当在给定线上存在两种类型的信号(例如，用户有效载荷数据和噪声)时，包含一种类型的信号(例如，仅噪声)的第二线允许从混合信号中去除这种类型的信号。

当在给定线中存在用户有效载荷数据和干扰数据时，利用本发明实施例采集干扰数据的能力允许准确并相对完全的去除干扰数据，从而得到用户有效载荷数据的更准确的表示。在接收混合数据信号之后，可以在接收机中去除干扰数据。

本发明可用于各种场合以去除各种类型的环境干扰源。本发明的一些实施例对客户端和RF干扰，特别是AM无线电干扰尤其有用，不过这些实施例在此处表现为示例，而不试图以任何方式限制本发明。另外，尽管结合一种或多种类型的DSL系统解释本发明的实施例，但是其它通信系统也可以从本发明中获益，并且也应被本发明所涵盖。

术语用户环路或“环路”指由将每个用户或订户连接到电话接线员(或者可能是该接线员的远程终端(RT))的局端(CO)的线所形成的环路。图1中表示出DSL系统的典型拓扑结构100。可以看出，CO 105通过馈电线110(可以是诸如光纤电缆之类的高带宽连接，或者是多条铜线穿过的线缆束(binder))提供高带宽传输。馈电线110可以将CO 105连接至服务区域接口(SAI)120(例如，可以是光组网单元，也就是ONU)。然后，多条铜线125可以从接口120延伸至一个或多个客户端设备(CPE)所在地140附近的基架130。例如，该基架通常位于每个街区或社区。在一些情况下，基架是CO、SAI和/或其它基架之间的中间点。例如，在图1中，基架间链路128不转向用户140的线135而继续延伸至另一个基架，并且随后延伸到一个或多个其它的CPE。

基架在到一个或多个客户端的线(经常指“下话路”)与可以继续到其它基架的剩余线之间提供交叉连接点。典型地，“下话路”段中有2-6条线通向每个客户，针对一个或多个客户稍后要求多路电话服务的可能提供额外的铜线。返回ONU或局端的电缆通常不具有全部客户所需电话线的2-6倍之多的电话线(因为不是全部客户都会需要这么多电话)。然而，基架下话路通常具有额外的铜线。出于多种原因(例如，线和/或信号的将来的焊接和/或导引，诸如被本发明实施例涵盖的那些消除器，由调制解调器在线实际上被连接在各个方向的情况下选择的最佳线路等)，可以将客户的调制解调器连接到额外的线。当额外的导线和/或线被用作调制解调器的天线时，额外的铜线可以在本发明的一些实施例中被充分利用。

图2结合本发明的一个或多个实施例示出了基本的调制解调器。在图2的示例中，RF干扰的去除被用作在时域中而不是在频域中执行的示例性的干扰消除。这便于RF干扰噪声的消除，因为RF干扰是异步的。然而，在一些情况下，可以通过例如在接收机中处理连续的DFT输出块码元来在频域中执行去除，并且本发明包括在所有此类情况下的RF干扰消除。被去除的干扰的类型可以规定或者使各种选择优于其它的选择。

图2示出了以接收机模式激活的远程调制解调器、收发机或其它通信设备300。图2的通信设备利用激活的DSL线392接收被传输的数据390。线392通常包括未屏蔽(或弱屏蔽)的至少一段，从而经常易于接收RF和其它类型的干扰(这取决于各种因素，例如线392中的导线的绞拧的程度)。因此调制解调器300所接收的传输数据390可以包括有效载荷数据和RF或其它干扰噪声。线392上的模拟信号在转换器322处被转换成数字数据。

天线装置394可以是天线本身(例如AM无线电小型(compact)天线等)、第二或附加的电话/DSL线中的一条或多条导线、或者被配置用于采集与影响调制解调器300接收的信号的至少一种类型的干扰噪声有关的干扰数据的任意其它的合适的设备或结构。天线装置394采集的干扰数据被提供给调制解调器300中的干扰消除装置320。尽管干扰消除装置320的具体结构在此处公开，但也可以根据所采集的干扰数据的类型、调制解调器300接收的通信信号的类型、以及使用干扰数据以去除影响调制解调器300接收的信号的一些或所有的干扰噪声的必要的处理等，使用其它的结构。

在图2的示例性系统中，天线装置394接收的模拟干扰数据通过转换器322从模拟形式被转换成数字形式。所述出现在数字信号中的所有处理也可以处理来自线392和天线394的模拟信号。模数转换器(ADC)322可以差分耦接至第二线，或者可以使用诸如来自于激活的线的一条导线之类的公共参考，并在天线是第二电话线中的导线的情况下被耦接至第二电话线的导线中的任一条。然后，利用调制解调器300中的自适应滤波器324对来自天线394的数字信号进行滤波。从ADC 322输出的数据信号可以由延迟块323控制(以便旧的RF干扰已经在自适应消除器中，因而使得下游消除发生)。

然后，被适当调整的RF干扰数据和传输的数据信号被输入到减法器325中，该减法器可以执行简单的减法以从传输的数据中去除RF干扰噪声。在本发明的一些实施例中，减法器325可以执行选择性减法。也就是说，可以在特定的条件下执行减法。例如，如果(例如由测量、估计等确定的)干扰噪声水平不高于给定的减法阈值，则可以将噪声消除信号、值等归零以便不尝试噪声消除。在干扰噪声和/或干扰数据是不可靠的(例如，旧的等)或者已被确定高于期望的水平足够远从而使消除尝试是轻率的和/或不期望的情况下，可以将噪声消除信号、值等归零。

减法器325的输出用于辅助滤波器324适配来自天线394的信号。本发明的实施例可以使用数字抽头延时线滤波器(digital tapped-delay-line filter)，其系数由诸如LMS算法(可能具有起伏(leakage)以允许窄带输入和可能的不稳定)之类的公知的自适应算法适配。

滤波器所使用的系数可以是自适应性的，并且可以实时连续地被更新，和/或以其它方式被适配。根据本发明的一个实施例，该系数可以被选择性地更新。例如，当干扰数据(即所测量和所估计的干扰噪声等)表示干扰噪声不满足和/或超出更新阈值时，则可以关闭更新、不执行更新等。规定另一种方法，自适应滤波器可以基于更新阈值水平或干扰噪声的值“选择性地自适应”。

本发明的实施例使用天线394采集的RF干扰数据以去除传输的数据390中的噪声，该噪声由向下游传输数据给调制解调器300使用的频率范围内的RF干扰导致。例如，在最常用的形式的ADSL的情况下，这会包括138kHz至1104MHz范围内的RF干扰。这自然会包括540kHz至1.1MHz频带内发现的AM无线电干扰。一些形式的ADSL将通常是138kHz的下行启动频率移至低至0Hz和高达200-300kHz。一些形式的ADSL，特别是ADSL2+，将下行终止频率移至高达2.208MHz，而VDSL将下行终止频率移至8.832MHz、17.668MHz或甚至高达30MHz。这些延伸的频带可能包括540kHz至1.6MHz频带以及在1.8-2.0MHz、3.5-4MHz、7.0-7.1MHz上的业余无线电频带以及在更高频率上的几个其它频带内发现的AM无线电干扰。

可能存在其它RF干扰源，包括但不限于用作导航目的的无线电信标、长波无线电、用作宽带接入(宽带电线，BPL)的电线通信及各种其它源。另外，来自于另一种噪声源的不是RF干扰噪声的噪声(例如，来自另一条DSL线的串音)可能被耦合到激活的DSL线和“天线”线/导线。这些噪声也可以通过本发明的消除器除去，即使该噪声本身可能不被描述和/或表征为RF信号。

如上所述，干扰噪声不一定是RF噪声，只要同一噪声源侵入激活的数据线和天线。例如，这样一种替代噪声可能是在分立但相邻的电话线上的DSL信号，该信号耦合入本发明所使用的激活的数据线和天线。为了获得最佳结果，天线的数目应当超过在DMT DSL系统的任何单频或单子通道处的重要噪声源的数目，以便完全消除每个重要的噪声源。换句话说，当所有穿过数据线和天线的噪声源被完全关联时，噪声可以被完全消除。因此，如果有一个天线，则可以在每个频率处消除一个独立的噪声源。然而，为实现基本性能益处，并不需要消除所有的噪声源。

另外，较少数目的天线可能仍然能够减少许多重要噪声源。为了获得数据，并不总是必须完全消除噪声源，将噪声源减少到足以获得该信号即可。当天线的数目小于(重要的)噪声源的数目时，噪声消除器仍然可以发挥很好的性能。例如，对于频域噪声消除器来说，如果存在对所有子通道都重要的噪声源，即使该重要的噪声源对不同的子通道的影响不同，大部分的噪声仍然可以被消除。

一旦消除了RF干扰噪声，数据就被发送到离散傅立叶变换模块326、群解码器(constellation decoder)328以及子通道重排模块(tone reorderingmodule)330。然后，为DSL调制解调器的交织路径342打包的数据被发送给解交织器332、解扰器兼FEC解码器336以及交织循环冗余首码(crc_i)检测器338。类似地，为调制解调器300的高速路径344打包的数据被发送给解扰器兼FEC解码器336和高速循环冗余首码(crc_i)检测器340。最后，数据在模块346中被解帧，并且作为有效载荷数据396被提供给用户。

在本发明的另一个实施例中，调制解调器被连接至多路电话/DSL线，例如如图3所示，其中调制解调器400通过由8条导线411至418组成的多个环路段406被连接至基架404，所述8条导线是4个环路421、422、423和424的8条导线。

在图3的示例中，只有环路424(使用导线417、418)是激活的，环路421、422、423是未激活的。因此导线411至416没有为了DSL通信的目的而使用。代替地，这些导线中的至少一条，如导线416，被用作调制解调器400的干扰数据天线。在这种情况下，导线416实际上与激活的环路424的导线417和418类似(例如，长度基本相同并且方向相同，可能导线的材料/类型也相同，可能具有相同的屏蔽量或屏蔽缺失)。这意味着导线416所接收的RF和/或其它的干扰信号实际上与环路424所接收的相同。如果存在多于一个RF和/或其它干扰源(例如，来自一条或多条另外的DSL线的串音)，在需要的情况下可以类似地使用另外的未激活环路的导线。

导线/天线416所采集的干扰数据和从激活的DSL环路424进来的数据通过转换器442从模拟形式被转换成数字形式。再次，干扰噪声数据通过滤波器441被滤波，该滤波器以减法器440的输出为基础实现干扰噪声的调节。可以与针对图2中滤波器324所阐释地一样选择性地更新滤波器441。从环路424接收的数据可以通过延迟元件443被延迟。然后，来自环路424和天线416的已调节的数据被输入减法器440以便消除干扰噪声，并将剩余的用户数据传送到其它的调制解调器组件、模块和/或处理。减法器440可以与针对图2中的模块325所阐释地一样执行选择性减法。可以使用段406的未激活的环路中的其它导线引入另外的天线来提供服务。例如，如虚线连接454所示，可以根据需要使用导线413、414、415。那么ADC422可能不仅仅是单个转换器，而可以是任意合适的转换电路。类似地，在这种情况下，滤波器441可以是自适应滤波电路。

最后，可以使用段406中的多条导线来消除干扰。在2004年3月25日提交的No.10/808,771，名称为“High Speed Multiple Loop DSL System(高速多环路DSL系统)”的美国专利申请中公开的系统能提供额外的电话线和/和天线，并且能够消除多于一条电话线中的干扰(如果他们如引用的771申请所述的那样被打包且被引导)。因此，该系统可以被认为具有另外的线/天线，而且所有的线中的RF或其它的噪声和/或干扰被消除。

在图3的示例中，在段406中有8条导线，其中只有两条被使用，这两条为环路424使用。其它的6条导线使用如下：导线416用于采集RF干扰数据，导线411-415用于采集影响环路424的5个最重要的串音的干扰数据。也就是说，在具有N条可用的电话环路或电话线的系统中，其中一个电话环路是激活的DSL线，在剩余的N-1个环路中的一条或多条导线作为天线或天线装置以采集干扰数据。因为在每个环路中有2条导线，所以有2(N-1)条可用的导线用于采集影响调制解调器使用激活的DSL线所接收的信号的干扰数据。可以结合天线使用任意包括多于一种类型的干扰消除结构的合适的干扰消除装置，在干扰消除结构中多于一种类型的干扰噪声被去除和/或消除。每条导线可以用于去除单个干扰噪声源(例如，AM无线电干扰、在该段附近的家用电器以及串音等)。每条导线的干扰数据可以被转换成数字形式并且被适当地滤波。

图4中一般性地示出根据本发明一个实施例的用于从DSL或由调制解调器或其它通信装置接收的其它通信信号中去除噪声的方法。方法700开始于710处的干扰数据的采集，干扰数据的采集根据存在的干扰类型和可用的天线结构由一个或多个合适的天线执行。干扰可以是诸如AM无线电信号干扰、来自于相邻通信线的串音之类的RF干扰或其它干扰。干扰可以由AM无线电天线、未激活的DSL环路导线以及激活的DSL环路导线或为采集该类型的干扰特别提供的天线采集。在720，通信装置接收包括用户的有效载荷数据和干扰噪声的通信信号。在本实施例中，该通信信号可以是各种不同形式的DSL数据信号，包括离散多音(DMT)数据信号。

在730，使用天线所提供的干扰数据从所接收的通信信号中减去某些或全部干扰噪声。根据本发明的一个或多个实施例，当多条导线和/或天线可用，并且存在多于一个干扰噪声源时，可以反复应用方法700，以完全地或部分地去除多于一种类型的干扰源和/或多于一个干扰源。在本发明的一些实施例中，仅在所测量的噪声大于阈值的情况下应用减法。可以通过以下详细描述的各种不同的方式应用阈值确定。

最后，在740，更新滤波系数或任意其它的滤波参数。可以通过监控所接收的噪声和滤波的效率来进行更新。可以随之反复更新确定滤波量和特性的系数以改善性能。如图所示，在740处，滤波系数的选择性更新返回方法700的步骤710。方法700可以连续操作以使步骤重复，并且在710处再次采集另外的干扰数据作为下一个将被滤波的通信信号。

图5更详细地示出图4的噪声去除方法的方面。与图4中采集干扰数据710类似，图5的方法800开始于获得基准样本的810。在一个实施例中，基准样本与在相邻双绞线、天线或任意其它噪声接收机上承载的信号样本对应。如上所述，这些样本通常对应于来自于任意各种不同源的噪声。在本示例中，在CPE附近发现的典型噪声是来自于家庭和办公室中的典型噪声源，可能包括诸如无线电、计算机、电话和娱乐设备之类的其它RF装置，以及来自于诸如咖啡壶、加热器、洗碗机、吹风机之类的电器的噪声，甚至可以包括诸如抽水机、通风系统、空气净化、发电机之类的大型工厂设备。对于另一端的接近局端的系统，可能存在不同的噪声源，可能包括电话、数据交换设备以及在不同的线和系统之间的串音。

在820，使用这些基准样本测量基准样本的一些特性。可以使用能提供噪声源或噪声源组合的一些唯一标识的测量值。如果噪声具有不规则的随着时间最终趋向平均的波动，那么统计测量尤其有用。功率谱密度可以为噪声源或噪声源组合提供区别性签名，然而，除了功率谱密度之外，也可以测量其它特性作为替代或补充。频率签名和脉冲响应签名以及其它的测量值可能尤其有用。所估计的样本的概率分布函数、均值、中值、变量、矩、峰平均功率比以及其它的特性也可能是尤其有用的。在适当地处理基准样本之后，可以针对一个或多个子载波或者为一组子载波单独计算这些测量值。

在830，将所估计的基准样本的特性与已知类型的噪声的特性进行比较。这允许噪声被识别。这能以多种方法中的任意方法实现。在一个实施例中，以数字表示特性并将特性应用于查寻表。特性在该表的输入端，而系数在输出端。如果在840处匹配，那么在860处，所识别的干扰类型的系数或参数被提供用于730的减法中。730提到干扰和噪声减法是选择性的。在一个实施例中，该选择性意味着仅在所测量的噪声超过阈值的情况下应用减法。换句话说，如果噪声低，则不会对数据信号应用噪声消除。在另一个实施例中，该选择通过方法800使用840的匹配来提供。该匹配允许适当地选择减法系数或参数以用于噪声。该选择能提高被滤波的数据信号的质量。可以在单一系统中执行取阈值和匹配。在一个实施例中，低噪声信号将被匹配以产生零值的减法系数的低噪声类别。

如果没有匹配，则在850处，创建新的类型的干扰。然后，该新的类型的干扰的减法系数在860处被提供用于滤波或减法。可以将该新的系数设置为某些初始一般值，或者可以基于所估计的特性选择该新的系数。在一个实施例中，该新的系数为零。图5提供了一种对所获得的或所采集的基准样本中的干扰和噪声进行分类的方法。该分类随后在840处用于选择合适的测量值，以使用该测量值计算干扰和噪声。结果，730处的减法运算能够适用于变化的环境。

考虑例如洗衣机刚刚进入旋转周期，驱动旋转室的发动机被弱屏蔽。在旋转周期，发动机在最高功率和速度设置下运转，这导致它产生最大量的RF干扰。该干扰不同于在洗涤周期期间产生的干扰，而与AM无线电发射类似，但包括其它形式。如果这种类型的干扰已知，则在840处，将识别该类型的干扰，并且将选择合适的计算。当旋转周期在5或10分钟之后结束时，那么方法800将在820处找到发生变化的噪声的特性，并将在860处将该噪声区别分类。

图6示出可以独立于图5的方法而被执行的方法900，以便在滤波器的工作期间改进所选择的减法系数。在910，获得解码器误差。该解码器误差用于表示系统对所接收的数据解码得如何。如果解码器误差低，则该系数有效地减去相当大量的噪声和干扰。如果解码器误差低，则会产生明显的改进。以下将更详细地说明解码器的具体特性。在920，FEC(前向纠错)系统所测量的误差率被评价以确定它是否太高。如果误差率太高，则在930不执行更新，并且方法900返回以考虑该解码器误差。在本发明实施例中，过高的EFC误差率被用于确定所接收的数据是否具有足够高的质量以允许系数被改进。在一个实施例中，确定FEC系统所测量的误差率是否过高的阈值可以是可变的，以便允许干扰消除器系数被初始聚合。在该干扰消除器系数被聚合后，该阈值可以被固定到较低的值。

在920处执行的质量测量使用FEC(前向纠错)率。代替地，可以对所接收的信号的质量使用任意其它的测量值。在本示例中，选择FEC率是因为FEC解码器用于接收机中，结果自然是便于方法900的使用。在另一实施例中，使用解码器误差。如下所述，FEC误差是已解码的数据中的误差的数目的测量值。结果，它是表示全部噪声被滤波之后的数据的准确度的数字数量。当所接收的数据包括纠错码时，可以容易地且方便地使用该测量值。如果没有纠错码，或者纠错的结果不易于应用方法900，则可以使用其它的测量。

920处的操作将系数的更新限制在系统正在接收具有在一些有限的范围内的噪声或干扰的数据的情况下。这在更新系数的一些技术中提供了更高的准确度。可以对具体的容噪量进行适配以符合具体的更新算法。

在940处，获得基准样本。如上所述，该基准样本是从天线或另一个线对中获得的噪声样本。在950处，获得方法800中确定的干扰类别。在960处，获取与干扰类别对应的减法系数。这些减法系数是要被更新的系数。这些操作表明在本示例中设计的系数更新方法900对当前使用的系数进行操作。该方法表现出的优点在于：基准样本是当前的，并且分类操作已被执行。根据具体的实现方式，也可以使用存储的值来执行方法900。

在970处，对系数进行更新，并将其存储在噪声和干扰减法所使用的存储器中。存储步骤允许系数立即可用。然后，方法返回到910处以对新的值重复。如果在更新后，噪声类别相同，则相同的系数将再次被更新。几次重复之后，系数应该达到系统所允许的最大可能的准确度。

可以使用任意各种不同的更新处理以适配具体的实现方式。可以在图7和8的背景中理解一个示例。图7示出通常用作ADSL1、ADSL2、ADSL2+和ADSL2的32个点的QAM(正交幅度调制)群的示例。这些群点关于正交的横轴和纵轴布置，其中位置由坐标(X，Y)表示。所有的群点位于具有奇数值±1、±3以及±5的坐标上。在该图中，为了简化起见，所有的群点本身均未加上标识。输入的数据流以相位和振幅调制变化的形式各自表示群点。由于包括上述噪声和干扰的许多因素的影响，所接收的实际点偏离它们的精确位置。每个群点表示数据码元。

虚线表示群的确定(decision)边界。换句话说，解码器会将在虚线内任意信号解释为与虚线内的群点对应。然后，群点被应用于查寻表以产生合适的数据码元。当实施栅格编码(trellis coding)时，解码器将应用复杂序列估计技术(例如维特比(Viterbi)解码)来产生合适的数据码元。

图8图形化地示出针对具体子载波计算所接收的数据样本r与对应的理想的群点c之间的误差样本。在本示例中，为了图示说明的简化起见，所接收的样本r被示出在坐标(1，1)所表示的群点的确定边界内。这可以被表示为c＝(+1，+1)。群点c是解码器(例如，分割器(slicer)或者栅格(trellis)解码器)的“确定”结果。如果该“确定”是正确的，那么已解码的群点与所传输的群点相同。

复合误差或二维误差e与r和c之间的距离对应。e是图8的具有长度为e_x的一边和长度为e_y的另一边的三角形的斜边。可替代地，也可以使用复向量符号将其定义为e＝r-c，其中e是被定义为e＝e_x+j·e_y的复误差，e_x为同相分量，e_y为正交分量，r是定义为r＝r_x+j·r_y的复合的接收数据样本，其中r_x为同相分量，r_y为正交分量，c是定义为c＝c_x+j·c_y的确定码元，其中c_x为同相分量，c_y为正交分量。c_x和c_y的有效值均来自于值±1、±3以及±5等的集合。同相分量对应于图7和8中的横轴，而正交分量对应于纵轴。

返回970处的更新操作，调节误差系数以努力减少图8所示的误差e。可以使用任意多种不同技术执行滤波系数的更新。诸如最小均方(LMS)方法和递归最小二乘(RLS)方法之类的自适应滤波是合适的示例。

如下应用LMS方法。输入是基准样本y、误差e和启动滤波系数w。这些可以是分别在940、910和960处所获得的值。然后通过应用将原始系统调整误差量的适配来选择替代系数。可以使用很多不同的方式例如LMS操作来执行该操作。

更新过程能被更精确地表示如下：

输入：

基准样本：y＝y_l+j·y_Q

误差样本：e＝e_l+j·e_Q

旧的滤波器系数：w_旧＝w_l，旧+j·w_Q，旧

输出：

新的滤波器系数：w_新＝w_l，新+j·w_Q，新

操作：

适配常量μ

w_新＝w_旧+μ×e^*×y

其中*指“复共轭”

上述方法800和900可以以多种不同的方式包括软件和硬件途径实现。图9和10中示出一种示例性实施方式。图9示出具有数据输入流501和主要是噪声和干扰的噪声信号输入流502的DSL接收机500。输入数据流被提供在通常示为模拟前端503的终端上，该模拟前端503表示双绞线或另外的合适的数据载波配置的连接。模拟数据在模数转换器(ADC)505处被采样，在507处从串行被转换成并行(S/P)，并通过FFT(快速傅立叶变换)509被转换成频域。FFT对应于其它图中示出的DFT。该具体的接收链尤其适于VDSL2，并且可以被修改以适于其它的DSL和其它的通信配置。

噪声信号具有平行的接收链。在本示例中，基准样本的载波是具有与承载数据的线对大致相同的物理通道的另外的双绞线。这两个接收链被设计得尽可能相似，以便在接收链的末端接收的噪声和干扰与数据接收链接收的尽可能相似。因此，基准连接具有模拟前端504以终止双绞线。该模拟前端504被耦接至模数转换器506以采样噪声和获得基准信号的样本。基准样本在转换器508处被转换成并行数据，然后在FFT 510处被变换。如果基准线也承载其它的诸如模拟语音之类的数据，则也可以提供另外的滤波(未示出)以在对噪声和干扰进行采样之前去除其它数据。作为另一个替代，也可以使用在两条线之间切换的单个接收链。

在本说明书中，基准线上的任何信号都被忽略。在一个示例中，除了作为此处描述的基准线，该基准线可以不作它用。但也并不是必须不使用该线。如上所述，该线可以承载模拟语音。可以在模拟前端中或模拟前端前使用模拟滤波器来去除模拟语音信号。可替代地，基准线可以被用于数字信号并且这些数字信号可以被滤出去。在另一示例中，当数据线遵照诸如DMT之类的格式使用多个子通道时，基准线也被可用于DSL数据。这可以允许CPE的数据率被增加。为了提供基准信号，可以为了基准的目的预留DMT子通道中的某些子通道。模拟前端可以滤出其它的子通道，或者A/D可以仅在所预留的子通道周围采样。

数据和基准样本被提供作为处理块511的输入。针对该数据，该块在加法器513处减去噪声和干扰，然后经滤波的数据被应用于解码器515。解码器可以根据输入数据如何被解码采用多种不同形式中的任意一种。在上述示例中，解码器接收指向例如图7的32QAM群中的具体的群点的复合值矢量。在很多DSL系统中，群的大小将取决于DSL环路在给定子载波上能维持的最高数据速率。群可以有少至2个点也可以有多达2¹⁵个点，这取决于导线连接的质量。那么，解码器的输出是最接近于输入值的群点的值。这可以被表示为校正的矢量、码元或二进制数据块。

然后，经解码的值被传送至前向纠错块517。在诸如ADSL1、ADSL2、ADSL2+以及VDSL2之类的系统中，输入数据包括里德·索罗门(Reed-Solomon)纠错码。这些码将允许该块利用这些码去纠正数据中的误差。可以被纠正的误差的数目将取决于针对具体应用而选择的码的长度。然后，经纠正的数据被提供给诸如个人计算机、数据终端或娱乐中心之类的请求客户端设备。

在510处变换成频域之后，基准样本521被用作自适应和控制块519的输入。该块存储、维护和更新在方法800和900中操作所基于的减法系数w。该自适应和控制块也将该系数w提供给乘法器523。典型地，在任一时刻任一子载波处仅提供一个系数给乘法器。所提供的系数将以噪声类别为基础。乘法器523将所提供的系数和基准样本组合，其结果作为需要从输入数据中减去的噪声被发送给加法器。

为了维护该系数，自适应和控制块519接收几个不同的输入。尽管这些输入的使用将更多地在图10中被描述，但是该输入的源在图9中得到最好地展示。这些输入包括基准样本521。FEC块提供表示已找到或已纠正的误差的数量或质量的值525。这与表示数据是否能被纠正的二进制或真/假线一样简单。可替代地，它可以是已遇到和已纠正的误差的数量和类型的精确表示。

解码器误差可以通过比较解码器515的输出527和解码器的输入529而被提供。在图9中，这被示出为提供解码器的输入和输出的负数给加法器。结果表示解码器误差，该误差是自适应和控制块的输入。也可以以简单或复杂的方式表示解码器误差。在本示例中，该误差对应于图8所示的误差e。在图8的描述中，e被表示为具有长度和方向的向量的形式。量和方向可同时用于更新减法系数，然而，仅使用量和方向之一，也可以达到好的结果。

参照图10，基准样本521被提供给自适应和控制块511的干扰分类块541。干扰分类块确定基准样本的类别。这可以使用例如上述图5的方法800实现。结果的类别被馈送至选择器545，以向滤波乘法器523提供合适的减法系数。选择器545具有一组作为存储寄存器547的输入。每个寄存器中的值与具体的噪声和干扰类别的系数w对应。当噪声条件改变时，该结构允许提供存储的合适的系数w。

选择器也具有在本示例中被表示为零的缺省输入549。该缺省输入可以用于与类别不匹配的任何噪声和干扰条件。该缺省输入也可以用于新的系数。当缺省输入被用作减法系数时，噪声滤波器513基本上从数据信号中减去零。另外，零系数也可以用在噪声信号强度低的情况下。如果类别是基于信号的强度，例如信号的功率、振幅、功率谱密度或一些类似的测量值，则该信号强度就已得出。否则，可以使用分立的信号强度测量值。

自适应和控制块519也使用例如图6所示的方法900更新系数w。如图10所示，类别也被提供给更新系数模块521。基于当前类别，更新系数模块可以从存储器547中读取相应的系数w。利用相应的基准样本521和解码器误差，更新系数模块可以更新系数值并将已更新的值写回入存储器547。这将使选择器545在下一周期提供已更新的值。然后，更新系数模块将对已更新的值执行更新方法。因此，系数值不仅可以收敛到非常精确的结果，而且也可以适应变化的条件。这可以用于大大提高馈送给解码器的样本的质量。

相同的更新处理也可以应用于存储器中以缺省值零或任意其它值开始的新的系数。尽管开始的系数值可能不精确，或不能提供最佳的结果，但通过更新，系数将被改进。

在所示出的示例中，来自于加法器531的解码器误差值不直接馈送给更新系数块551，而是被馈送给选择器。选择器的可替代的值是零。基于FEC误差值525在实际的解码器误差值与零之间进行选择。结果，如果FEC误差低，则将解码器误差提供给更新系数块，并且图6的方法900将确定意在减少误差的新的系数。另一方面，如果FEC误差高，则选择零。更新系数模块会将其解释为意指没有解码器误差，并且不会更新相应的系数。这是被示出为图6中的阈值确定块920和返回930的一种示例性实现方式。根据具体应用，可以使用多种不同的方式实现相同的功能。

通过考虑特定的示例，上述原理和操作可以被更好地理解。该示例假定DSL发射机正在发送具有10个子通道的离散多音(DMT)信号给图9的接收机。为了易于理解，选择了10个子通道。通常，DMT系统会使用32至4096个子通道。

参照图9，“上”FFT 509块的输出将是X₁，X₂，...，X₁₀，其中X_i的每一个是与子通道i对应的第一线的复接收样本。“下”FFT块510的输出将是Y₁，Y₂，...Y₁₀，这些输出是第二线的复接收样本。

为每个子通道单独执行干扰消除操作513，因此：

X_i，后＝X_i-W_k，iY_i

X_i，后是对应于子通道i的干扰消除操作的结果，也是解码器515的输入。W_k，i是对应于子通道i和干扰类型k的复滤波系数。干扰类型是图10中的干扰分类块541的结果。

解码器515的输出可以表示为D₁，D₂，...，D₁₀(每个子通道有一个输出样本)。该输出被用于形成由N个字节构成的里德·索罗门码字。N个字节之外的R个字节是“奇偶校验”字节。剩余的K＝N-R个字节是“有效载荷”字节。N可以在32与255之间变化。R可以在0与16之间变化。里德·索罗门解码器517将该码字解码，具有以下可能的结果：

初始传输的码字被恢复；

该解码器不能恢复初始的码字并且产生指示525；

该解码器错误解码并产生不正确的码字而没有任何指示。

通过比较里德·索罗门解码器之前和之后的里德·索罗门码字，产生指示525以指示里德·索罗门解码器是否检测到误差。例如，如果在里德·索罗门解码器517的输入上的有效载荷字节是：

0A 3B 49 C7 80 A5 68 D9 F7 AA 52 0E 23 1F 91 0E

(在本示例中，两个十六进制位对应一个字节。K＝16字节，即有32位，对应于解码器中的一个码元。)

如果在里德·索罗门解码器的输出上的有效载荷字节是：

0A 3B 49 C7 81 A5 68 D9 F7 AA 52 0E 31 1F 91 0E

那么很明显，里德·索罗门解码器检测到误差并纠正这些误差。这些误差在80被纠正为81的第5个字节和在23被纠正为31的第13个字节。

分类

所接收的基准样本Y₁，Y₂，...，Y₁₀也被用于分类模块541中的干扰分类。为了计算统计量的目的，可以若干次地采集样本。这允许计算统计平均值，并且避免任何一个具体的样本与邻近的样本不相似的风险。统计量的示例是所测量的功率谱密度(PSD)。可以如下估计PSD：

对与子通道i的PSD，

{PSD}_{i} = \frac{1}{N_{ave}} Σ {| Y_{i} |}^{2}

在上述表达式中，对N_ave个观测值Y_i取平均。

分类的典型方式如下：

令表示预先存储的与属于“A类”的干扰类型对应的PSD，并且针对子通道i。

如果

(其中c是已知常量)，则干扰分类块指示干扰类型是“A类”。当然，该比较可以延伸至多种干扰类型。

如果∑|PSD_i|²≤c′(其中c’是已知常量)，则干扰分类块指示干扰是很微弱的，不应尝试干扰消除。

如果针对所有已知干扰类型的比较和针对微弱干扰的比较没有产生“匹配”，则可以如下创建新的干扰类型：

在任意实际的系统中，存在用于存储系数的有限数目的寄存器。如果噪声具有的变化比系统所拥有的寄存器还多，则可以用新的系数替代旧的系数。用这种方式，寄存器将包含最近的可能是最需要的系数。为了确定要写入哪个系数，每次执行比较，都会保持与已知干扰类型成功“匹配”的个数。当已知干扰类型达到上限时，则可以丢弃具有最小个数的干扰类型以允许创建新的干扰类型。该个数可以保存在同一存储器547中或一些其他地方，该存储器547还保存系数。

系数更新

系数更新的基本操作描述如下。

干扰分类的结果确定要更新W_K，i，k＝A类，...系数中的哪一个系数。

在上述示例中，如果观测到“过大误差”，则不执行更新。这对针对图10的选择器553所描述的令e＝0类似。过大误差可以通过比较里德·索罗门解码器之前和之后的里德·索罗门码字或用多种其它方式检测到。

通常，本发明的实施例涉及数据的各种处理，该数据存储在一个或多个控制器、DSP(数字信号处理器)、ASIC(特定用途集成电路)、处理器或计算机系统中或经其传输。本发明的实施例也涉及用于执行这些操作的硬件装置或其它设备。该设备可以利用硬件或固件结构根据需求目的而特别构建，或者它是通过存储在计算机中的计算机程序和/或数据结构被选择性地激活或重新配置的多种用途的计算机。硬件的实施例也可以使用专用的硬件、固件、微码和软件的组合。

此处呈现的处理本质上不涉及任何具体的电路、计算机或其它设备。具体而言，可以使用具有根据此处的教导而编写的程序的各种多用途的机器，或者它可以更便于创建更专业的设备以执行任何期望的方法步骤。这些各种机器的具体的结构可以被适应于满足各种不同的目的。

上述本发明的实施例使用涉及存储在计算机系统中的数据的各种处理步骤。这些步骤是需要对物理量进行物理操作的步骤。通常，尽管不是必需的，但这些量可以采取能够被存储、传输、组合、比较以及其他操作的电信号或磁信号的形式。主要是为了通用的原因，将这些信号称为比特、比特流、数据信号、控制信号、值、元素、变量、字符、数据结构等是方便的。然而，应当记住，所有的这些和类似的术语应当与合适的物理量相关联，并且仅仅是便于应用这些量的标识。

进一步，所执行的操作在术语中经常被称为诸如识别、拟合或比较等。在此处描述的形成本发明的部分的任何操作中，这些操作可以是机器操作。用于执行本发明实施例的操作的有用机器包括多用途数字计算机或其它类似的设备。在任何情况下，应当注意操作计算机的操作方法与计算方法自身之间的差别。本发明实施例涉及用于操作计算机的方法步骤，其用于处理电信号或其它物理信号以产生其它期望的物理信号。

另外，本发明实施例进一步涉及包括用于执行各种计算机执行的操作的程序指令的计算机可读介质。计算机可读介质的示例包括但不限于诸如硬盘、软盘和磁带之类的磁介质；诸如CD-ROM光盘之类的光介质；诸如光软盘之类的磁-光介质；以及诸如只读存储器设备(ROM)和随机存取存储器(RAM)之类的特定配置的用于存储和执行程序指令的硬件设备。程序指令的示例既包括诸如由编译器产生的机器代码，也包括包含由计算机利用解释程序执行的高级代码的文件。

本发明的许多特征和优点根据所写的描述是显而易见的，因此，所附的权利要求试图涵盖本发明的所有特征和优点。进一步，本发明不限于所示出和所描述的确切的结构和操作。因此，所述实施例应被认为是示例性的，而不是限制性的，而且本发明不应限于此处给出的细节，而应由下列权利要求及其等同物的全部范围限定，不论现在或将来可预知或不可预知的。

Claims

1、一种方法，包括：

使用DSL(数字用户线)接收数据信号；

接收基准信号，该基准信号部分地对应于所述数据信号上的噪声；

对所述基准信号进行分类；并且

基于分类将噪声消除信号应用于所述数据信号。

2、根据权利要求1所述的方法，其中接收数据信号包括接收线缆束内的电话线上的所述数据信号，并且其中接收基准信号包括接收与第一电话线在同一线缆束内的第二电话线上的信号。

3、根据权利要求2所述的方法，其中所述第二电话线承载模拟语音，并且其中接收基准信号包括滤出所述模拟语音。

4、根据权利要求2所述的方法，其中所述第二电话线利用多个子通道承载DSL数据，并且其中接收基准信号包括接收不用于承载DSL数据的子通道上的基准信号。

5、根据权利要求1所述的方法，其中接收数据信号包括接收在线缆束内的电话线上的所述数据信号，并且其中接收基准信号包括接收与第一电话线在同一线缆束内的第二电话线上的信号。

6、根据上述权利要求中的任意一项或多项所述的方法，进一步包括例如通过将所述基准信号的功率与阈值进行比较来测量所述基准信号的强度，如果所述强度低，则不将噪声消除应用于所述数据信号。

7、根据上述权利要求中的任意一项或多项所述的方法，其中对所述基准信号进行分类包括估计所述基准信号的诸如功率谱密度之类的统计特性并且将所述统计特性与一组已知特性进行比较。

8、根据权利要求7所述的方法，其中应用噪声消除信号包括基于所估计的统计特性选择分类表中的条目，并且应用来自所述分类表的相应系数。

9、根据权利要求8所述的方法，其中应用相应系数包括将该系数应用于所述基准信号以获得所述噪声消除信号，并且其中应用噪声消除信号包括从所述数据信号中减去所述噪声消除信号。

10、根据权利要求1至8中的任意一项或多项所述的方法，其中应用噪声消除信号包括从多个待选系数中选择系数，并利用该系数产生噪声消除信号。

11、根据权利要求10所述的方法，进一步包括在应用噪声消除信号之后确定所述数据信号的误差值，通过使用所确定的误差值更新所述相应系数，并将其应用于例如最小均方估计。

12、根据权利要求10所述的方法，其中所述相应系数是基于用在所述噪声消除信号中的所述基准信号的分类而确定的。

13、根据上述权利要求中的任意一项或多项所述的方法，其中应用噪声消除信号包括将时域噪声消除信号或频域噪声消除信号分别应用于相同的时域或频域中的数据信号。

14、一种存储指令的机器可读介质，当该指令由机器执行时，使所述机器执行包括上述权利要求中的任意一项或多项的操作。

15、一种装置，包括：

用于接收数据信号的数据接收链；

用于接收噪声信号的基准信号接收链；

用于表征所述噪声信号的噪声分类模块；以及

用于基于所述噪声信号的表征将噪声消除信号应用于所述数据信号的噪声滤波器。

16、根据权利要求15所述的装置，进一步包括耦接至所述噪声分类模块以基于所述噪声信号的表征选择减法系数的选择器，用于将所述系数与所述噪声信号结合的乘法器，以及用于将所结合的系数和噪声信号应用于所述数据信号的减法器。