CN103036465B - Dcdc变换器的控制方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DCDC变换器的控制方法和系统，系统包括采样装置、第一、第二计算器和脉冲宽度调节信号生成单元。方法包括：S1、采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；S2、根据逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref；S3、计算母线电压的给定值U_busref和母线电压U_bus的误差值；S4、根据误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。使得母线电压U_bus抖动起来，从而使得输入电流I_in的包络线变成直线，降低DCDC变换器中MOS管和二极管的导通损耗。

Description

DCDC变换器的控制方法和系统

技术领域

本发明涉及DCDC变换器，更具体地说，涉及一种DCDC变换器的控制方法和系统。

背景技术

如图1所示，LLC拓扑电路，是低压电池升到高压的一种高效率方案，可以做到高频率，高效率，低成本。

目前文献以及产品讨论和使用的控制方法，DCDC变换器的输出电压Uac是恒定不变的，当输出为单相的时候，在正弦波形的峰值的电流尖峰达到最大，导致电流的有效值变大，损耗增加，效率降低。

图1所示的变换器是一个具有LLC拓扑结构的升压DCDC变换器，I_in为DCDC变换器的输入电流，I_rec为二极管整流电流，I_bus为母线电流。当逆变器工作的时候，输出电压(即逆变器的交流电压)波形为：

$U_{\mathrm{ac}}=220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)---\left(1\right)$

输出阻抗为Z，输出电流为：

$I_{\mathrm{ac}}=\frac{220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)}{z}---\left(2\right)$

输出瞬时功率为：

$P_{\mathrm{out}}=U_{\mathrm{ac}}*I_{\mathrm{ac}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{z}---\left(3\right)$

忽略转换功耗，有

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{in}}=P_{\mathrm{out}}=U_{\mathrm{bus}}*I_{\mathrm{bus}}=U_{\mathrm{bus}}*I_{\mathrm{rec}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{z}\\ I_{\mathrm{rec}}=I_{\mathrm{bus}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{{\mathrm{zU}}_{\mathrm{bus}}}\end{array}---\left(4\right)$

从公式(4)可以看出，在一个周期内，母线电压U_bus为稳定直流，因此输入电流I_in是一个周期变化的波形，在峰值处电流非常大，损耗变大。

发明内容

本发明针对现有的具有LLC拓扑结构的升压DCDC变换器的控制方法和系统中，母线电压U_bus为稳定直流，造成输入电流I_in是一个周期变化的波形，在峰值处电流大，而使得损耗大，效率低的缺陷，提供一种DCDC变换器的控制方法和系统，能够使得母线电压U_bus抖动起来，从而使得输入电流I_in的包络线变成直线，降低DCDC变换器中MOS管和二极管的导通损耗。

本发明解决其技术问题采样的技术方案是：提供一种DCDC变换器的控制方法，DCDC变换器的输出端连接逆变器的输入端，所述控制方法包括以下步骤：

S1、采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；

S2、根据所述逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref，所述母线电压为DCDC变换器的输出端母线电压；

S3、计算所述母线电压的给定值U_busref和所述母线电压U_bus的误差值；

S4、根据所述误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极；其中，步骤S2中，根据以下公式计算所述母线电压的给定值U_busref：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

其中，k为脉冲宽度调节的占空比系数。

进一步优选地，占空比系数k＝0.9。

优选地，步骤S4包括以下步骤：

S4a、对所述误差值进行比例积分微分控制以生成控制值；

S4b、根据所述控制值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。

进一步优选地，步骤S4b包括：将所述控制值输入脉冲宽度调节发生器，生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。

提供一种DCDC变换器的控制系统，DCDC变换器的输出端连接逆变器的输入端，所述控制系统包括：

采样装置，用于采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；

第一计算器，用于根据所述逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref，所述母线电压为DCDC变换器的输出端母线电压；

第二计算器，用于计算所述母线电压的给定值U_busref和所述母线电压U_bus的误差值；

脉冲宽度调节信号生成单元，用于根据所述误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极；

其中，所述第一计算器根据以下公式计算所述母线电压的给定值U_busref：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

其中，k为脉冲宽度调节的占空比系数。

进一步优选地，占空比系数k＝0.9。

优选地，脉冲宽度调节信号生成单元包括：

比例积分微分控制器，用于对所述误差值进行比例积分微分控制以生成控制值；

脉冲宽度调节发生器，用于根据所述控制值生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。

本发明的DCDC变换器的控制方法和系统具有以下有益效果：通过计算出的母线电压给定U_busref和采样母线电压U_bus的误差值，对误差值进行PID控制，通过电压环控制，实现让母线电压U_bus抖动起来，从而使得DCDC变换器的输入电流I_in、二极管整流电流I_rec和母线电流I_bus变成直线，当传递同样能量的时候，电流有效值降低，从而降低整个回路的导通损耗，降低MOS管和二极管的导通损耗，降低DCDC变压器的铜损耗和磁损耗。

附图说明

图1为现有的具有LLC拓扑结构的升压DCDC变换器的控制方法的电流波形图；

图2为本发明的DCDC变换器的控制方法一实施例的流程图；

图3为本发明的DCDC变换器的控制方法的电流波形图；

图4为本发明的控制方法应用于Boost的DCDC变换器的电流波形图；

图5为本发明的控制方法应用于Boost的DCDC变换器的电流波形图；

图6为本发明的DCDC变换器的控制系统一实施例的功能框图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明作进一步的解释说明。

本发明的DCDC变换器的控制方法和系统，通过让母线电压U_bus抖动起来，从而使得DCDC变换器的输入电流I_in、二极管整流电流I_rec和母线电流I_bus变成直线，当传递同样能量的时候，电流有效值降低，从而降低整个回路的导通损耗，降低MOS管和二极管的导通损耗，降低DCDC变压器的铜损耗和磁损耗。

当DCDC变换器中的逆变器工作时，输出电压Uac(即逆变器的交流电压)为：

$U_{\mathrm{ac}}=220\sqrt{2}\sin \left(314t\right),$

输出电流为：

$I_{\mathrm{ac}}=\frac{220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)}{z},$

输出瞬时功率为：

$P_{\mathrm{out}}=U_{\mathrm{ac}}*I_{\mathrm{ac}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{z},$

输出周期有功功率为：

$P_{\mathrm{peropd}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{U}_{\mathrm{ac}}*I_{\mathrm{ac}}\mathrm{dt}.$

逆变器能够可靠输出标准正弦波形，母线电压U_bus任何时刻要满足U_bus>＝360V，又有母线电压U_bus受制于IGBT和电容的耐压，不能够取无限大，最终取360V＝<U_bus<＝400V，在一个正弦周期内，取母线电压的平均值为U_busAvg＝380V，P_period为周期功率值，则有：

U_busAvg*I_rec＝P_period

$I_{\mathrm{rec}}=I_{\mathrm{bus}}=\frac{P_{\mathrm{peroiod}}}{U_{\mathrm{busAvg}}}=\frac{\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}*I_{\mathrm{ac}}\mathrm{dt}}{U_{\mathrm{busAvg}}},$

只要负载不突变，P_period，U_busAvg基本不变，因此I_rec是一个很稳定的值。忽略功耗，根据功率守恒，可以得到瞬时母线电压给定：

$U_{\mathrm{bus}}*I_{\mathrm{rec}}=P_{\mathrm{out}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{z}$

$U_{\mathrm{bus}}=\frac{{\left(220\sqrt{2}\sin \left(314t\right)\right)}^2}{z*I_{\mathrm{rec}}}$

参见图3，可以看出，I_rec和I_bus是一个稳定的值，只是母线电压U_bus在周期性变化。即现有的控制方法和系统中，母线电压U_bus是稳定直流，而输入电流I_in、二极管整流电流I_rec和母线电流I_bus周期变化，而在本发明中，输入电流I_in、二极管整流电流I_rec和母线电流I_bus是稳定的，母线电压U_bus在一定范围内进行周期变化。

图2为本发明的DCDC变换器的控制方法一实施例的流程图，如图2所示，在本实施例中，本发明的方法包括以下步骤：

S1、采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；

S2、根据逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref；

S3、计算母线电压的给定值U_busref和母线电压U_bus的误差值；

S4、根据计算出的误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。

在本实施例中，根据采样到的逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)，得到输出瞬时功率为：

P_out＝U_ac(t)*I_ac(t)；

输出周期有效功率为：

$P_{\mathrm{period}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}$

根据周期有效功率，可以得到二极管整流电流I_rec为：

$I_{\mathrm{rec}}=I_{\mathrm{bus}}=\frac{P_{\mathrm{period}}}{U_{\mathrm{busAvg}}}=\frac{P_{\mathrm{period}}}{380},$

其中，周期母线电压平均值U_busAvg＝380V。

根据瞬时功率守恒，有：

U_busref*I_rec＝P_out＝U_ac(t)*I_ac(t)

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{I_{\mathrm{rec}}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

又因为回路阻抗和脉冲宽度调制(PWM)死区原因，PWM调制比(占空比系数)不可能达到1，因此，可取PWM调制比(即PWM的占空比系数)k＝0.9，因此母线电压给定值U_busref为：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}.$

将计算出的母线电压给定U_busref和采样母线电压U_bus相减，计算出两者的误差值。

在本实施例中，步骤S4包括以下步骤：S4a、对误差值进行比例积分微分控制(PID)以生成控制值；S4b、根据该控制值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。

其中，在步骤S4b中，将生成的控制值输入PWM发生器，生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。

在本实施例中，通过计算出的母线电压给定U_busref和采样母线电压U_bus的误差值，对误差值进行PID控制，通过电压环控制，如图3所示，输入电流I_in、二极管整流电流I_rec和母线电流I_bus基本上变成直线，输入电流I_in和二极管整流电流I_rec的有效值减小，可以提高系统效率或者选择电流更小的MOS管和二极管或者减小散热器的体积，还可以提高变压器的效率或者减少变压器的绕线线径和磁芯体积，经过测试，可以提高整个系统效率2％。

另外，本发明的控制方法并不限制于如图1所示的具有LLC拓扑结构的升压DCDC变换器，还适用于Boost、Buck、SRC、移相全桥等DCDC变换器，采取抖动输出电压的控制方法都属于本发明的保护范围。

图4为本发明的控制方法应用于Boost的DCDC变换器的电流波形图，如图4所示，根据本发明的控制方法，采样逆变器的交流电压和交流电流，计算出母线电压的给定值U_busref，再采样母线电压U_bus，计算母线电压的给定值U_busref和采样的母线电压U_bus的误差值，通过PID控制和PWM产生器，生成PWM信号输出DCDC变换器的MOS管基极，就可以实现抖动母线电压U_bus，使得输入电流I_in、二极管整流电流I_rec以及母线电流I_bus波形的包络线为直线。

图5为本发明的控制方法应用于Boost的DCDC变换器的电流波形图，如图5所示，根据本发明的控制方法，采样逆变器的交流电压和交流电流，计算出母线电压的给定值U_busref，再采样母线电压U_bus，计算母线电压的给定值U_busref和采样的母线电压U_bus的误差值，通过PID控制和PWM产生器，生成PWM信号输出DCDC变换器的MOS管基极，就可以实现抖动母线电压U_bus，使得输入电流I_in、二极管整流电流I_rec以及母线电流I_bus波形的包络线为直线。

图6为本发明的DCDC变换器的控制系统100一实施例的功能框图，如图6所示，本发明的系统100包括采样装置110、第一计算器120、第二计算器130和脉冲宽度调节信号生成单元140。

其中，采样装置110用于采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)，并将采样到的逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)输出第一计算器120，将采样到的母线电压U_bus输出第二计算器130。

第一计算器120用于根据接收到的逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref并输出第二计算器130，第一计算器120根据以下公式计算母线电压的给定值U_busref：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

其中，k为脉冲宽度调节的占空比系数，k＝0.9。

第二计算器130用于将接收到的母线电压的给定值U_busref和母线电压U_bus相减，以得到两者的误差值，并将计算出的误差值输出脉冲宽度调节信号生成单元140。

脉冲宽度调节信号生成单元140，用于根据接收到的误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。脉冲宽度调节信号生成单元140包括比例积分微分控制器141和脉冲宽度调节发生器142。

其中，比例积分微分(PID)控制器141用于对误差值进行PID控制以生成控制值。

脉冲宽度调节发生器142用于根据控制值生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。

另外，本发明的控制系统并不限制于如图1所示的具有LLC拓扑结构的升压DCDC变换器，还适用于Boost、Buck、SRC、移相全桥等DCDC变换器，采取抖动输出电压的控制系统都属于本发明的保护范围。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。另外，本发明各实施例中的技术特征可以单独使用，也可以组合使用。

Claims (7)

1.一种DCDC变换器的控制方法，DCDC变换器的输出端连接逆变器的输入端，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

S1、采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；

S2、根据所述逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref，所述母线电压为DCDC变换器的输出端母线电压；

S3、计算所述母线电压的给定值U_busref和所述母线电压U_bus的误差值；

S4、根据所述误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极；

其中，步骤S2中，根据以下公式计算所述母线电压的给定值U_busref：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

其中，k为脉冲宽度调节的占空比系数。

2.根据权利要求1所述的DCDC变换器的控制方法，其特征在于，占空比系数k＝0.9。

3.根据权利要求1所述的DCDC变换器的控制方法，其特征在于，步骤S4包括以下步骤：

S4a、对所述误差值进行比例积分微分控制以生成控制值；

S4b、根据所述控制值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极。

4.根据权利要求3所述的DCDC变换器的控制方法，其特征在于，步骤S4b包括：将所述控制值输入脉冲宽度调节发生器，生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。

5.一种DCDC变换器的控制系统，DCDC变换器的输出端连接逆变器的输入端，其特征在于，所述控制系统包括：

采样装置(110)，用于采样DCDC变换器的母线电压U_bus、逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)；

第一计算器(120)，用于根据所述逆变器交流电压U_ac(t)和交流电流I_ac(t)计算母线电压的给定值U_busref，所述母线电压为DCDC变换器的输出端母线电压；

第二计算器(130)，用于计算所述母线电压的给定值U_busref和所述母线电压U_bus的误差值；

脉冲宽度调节信号生成单元(140)，用于根据所述误差值生成脉冲宽度调节信号并输出DCDC变换器的MOS管基极；

其中，所述第一计算器(120)根据以下公式计算所述母线电压的给定值U_busref：

$U_{\mathrm{busref}}=\frac{380*U_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)}{k*\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{U}_{\mathrm{ac}}\left(t\right)*I_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\mathrm{dt}}$

其中，k为脉冲宽度调节的占空比系数。

6.根据权利要求5所述的DCDC变换器的控制系统，其特征在于，占空比系数k＝0.9。

7.根据权利要求5所述的DCDC变换器的控制系统，其特征在于，所述脉冲宽度调节信号生成单元(140)包括：

比例积分微分控制器(141)，用于对所述误差值进行比例积分微分控制以生成控制值；

脉冲宽度调节发生器(142)，用于根据所述控制值生成四路脉冲宽度调节信号，分别输出DCDC变换器的四个MOS管的基极。