CN102984112B - 高速移动ofdm系统的同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高速移动OFDM系统同步方法，包括：利用无线局域网协议帧结构中前10个相同的短前导码确定粗同步位置；根据粗同步位置提取接收信号中的2个相同的长前导码结合滑动窗口进行细同步；将发送的已知长前导码变换到时域；计算提取的长前导码与发送的已知长前导码的互相关值；确定互相关值的绝对值的最大值和该最大值对应的位置索引；设定预设的滑动窗口的初始值，根据最大值对应的位置索引与设定的阈值索引确定预设的滑动窗口的滑动方向，进行细同步，确定长前导码的起始位置。本发明适用于高速移动车载IEEE802.11p协议的OFDM系统中精确确定接收信息符号的同步位置。

Description

高速移动OFDM系统的同步方法

技术领域

本发明涉及通信技术，尤其涉及一种高速移动OFDM系统的同步方法。

背景技术

智能交通系统的核心技术之一就是适用于交通领域的短程通信系统(又称专用短距离通讯，Dedicated Short Range Communications，DSRC)。目前各国对于交通专用短程通信系统的研究都是非常关注的，不断提出新方法、新理论和新产品。近几年来，随着DSRC技术和理论的发展，如何合理的解决车车通信问题成为了新的研究热点。在各种交通专用短程通信系统中，IEEE 802.11pTM/D5.0,November 2008(以下统称IEEE802.11p)标准以其优越的性能得到重视，多个国家表示要将IEEE 802.11p作为车间通信的实施标准。

在高速移动的情况下，由于多普勒频移和信道快速时间选择性衰落导致正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)系统很难取得准确同步。而针对高速移动下，如何取得准确同步，各国的学者提出了很多的算法。比如，Yasamin M.利用三角函数插值的信道估计器对于高速移动产生延迟的敏感性，提出了一种循环迭代的同步算法，仿真结果表明该算法即使在多普勒频偏为归一化频率间隔的50％的时候，仍然可以保持良好的性能。同时利用分段线性的方法来对信道时变量进行连续估计，从而消除ICI影响；但是该方法只有在导频数目较高的情况下，并且只能采用三角函数插值才能很好的工作。而基于IEEE 802.11p的OFDM系统由于沿用了IEEE 802.11a的帧结构导致导频数目少，并且是梳妆导频，所以其性能提高比较有限。同样，在第四代移动通信(LTE)中，研究采用恒定幅度零自相关序列(ConstantAmplitude ZeroAuto Correlation,CAZAC)进行准确时间同步的算法在基于IEEE 802.11p的系统也是不适用的。而基于IEEE 802.11a的无线局域网中原先采用的利用长短前导序列进行的同步，同样不能满足高速移动车载环境的要求。

基于IEEE 802.11a的无线局域网中OFDM系统的同步方法中，Schmidl&Cox方法是其中最重要的一种，该方法中采用的帧结构根据无线局域网(IEEE 802.11a/p)协议规定，即其帧结构如图1所示，其中前10个符号(symbol)是短训练序列，即短前导码，用于粗同步，而后面两个符号是长训练序列，即长前导码，用于信道估计和细频偏估计，GI2是保护时隙。

Schmidl&Cox方法是利用重复的短序列进行自相关进行粗同步，其度量函数M(d)为下面的公式(1)。

$M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{\left(R\left(d\right)\right)}^2}---\left(1\right)$

其中：

$P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+L)---\left(2\right)$

$R\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(d+m+L)\right|}^2---\left(3\right)$

其中P(d)是自相关序列，R(d)是接收OFDM符号的能量，粗同步的位置估计定义为度量函数M(d)的首个大于阈值的点。图2A为Schmidl&Cox方法在仅存在白噪声且信噪比为10dB时的度量函数M(d)曲线图，图2B为Schmidl&Cox方法在具有白噪声和瑞利衰落且信噪比为10dB时的度量函数M(d)曲线图，横坐标表示接收序列的序号，纵坐标表示计算的阈值。由图2A和图2B可以看出，度量函数M(d)曲线具有一个平台，平台的存在，使得在确定同步位置时容易误判，即存在较大偏差，对OFDM符号的定时产生干扰，从而导致OFDM系统的误码率提高。

发明内容

本发明提供一种高速移动OFDM系统的同步方法，用以克服多普勒频移和信道快速时间选择性衰落，对OFDM符号精确定位带来的挑战，降低OFDM系统的误码率。

本发明提供一种高速移动OFDM系统的同步方法，包括：

步骤10、利用无线局域网协议帧结构中前10个相同的短前导码确定粗同步位置；

步骤11、将发送的已知长前导码变换到时域；

步骤12、根据粗同步位置提取接收信号中的2个相同的长前导码；

步骤13、计算提取的长前导码与发送的已知长前导码的互相关值；

步骤14、确定互相关值的绝对值的最大值和该最大值对应的位置索引；

步骤15、设定预设的滑动窗口的初始值，根据最大值对应的位置索引与设定的阈值索引确定预设的滑动窗口的滑动方向进行细同步，确定长前导码的起始位置。

其中，步骤15具体包括：

若最大值对应的位置索引大于设定的阈值索引，则将滑动窗口向左移动，并提取接收信号中的2个相同的长前导码，执行步骤13至步骤14直到最大值对应的位置索引小于等于设定的阈值索引，完成细同步，确定长前导码的起始位置，否则，若最大值对应的位置索引小于设定的阈值索引，且最大值小于设定的阈值，则将滑动窗口向右移动，并提取接收信号中的2个相同的长前导码，执行步骤13至步骤14直到最大值对应的位置索引大于等于设定的阈值索引或者最大值大于等于设定的阈值，完成细同步，确定长前导码的起始位置。

步骤13中采用如下公式计算互相关值M1(d)

$M1\left(d\right)=\frac{Y\left(d\right)}{B\left(d\right)}---\left(4\right)$

$Y\left(d\right)=\left|\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}y(d+m)b^{*}(d+m)\right|---\left(5\right)$

$B\left(d\right)=\left(\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}y(d+m)y^{*}(d+m)\right)---\left(6\right)$

Y(d)为互相关序列，B(d)为接收的时域长前导码符号的能量，y(d+m)为接收的时域长前导码序列，b^*(d+m)为已知的时域长前导码序列的共轭，L为滑动窗口的长度。为了简化运算量，工程上可以不计算B(d),将上述公式(4)直接采用如下公式进行计算：

M1(d)＝Y(d)

                                               (7)

在步骤11之前，还包括：步骤20、对接收信号进行频率补偿，计算如下：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}1}\arg \left(P_1\left(d\right)\right)---\left(8\right)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}2}\arg \left(P_2\left(d\right)\right)---\left(9\right)$

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=0.5\×({\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1+{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2)---\left(10\right)$

其中

$P_1\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+L1)---\left(11\right)$

$P_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+2\×L1)---\left(12\right)$

r(d+m+L1),r(d+m+2×L1)表示频率偏移补偿前的接收序列,r^*(d+m)表示频率偏移补偿前的接收序列的共轭,D1＝L1，D2＝2×L1，K为L1的整数倍，L1为短序列的长度，且频率偏移补偿从粗同步位置开始计算。频率偏移补偿的计算公式如下，其中R(d)表示频率偏移补偿后的接收序列，r(d)表示补偿前的接收序列。

$R\left(d\right)=r\left(d\right){\×e}^{-j\×2\mathrm{\π}\×d\×\widehat{\mathrm{\ϵ}}}---\left(13\right)$

本发明利用无线局域网协议帧结构中前10个相同的短前导码确定粗同步位置，再利用2个相同的长前导码配合预设的滑动窗口确定细同步位置，精确获取接收信号的同步位置，减少同步误差，从而可降低OFDM系统误码率。

附图说明

图1为IEEE 802.11p的帧结构图；

图2A为Schmidl&Cox方法在仅存在白噪声且信噪比为10dB时的度量函数M(d)曲线图；

图2B为Schmidl&Cox方法在具有白噪声和瑞利衰落且信噪比为10dB时的度量函数M(d)曲线图

图3为本发明OFDM系统的同步方法实施例的流程图；

图4为本发明OFDM系统的同步方法中细同步的流程图；

图5A为本发明OFDM系统的同步方法在仅存在白噪声且信噪比为10dB时的度量函数M1(d)曲线图；

图5B为本发明OFDM系统的同步方法在具有白噪声和瑞利衰落且信噪比为10dB时的度量函数M1(d)曲线图；

图6为本发明OFDM系统的同步方法与Schmidl&Cox同步方法，在高速移动信道，信息误码率随多普勒频移变化的比较曲线图。

具体实施方式

以下结合附图及实施例对本发明进行详细说明。

图3为本发明OFDM系统的同步方法实施例的流程图，如图3所示，本实施例的同步方法包括：

步骤101、利用10个重复短训练序列确定粗同步的位置。

本步骤利用IEEE 802.11p的帧结构中前10个符号进行粗同步，该10个重复短训练序列为10个相同的短前导码，具体实施中可采用基于短前导码自相关的Schmidl&Cox方法，即根据前述公式(1)定义的度量函数M(d)来确定，实际应用中可设定度量函数M(d)的首个大于阈值的点。根据步骤101中完成粗同步后，由于获取的同步位置不精确，因此，还需要细同步对OFDM系统的同步位置进行进一步的校正。

步骤102、利用2个重复长训练序列进行计算，不断调整滑动窗口的位置并确定细同步的位置。

步骤103、判断同步位置是否准确，若还不准确，则继续利用2个重复长训练序列计算，确定细同步的位置，若达到准确要求，则可终止循环搜索计算，执行步骤104。

步骤104、确定同步位置。

具体应用中，上述步骤103至步骤104进行的细同步过程可采用图4所示的流程图的详细步骤，即采用2个相同的长导码进行细同步。图4为本发明OFDM系统的同步方法中细同步的流程图，如图4所示，细同步的过程包括：

步骤S1、将发送的已知长前导码变换到时域；

具体应用中，可以采用傅立叶变换的方法将已知的长前导码变换到时域。

步骤S2、从接收信号中提取出长前导码；

本步骤中，可以根据上述粗同步获取粗同步位置提取长前导码。

步骤S3、计算接收的长前导码和发送的已知长前导码的互相关值；

本步骤中，采用如下公式计算互相关值M1(d)

$M1\left(d\right)=\frac{Y\left(d\right)}{B\left(d\right)}---\left(4\right)$

其中，

$Y\left(d\right)=\left|\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}y(d+m)b^{*}(d+m)\right|---\left(5\right)$

$B\left(d\right)=\left(\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}y(d+m)y^{*}(d+m)\right)---\left(6\right)$

Y(d)为互相关序列，B(d)为接收的时域长前导码符号的能量，y(d+m)为接收的时域长前导码序列，b^*(d+m)为已知的时域长前导码序列的共轭，L为滑动窗口的长度。为了简化运算量，工程上可以不计算B(d),直接计算公式如下：

M1(d)＝Y(d)

步骤S4、比较互相关值的绝对值，获取最大值和最大值对应的位置索引；

步骤S5、判断最大值的位置索引是否大于设定的阈值索引，若是，则进入向左搜索的循环(包括步骤S6、S7和S8)，即将预设的滑动窗口向左移动若干位，如将窗口的起点和终点分别向左移动10位后(可以根据信道的情况调整步进长度)，执行上述步骤S2，S3，S4，再次判断最大值的位置索引是否大于设定的阈值索引，若仍大于，则继续将预设的滑动窗口向左移动，执行上述步骤S2，S3，S4，直至最大值的位置索引小于等于设定的阈值索引，则跳出向左搜索的循环，结束细同步，并以该最大值的位置索引作为细同步位置，即长前导码的起始点，进而确定接收信息符号的同步位置。若上述判断出最大值的位置索引小于设定的阈值索引，且最大值小于设定的阈值，则进入向右搜索的循环(包括步骤S9、S10和S11)，即将预设的滑动窗口向右移动若干位，如将窗口的起点和终点分别向右移动10位后(可以根据信道的情况调整步进长度)，执行上述步骤S2，S3，S4，再次判断最大值的位置索引是否小于设定的阈值索引或最大值大于设定的阈值，若仍不满足，则继续将预设的滑动窗口向右移动，执行上述步骤S2，S3，S4，直至最大值的位置索引大于等于设定的阈值索引或最大值大于等于设定的阈值，则跳出向右搜索的循环，结束细同步，并以该最大值的位置索引作为细同步位置，即长前导码的起始点，进而确定接收信息符号的同步位置。上述为细同步的具体过程，通过不断调整滑动窗口直到满足最大值对应的位置索引以及阈值的相应条件为止，以获得细同步位置。上述的预设的滑动窗口的初始值可以根据经验设定，如按照协议规定的粗频偏估计的起始点为滑动窗口的起始点，长训练序列的结束点为滑动窗口的结束点。在工程上，通常会设定一定的滑动次数，用于控制向左或向右的搜索次数，这在信道状况非常差的情况下，是很有必要的。

在实际应用中，上述的细同步之前，还包括：对接收信号进行频率补偿的步骤，频率补偿计算如下：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}1}\arg \left(P_1\left(d\right)\right)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}2}\arg \left(P_2\left(d\right)\right)$

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=0.5\×({\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1+{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2)$

其中

$P_1\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+L1)$

$P_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+2\×L1)$

r(d+m+L1),r(d+m+2×L1)表示频率偏移补偿前的接收序列,r^*(d+m)表示频率偏移补偿前的接收序列的共轭，D1＝L1，D2＝2×L1，K为L1的整数倍，L1为短序列的长度，且频率偏移补偿从粗同步位置开始计算。频率偏移补偿的计算公式如下，其中R(d)表示频率偏移补偿后的接收序列，r(d)表示补偿前的接收序列。

$R\left(d\right)=r\left(d\right){\×e}^{-j\×2\mathrm{\π}\×d\×\widehat{\mathrm{\ϵ}}}$

本发明获取高速移动的OFDM系统定时同步的位置过程中，不仅利用了IEEE 802.11p的短前导码进行自相关，而且利用了长短前导码的不相关性进行了互相关，同时结合自适应调整滑动窗口的机制，根据不同的信道衰减情况，自动的调整同步的位置，通过上述的方法进行的粗同步和细同步，准确确定同步位置，减少同步误差，从而可降低OFDM系统误码率。

图5A为本发明OFDM系统的同步方法在仅存在白噪声且信噪比为10dB时的度量函数M1(d)曲线图，图5B为本发明OFDM系统的同步方法在具有白噪声和瑞利衰落且信噪比为10dB时的度量函数M1(d)曲线图，横坐标表示接收序列的序号，纵坐标表示计算的阈值。由图5A和图5B可以看出，经过本发明获取的同步位置的峰值比较明显，获取了快速衰落的波边沿，即同步位置比较精确。图6是本发明OFDM系统的同步方法与Schmidl&Cox同步方法，在高速移动信道，信息误码率随多普勒频移变化的比较曲线图，从图中可以看出，随着多普勒频移的增加，本发明OFDM系统的同步方法的信息误码率要显著小于Schmidl&Cox同步方法；而且根据仿真模拟计算，随着多普勒频移的增加，本发明OFDM系统的同步方法确定的同步位置的均方差也小于Schmidl&Cox等的同步方法。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而这些修改或者等同替换亦不能使修改后的技术方案脱离本发明技术方案的精神和范围。

Claims (2)

1.一种高速移动OFDM系统的同步方法，其特征在于，包括：

步骤10、利用无线局域网协议帧结构中前10个相同的短前导码确定粗同步位置；

步骤11、将发送的已知长前导码变换到时域；

步骤12、根据粗同步位置提取接收信号中的2个相同的长前导码；

步骤13、计算提取的长前导码与发送的已知长前导码的互相关值；

步骤14、确定互相关值的绝对值的最大值和该最大值对应的位置索引；

步骤15、设定预设的滑动窗口的初始值，根据最大值对应的位置索引与设定的阈值索引确定预设的滑动窗口的滑动方向进行细同步，确定长前导码的起始位置；

步骤15具体包括：

若最大值对应的位置索引大于设定的阈值索引，则将滑动窗口向左移动，并提取接收信号中的2个相同的长前导码，执行步骤13至步骤14直到最大值对应的位置索引小于等于设定的阈值索引，完成细同步，确定长前导码的起始位置，否则，若最大值对应的位置索引小于设定的阈值索引，且最大值小于设定的阈值，则将滑动窗口向右移动，并提取接收信号中的2个相同的长前导码，执行步骤13至步骤14直到最大值对应的位置索引大于等于设定的阈值索引或者最大值大于等于设定的阈值，完成细同步，确定长前导码的起始位置；

步骤13中采用如下公式计算互相关值M1(d)

M1(d)＝Y(d)

其中，

$Y\left(d\right)=\left|\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}y(d+m)b^{*}(d+m)\right|$

Y(d)为互相关序列，y(d+m)为接收的时域长前导码序列，b^*(d+m)为已知的时域长前导码序列的共轭，L为滑动窗口的长度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤11之前，还包括：

步骤20、对接收信号进行频率补偿，频率偏移补偿的计算公式如下：

$R\left(d\right)=r\left(d\right)\×e^{-j\×2\mathrm{\π}\×d\×\widehat{\mathrm{\ϵ}}}$

其中，R(d)表示频率偏移补偿后的接收序列，r(d)表示频率偏移补偿前的接收序列，

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=0.5\×({\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1+{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}1}\arg \left(P_1\left(d\right)\right)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}2}\arg \left(P_2\left(d\right)\right)$

$P_1\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+L1)$

$P_2\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(d+m)r(d+m+2\×L1)$

r(d+m+L1),r(d+m+2×L1)表示频率偏移补偿前的接收序列,r^*(d+m)表示频率偏移补偿前的接收序列的共轭，D1＝L1，D2＝2×L1，K为L1的整数倍，L1为短前导码的长度，且频率偏移补偿从粗同步位置开始计算。