CN103004069B - 电源电路 - Google Patents

Abstract

在包含用于通过开关操作转换经由一对馈电线3和4来自交流电源2的交流电压的频率和电压的至少一个的、作为功率转换电路的开关电路8的电源电路中，一条馈电线3包括熔断器5作为过电流保护元件，并且在接地线10和一条馈电线3之间连接第一线旁路电容器6。在接地线10和另一条馈电线4之间连接第二线旁路电容器7，并且另一条馈电线4包括电感器9。通过这种配置，由于过电流保护元件的电路引起的不平衡状态被减小，从而抑制共模噪声。

Description

电源电路

技术领域

本发明涉及抑制由开关操作产生的高频噪声的电源电路。

背景技术

常规的电子设备包括功率转换电路，该功率转换电路将任意输入电源的频率或电压转换为用于电子设备中的各种设备的频率或电压。具体地，广泛使用开关方式来使得功率转换电路小型化并且高效。但是，在采用了开关方式的电源电路中，开关操作产生具有高频率的开关噪声，由此导致终端噪声或者电磁波噪声。

作为一种用于减少这样的电磁噪声的噪声滤波器，日本专利申请公开第2008-182784号讨论了一种线旁路电容器（line bypasscapacitor，以下，称为“Y电容器”）。图9是用于常规开关电源电路的滤波器电路图的一个例子。

图9中示出的滤波器电路190包括：在一对馈电线中的每条馈电线和接地（以下，称为“GND”）之间连接的Y电容器121和122。Y电容器121和122发挥作用来将从开关元件产生的高频开关噪声的共模成分丢弃到GND，从而抑制终端噪声或电磁噪声。

从输入电源连接的两条馈电线对GND的阻抗一般设置成相等，以使得这两条馈电线相对于GND是平衡的。例如，在图9中示出的滤波器电路190中，两个Y电容器121和122通过使其电容值为相同的值来保持平衡。

引用列表

专利文献

专利文献1日本专利申请公开第2008-182784号

发明内容

技术问题

但是，为了防止电路元件出现这样的问题，开关电源包括：从输入电源连接的两条馈电线的一条馈电线的Y电容器的输入侧处的过电流保护元件（例如，熔断器）。该过电流保护元件与电路配线的电感相比具有更大的电感。

如果进一步使开关电源小型化和高效，则开关频率变高，并且由此由过电流保护元件的电感导致的阻抗变得更大，因此增大了两条馈电线之间的不平衡水平。如果两条馈电线是处于不平衡状态，则流过两条馈电线的高频噪声的常模成分被转换成共模成分，从而增加了共模噪声。

问题的解决方案

本发明的目的是减少由过电流保护元件导致的电路的不平衡状态，并且提供抑制共模噪声的电源电路。

根据本发明，一种电源电路包括:功率转换电路，被配置成通过开关操作转换经由一对馈电线来自交流电源的交流电压的频率和电压中的至少一个；过电流保护元件，提供给一对馈电线中的一条馈电线；第一线旁路电容器，连接在接地和一条馈电线之间；第二线旁路电容器，连接在接地和上述一对馈电线中的另一条馈电线之间；以及电感器，提供给上述另一条馈电线，其中，当第一线旁路电容器的电容值被定义为C₁[F]，第二线旁路电容器的电容值被定义为C₂[F]，包括上述过电流保护元件的电感成分的上述一条馈电线的电感值被定义为L₁[H]，包括上述电感器的电感成分的上述另一条馈电线的电感值被定义为L₂[H]，且噪声的角频率被定义为ω[rad/s]时，上述电感器的电感值被设置为满足以下的表达式

$\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{3C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1<L_2<\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1.$

根据本发明，一种电源电路，包括：功率转换电路，被配置成通过开关操作转换经由一对馈电线来自交流电源的交流电压的频率和电压中的至少一个；过电流保护元件，被提供给上述一对馈电线中的一条馈电线；第一扼流线圈，被提供给上述一条馈电线；第二扼流线圈，被提供给上述一对馈电线中的另一条馈电线；第一线旁路电容器，连接在接地和上述一条馈电线之间；以及第二线旁路电容器，连接在上述接地和另一条馈电线之间，其中，当包括上述第一扼流线圈和上述过电流保护元件的电感成分的上述一条馈电线的电感值被定义为L₁[H]，包括上述第二扼流线圈的电感成分的上述另一条馈电线的电感值被定义为L₂[H]，第一线旁路电容器的电容值被定义为C₁[F]，第二线旁路电容器的电容值被定义为C₂[F]时，第一线旁路电容器和第二线旁路电容器的电容值被设置成满足以下关系式

$\frac{2L_2}{L_1}-1<\frac{C_1}{C_2}<1.$

根据参照附图的示范实施方式的以下详细的描述，本发明的更多特征和方面将变得清楚。

附图说明

包含在说明书中并且构成说明书一部分的附图示出了本发明的示范实施方式、特征以及方面，并且与描述一起用于解释本发明的原理。

图1A和1B示出了根据本发明的第一示范实施方式的电源电路的示意性的配置。图1A是示出了电源电路的示意性的电路图。图1B是在图1A中示出的电源电路被桥式电路替代了的电路图。

图2是示出根据本发明的第一示范实施方式的电源电路的配置的电路图。

图3A和3B每一个示出了根据本发明的第一示范实施方式的电源电路的流入到GND的电流谱。图3A示出了未插入电感器的不平衡状态。图3B示出了插入了电感器的平衡状态。

图4示出了根据本发明的第一示范实施方式的电源电路中电感器的电感值和噪声的电流量之间的关系。

图5A和5B示出了根据本发明的第二示范实施方式的电源电路的示意性的配置。图5A是电源电路的示意性的电路图。图5B是图5A中示出的电源电路被桥式电路取代了的电路图。

图6是示出了根据本发明的第二示范实施方式的电源电路的配置的电路图。

图7A和7B每一个示出了根据本发明的第二示范实施方式在电源电路中流到GND的电流谱。图7A示出了未调整Y电容器的值的不平衡状态。图7B示出了调整了Y电容器的值的平衡状态。

图8示出了根据本发明的第二示范实施方式的电源电路中的Y电容器的电容值之比与噪声的电流量之间的关系。

图9是示出了常规电源电路的滤波器电路的电路图。

具体实施方式

以下参照附图，详细地描述本发明的各种示范实施方式、特征以及方面。

例1

图1示出了根据本发明的第一示范实施方式的电源电路的示意性的配置。图1A是电源电路的示意性的电路图。在图1A中，电源电路1包括：一对馈电线3和4，连接到交流电源2；开关电路8，作为功率转换电路用于将经由一对馈电线3和4来自交流电源2的交流电压转换为直流电压。交流电源2例如是商用电源。

而且，电源电路1包括作为过电流保护元件而被提供给一对馈电线3和4中为正电压的一条馈电线3的熔断器5。熔断器5例如是管状熔断器。熔断器5具有比构成馈电线3和4的配线的电感值更大的电感值。

而且，电源电路1包括连接在接地（GND）10和正电压的馈电线3之间的第一线旁路电容器6（以下，称为“第一Y电容器”）。而且，电源电路1包括连接在接地10和一对馈电线3和4中的具有负电压的另一条馈电线4之间的第二线旁路电容器7（以下，称为“第二Y电容器”）。

根据第一示范实施方式，电源电路1包括电感器9，该电感器9是提供给具有负电压的馈电线4的电感性元件。

图1B是图1A中示出的电源电路1被桥式电路替代的电路图。在图1B中，代替作为功率转换电路的开关电路8，噪声电压源11被连接到此处以模拟开关电路8中产生的噪声。

如上所述，当由噪声电压源11模拟开关电路8时，电源电路1可被看作熔断器5、Y电容器6和7以及电感器9的桥式电路。在图1B中，导致终端噪声或者电磁波噪声的噪声是流到GND10的电流。

此处，包括熔断器5的电感成分（电感值LF）的正电压的馈电线3的电感值被定义为L₁[H]。而且，连接到正电压的馈电线3的第一Y电容器6的电容值被定义为C₁[F]，连接到具有负电压的馈电线4的第二Y电容器7的电容值被定义为C₂[F]。

而且，包括电感器9的电感成分（电感值“L”）且具有负电压的馈电线4的电感值被定义为L₂[H]，噪声电压源11的噪声的电压被定义为“V”[V]，噪声的角频率被定义为“ω”[rad/s]。流到GND10的电流“I”[A]可被表示为以下的式（1）。

$I=\left|\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2(L_1{C}_1-L_2{C}_2)}{\mathrm{j\&omega;}(L_1+L_2)-j{\mathrm{\&omega;}}^3{L}_1{L}_2(C_1+C_2)}\right|V---\left(1\right)$

通过式（1），用于减小流到GND10的电流的表达式可被表示为下式（2）。

L₁C₁-L₂C₂＝0

（2）

由此，对于提供了熔断器5处的正电压的馈电线3的电感值L₁，当C₁、C₂和L₂的值被设置为满足下式（3）时，共模噪声可被最大地抑制。

$\frac{C_1}{C_2}=\frac{L_2}{L_1}---\left(3\right)$

接下来，将描述具有特定配置的电源电路中的共模噪声的减小效果。图2是示出了电源电路的配置的电路图。可以将用于开关操作的任何方式用于开关电路8。作为一个例子，将描述回扫方式（flybackmethod）。

图2中示出的开关电路8包括：包含桥二极管的整流电路8A，平滑电容器8B、以及DC-DC转换器电路8C。整流电路8A将交流电压转换成直流电压。平滑电容器8B对由整流电路8A转换的直流电压进行平滑。

DC-DC转换器电路8C包括：开关元件81、开关控制电路82、变压器83、二极管84以及电容器85。开关元件81例如包括双极性晶体管或者场效应管（FET），并且通过从开关控制电路82输出的脉冲信号使开关元件81导通/截止。

当开关元件81导通时，能量被存储在变压器83中。当开关元件81截止时，能量经由二极管84被供给负载86。当开关元件81导通时，能量被从电容器85释放，并且能量被供给负载86。通过该操作，预定值的直流电压被施加到负载86。

在回扫方式的电源电路1中，使用电路模拟，来计算噪声电流的量。从交流电源2输入50[Hz]、100[V]的交流电压，并且具有频率为53[kHz]、上升时间为40[ns]、且占空比为25[%]的矩形波的开关信号被输入给开关元件81。

图3A和3B每一个示出了流到GND10的电流谱的结果。馈电线3和4的自身的配线的每一个电感值假设为“0”。图3A示出了不平衡状态，其中，连接到馈电线3和4的Y电容器6和7的每个电容值被设置为1000[pF]，该馈电线3和4分别具有正电压和负电压，熔断器5的电感值LF（=L₁）被设置为20[nH]，电感器9并未被插入到电源电路1中。

图3B示出了平衡状态，其中，增加了电感器9，并且调整了Y电容器6和7的值。此时，Y电容器6的电容值C₁被设置为1500[pF]，并且Y电容器7的电容值C₂被设置为1000[pF]。而且，为了满足式（3），增加的电感器9的电感值“L”（=L₂）被设置为30[nH]。调整Y电容器6和7的值，从而能够设置电感器9的电感值“L”。

从图3A和3B中示出的结果可知，由于插入的电感器9的值被设置为满足式（3），由熔断器5的不平衡状态所产生的共模噪声的电流谱被减小。在以上的说明中，配线的电感值被假设为“0”，但是，电感值L₁和L₂可包括配线的电感值。

接着，使用电路模拟来计算图1B中示出的电源电路1中的噪声电流量。从噪声电压源11输入1[V]的高斯脉冲。连接到正电极和负电极的Y电容器6和7的每个电容量分别被设置为C₁=C₂=1000[pF]，熔断器5的电感值被设置为L₁=20[nH]，电感器9的电感值L₂被用作参数。

在上述状态中。图4示出了用实线在水平轴上指示电感器9的电感值L₂、以及在垂直轴上指示从式（1）计算的流到GND10的100[MHz]的噪声电流的绝对值的图。图4示出了当电感值L₂指示通过使用式（3）获得的20[nH]时，噪声电流量变得最小。

如果电感值L₂（>>L₁）被设置为大于20[nH]，根据式（1），电流量的值收敛为由式（4）取得的值。

$I=\frac{\mathrm{\&omega;}{C}_2}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2)}V---\left(4\right)$

在图4中，通过虚线示出的直线是渐近线。根据半带宽的定义，通过式（5）取得当电流值变为由式（4）取得的值的一半时的L₂。

$L_2=\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{3C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1,\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1---\left(5\right)$

在图4中，通过点划线示出的直线指示了通过使用式（5）计算的一半值的值。因此，通过式（6）取得在指示电感值L₂的实线和点划线互相交叉处的两个交叉点之间的电感值L₂的范围。

$\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{3C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1<L_2<\frac{2C_1-C_2-2{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1---\left(6\right)$

如上所述，如果设置电感器9的电感值“L”（馈电线4的自身的配线的电感可以被忽略时，L₂=L）以使得电感值L₂满足式（6），可以预期共模噪声的减小。

如上所述，如果设置电感器9的电感值“L”以使得满足式（6），则可以改善由于熔断器5引起的一对馈电线3和4之间的不平衡状态，以减小由不平衡状态所产生的共模噪声。如果代入元件的上述数值的例子（当馈电线3和4的电感被设置为“0”时），可以取得13.8[nH]<L₂<41.4[nH]。

噪声的谱预先通过实验来测量，噪声的频率（即，噪声的角频率“ω”）可以被设置为通过测量取得的一个峰值。如果设置电感值L₂以使得值在式（6）的范围内并且满足式（3），则可以最有效地抑制共模噪声。

根据第一示范实施方式，由于桥式电路包括熔断器5、Y电容器6和7以及电感器9，可以改善由于熔断器5引起的两条馈电线3和4之间的不平衡状态，以减小由不平衡状态所产生的共模噪声。

例2

接着，将详细描述根据本发明的第二示范实施方式的电源电路。图5A和5B示出了根据本发明的第二示范实施方式的电源电路的示意性的配置。图5A是电源电路的示意性的电路图。

在图5A中，电源电路1A包括：一对馈电线3和4，连接到交流电源2；开关电路8，作为功率转换电路用于将经由一对馈电线3和4来自交流电源2的交流电压转换为直流电压。交流电源2例如是商用电源。

而且，电源电路1A包括作为过电流保护元件而被提供给一对馈电线3和4中具有正电压的一条馈电线3的熔断器5。熔断器5例如是管状熔断器。熔断器5具有比构成馈电线3和4的配线的电感值更大的电感值。

而且，电源电路1A包括连接在接地（GND）10和具有正电压的馈电线3之间的第一线旁路电容器6（以下，称为“第一Y电容器”）。

而且，电源电路1A包括连接在接地10和一对馈电线3和4中具有负电压的另一条馈电线4之间的第二线旁路电容器7（以下，称为"第二Y电容器"）。

根据第二示范实施方式的电源电路1A包括：提供给具有正电压的馈电线3的第一常模扼流线圈13。而且，电源电路1A包括：提供给具有负电压的馈电线4的第二常模扼流线圈14。上述两种常模扼流线圈13和14被包含在常模扼流线圈对15中。

常模扼流线圈13和14被布置在交流电源2和开关电路8之间，并且比Y电容器6和7更接近交流电源2侧。根据第二示范实施方式，第一常模扼流线圈13和第二常模扼流线圈14之间的电感值被设置为相同的值“L”。

图5B是图5A中示出的电源电路1A被桥式电路替代了的电路图。在图5B中，代替作为功率转换电路的开关电路8，噪声电压源11被连接到此处以模拟开关电路8中产生的噪声。

如上所述，包括噪声电压源11代替开关电路8的电源电路1A可被看作熔断器5、Y电容器6和7以及常模扼流线圈13和14的桥式电路。在图5B中，导致终端噪声或者电磁波噪声的噪声是流到GND10的电流。

此处，包含熔断器5和第一常模扼流线圈13的电感成分（电感值“LF”和“L”）且具有正电压的馈电线3的电感值被设置为L₁[H]。而且，包含第二常模扼流线圈14的电感成分（电感值“L”）且具有负电压的馈电线4的电感值被设置为L₂[H]。而且，第一Y电容器6的电容值被设置为C₁[F]，第二Y电容器7的电容值被设置为C₂[F]。用于减小流到GND10的电流的表达式如下所示与式（3）相同。

$\frac{C_1}{C_2}=\frac{L_2}{L_1}---\left(7\right)$

根据第二示范实施方式，由于具有正电压和负电压的馈电线3和4分别具备常模扼流线圈13和14，所以存在常模扼流线圈13和14的每一个的电感成分。而且，由于具有正电压的馈电线3具备熔断器5，所以还存在熔断器5的电感成分。

因此，取得L₁≠L₂，取决于所使用的元件5、13、14，来确定电感值L₁和L₂。由此，通过分别设置Y电容器6和7的电容值C₁和C₂以满足式（7），可以最有效地抑制共模噪声。

接着，关于具有特定配置的电源电路，将描述用于减小共模噪声的效果。图6是示出电源电路的配置的电路图。

可以将用于开关操作的任何方式用于开关电路8。作为一个例子，将说明回扫方式。图6中示出的开关电路8包括：包含桥二极管的整流电路8A、平滑电容器8B、以及DC-DC转换器电路8C。

整流电路8A将交流电压转换成直流电压。平滑电容器8B对由整流电路8A转换的直流电压进行平滑。DC-DC转换器电路8C包括：开关元件81、开关控制电路82、变压器83、二极管84以及电容器85。

开关元件81例如包括双极性晶体管或者场效应管（FET），并且通过从开关控制电路82输出的脉冲信号使开关元件81导通/截止。当开关元件81导通时，能量被存储在变压器83中。当开关元件81截止时，能量经由二极管84被供给负载86。

当开关元件81导通时，能量被从电容器85释放，并且能量被供给负载86。通过该操作，预定值的直流电压被施加到负载86。

在回扫方式的电源电路1A中，使用电路模拟，来计算噪声电流量。与第一示范实施方式相同，从交流电源2输入50[Hz]、100[V]的交流电压，并且具有频率为53[kHz]、上升时间为40[ns]、且占空比为25[%]的矩形波的开关信号被输入给开关元件81。

图7A和7B示出了流到GND10的电流谱的结果。馈电线3和4的自身的配线的每一个电感值被设置为“0”。在图7A中，连接到馈电线3和4的Y电容器6和7的每个电容值被设置为1000[pF]，该馈电线3和4分别具有正电压和负电压，熔断器5的电感值LF被设置为20[nH]。

而且，图7A示出了不平衡状态，其中，通过将常模扼流线圈13和14转换成电感器而取得的每一个电感值“L”被设置为0.8[μH]，并且未调整Y电容器6和7的值。在图7B中，Y电容器6的电容值C₁被设置为1000[pF]，并且Y电容器7的电容值C₂被设置为1025[pF]以满足上述式（7）。

从图7A和7B示出的结果可知，由于调整了Y电容器6和7的电容值C₁和C₂以满足式（7），所以由于熔断器5引起的不平衡状态所产生的共模噪声的电流谱被减小。

在以上的描述中，配线的电感值被设置为“0”，但是，电感值L₁和L₂可以包含配线的电感值。

接着，将描述具有噪声减小效果的Y电容器6和7的电容值C₁和C₂的范围。

使用电路模拟来计算图5B中示出的电源电路1A中的噪声电流量。从噪声电压源11输入1[V]的高斯脉冲。熔断器5的电感值LF被设置为20[nH]，连接到正电极和负电极的常模扼流线圈13和14的每个值“L”分别被设置为0.8[μH]。

在上述状态中。图8示出了在水平轴上指示两个Y电容器6和7的电容值C₁和C₂之比（C₁/C₂），以及垂直轴上指示流到GND10的100[MHz]的电流的绝对值的图。根据图8，当比值（C₁/C₂）等于通过式（7）取得的值，即L₂/L₁=0.975的时候，电流量变得最小。当C₁/C₂的值从所取得的值增大或者减少的时候，电流量增大。

而且，如图8所示，该图关于在值为C₁/C₂=L₁/L₂处的最小电流量几乎对称。由此，与当背景技术的不考虑平衡的C₁/C₂=1时的噪声电流量相等的噪声电流量C₁/C₂的值可以从式（8）取得。

$\frac{2L_2}{L_1}-1---\left(8\right)$

换言之，当C₁/C₂的值小于通过式（8）取得的值时，噪声电流量比当C₁/C₂的值等于“1”时增加的更多。由此，与当常规未考虑平衡时的共模噪声相比，共模噪声较小时的C₁/C₂的值被固定在由式（9）取得的范围内。

$\frac{2L_2}{L_1}-1<\frac{C_1}{C_2}<1---\left(9\right)$

通过设置第一Y电容器6和第二Y电容器7的电容值C₁和C₂以满足如上所述的式（9），可以改善由于熔断器5引起的一对馈电线3和4之间的不平衡状态，由此减小由不平衡状态所产生的共模噪声。

而且，通过分别设置第一Y电容器6和第二Y电容器7的电容值C₁和C₂以在式（9）内满足如上所述的式（7），可以最有效地抑制共模噪声。

根据第二示范实施方式，由于熔断器5、Y电容器6和7、常模扼流线圈13和14组成桥式电路，不需要新插入元件以改善不平衡状态。由此，可以容易地改善由于熔断器5引起的两条馈电线3和4的不平衡状态，由此减小由不平衡状态所产生的共模噪声。

根据上述的示范实施方式，描述了本发明，但是，本发明并不限于此。根据上述的示范实施方式，一条馈电线具有正电压，另一条馈电线具有负电压。但是，本发明可以被应用到一条馈电线具有负电压，另一条馈电线具有正电压的情况。

而且，根据上述示范实施方式，已经描述了开关电路作为电源电路将交流电压转换为直流电压的情况，但是，交流电压可以被转换为具有与输入的交流电压的频率不同的频率的交流电压。

在这种情况下，由于功率转换电路包括具有用于执行开关操作的开关元件的逆变器，由此产生噪声。对于这种情况，也可以应用本发明。

而且，根据上述的示范实施方式，已经描述了使用管状熔断器作为过电流保护元件的情况，但是，本发明并不限于此，可以使用任何类型的熔断器（诸如贴片熔断器）。而且，除了熔断器作为过电流保护元件，本发明可以应用到任何类型的过电流保护元件，诸如正温度系数（PTC）元件。

参照示范实施方式已经描述了本发明，但应当理解本发明并不限于所公开的示范实施方式。应当给予所附权利要求的范围最宽的解释，从而包含所有的修改、等同结构和功能。

本申请要求2010年7月21日提交的日本专利申请第2010-164000号的优先权，该申请的全部通过引用的方式特此包含于此。

Claims (4)

1.一种电源电路，包括：

功率转换电路，被配置成通过开关操作转换经由一对馈电线来自交流电源的交流电压的频率和电压中的至少一个；

过电流保护元件，被提供给上述一对馈电线中的一条馈电线；

第一线旁路电容器，连接在接地线和上述一条馈电线之间；

第二线旁路电容器，连接在上述接地线和上述一对馈电线中的另一条馈电线之间；以及

电感器，串联地提供给上述另一条馈电线，

其中，当第一线旁路电容器的电容值被定义为C₁[F]，第二线旁路电容器的电容值被定义为C₂[F]，包括上述过电流保护元件的电感成分的上述一条馈电线的电感值被定义为L₁[H]，包括上述电感器的电感成分的上述另一条馈电线的电感值被定义为L₂[H]，且开关噪声的角频率被定义为ω[rad/s]时，上述电感值L₁和L₂被设置为满足以下的表达式

$\frac{{2C}_1-C_2-{2\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{{3C}_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1<L_2<\frac{{2C}_1-C_2-{2\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1{C}_1(C_1+C_2)}{C_2(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_1(C_1+C_2))}{L}_1.$

2.根据权利要求1所述的电源电路，其中，上述电感值L₁和L₂被设置为满足以下的表达式

$\frac{C_1}{C_2}=\frac{L_2}{L_1}.$

3.一种电源电路，包括：

功率转换电路，被配置成通过开关操作转换经由一对馈电线来自交流电源的交流电压的频率和电压中的至少一个；

过电流保护元件，被提供给上述一对馈电线中的一条馈电线；

第一扼流线圈，被提供给上述一条馈电线；

第二扼流线圈，被提供给上述一对馈电线中的另一条馈电线；

第一线旁路电容器，连接在接地线和上述一条馈电线之间；以及

第二线旁路电容器，连接在上述接地线和另一条馈电线之间，

其中，当包括上述第一扼流线圈和上述过电流保护元件的电感成分的上述一条馈电线的电感值被定义为L₁[H]，包括上述第二扼流线圈的电感成分的上述另一条馈电线的电感值被定义为L₂[H]，第一线旁路电容器的电容值被定义为C₁[F]，第二线旁路电容器的电容值被定义为C₂[F]时，第一线旁路电容器和第二线旁路电容器的电容值被设置为满足以下表达式

$\frac{{2L}_2}{L_1}-1<\frac{C_1}{C_2}<1.$

4.根据权利要求3所述的电源电路，其中，上述电感值L₁和L₂被设置为满足以下表达式

$\frac{C_1}{C_2}=\frac{L_2}{L_1}.$