CN102959844A - Dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC-DC转换器(301)，该DC-DC转换器(301)通过主开关元件(Q11)、辅开关元件(Q12)、电感器(L1)、以及电容器(C1)进行降压断路器动作。辅开关控制信号产生电路(60)在PGATE信号为“L”电平时，通过与电源输入部(Vi)的电压(Vi)和电源输出部(Vo)的电压(Vo)之差成比例的电压(Vo-Vi)来对内部的电容器进行放电，在NGATE信号为“H”电平时，通过与电源输出部(Vo)的电压(Vo)成比例的电压来对内部的电容器进行充电。通过将该电容器的电压作为NCTL信号来产生，在轻负载时也能够使辅开关元件(Q12)强制地关断从而防止电感器电流的逆流。由此，不使用高速比较器以及比较器本身就能够构成防止电感器电流的逆流且高效率的DC-DC转换器。

Description

DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及具备主辅的开关元件和电感器，并通过对主开关元件和辅开关元件交替地进行接通断开，从而将输入的DC电压转换为希望的DC电压而输出的DC-DC转换器。
背景技术
作为设置在便携式电子设备等的内部的电源电路之一，例如已知有专利文献1所示这样的降压断路器(chopper)电路方式的DC-DC转换器。在这样的降压断路器电路方式的DC-DC转换器中，具备如下的电路，即，在轻负载时，用于防止从电容器通过电感器向地(ground)流动的逆电流(以下，称为“电感器电流的逆流”)的电路。
图1是专利文献1所示的DC-DC转换器3的电路图。该DC-DC转换器3具备第一开关11、第二开关15、电感器12、电容器13、二极管14。
在图1中，电压积分控制器电路23具备：电压电流转换电路31，其检测输入电压Vi和输出电压Vo，通过将两电压Vi、Vo直接转换为电流、或者通过将对两电压Vi、Vo进行加减法运算处理后得到的电压转换为电流，来生成与感应电流IL的变化量dIL/dt相应的电流；电流电压转换电容器32，其对电压电流转换电路31的输出电流进行蓄积并将其转换为电压；比较器33，其将电流电压转换电容器32的输出电压Vc与规定的值的基准电压Vref1进行比较；以及电源34，其生成上述基准电压Vref1并输入到比较器33。
电压电流转换电路31在第一开关11导通的期间，基于输入电压Vi以及输出电压Vo，生成与Vi-Vo成比例的电流，并使该电流流入电流电压转换电容器32。另一方面，在使第一开关11被切断的期间，电压电流转换电路31从上述电流电压转换电容器32中引出与输出电压Vo成比例的电流。
由此，电流电压转换电容器32的两端电压Vc与在感应元件12中流动的正向电流IL成比例地进行变化。因此，能够将逆电流在感应元件12中开始流动的时间点作为两端电压Vc成为0V的时间点来检测。其结果是，比较器33对两端电压Vc和基准电压Vref1进行比较，在两端电压Vc成为0[V]之前，如果向控制器电路21指示第二开关15的切断，则在逆向电流在感应元件12中流动之前，能够切断第二开关15。通过该构成来防止电感器电流的逆流。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开平11-235022号公报
发明的概要
发明要解决的课题
但是，图1所示的现有的DC-DC转换器，由于是通过比较器来检测电容电位成为0V，所以频率变高，并且不能够忽视比较器中的传播延迟时间。即，由于比较器的输出存在应答延迟传播延迟时间的量，所以由于该延迟量，在轻负载时产生电流的逆流，从而产生损失。虽然使用传播延迟时间较短的比较器来缩短电流的逆流时间，但是由于传播延迟时间较短的高速比较器一般消耗电力非常大，所以DC-DC转换器整体的效率会降低。此外，如图1所示，虽然已知使用偏移(offset)了的基准电压Vref1的延迟补偿方法，但是由于根据每个动作条件而延迟时间不同，所以补偿不完全。此外，Vref1必需由能带隙(bandgap)等稳定电压电路构成，所以存在需要电路面积等应当解决的课题。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供一种不使用比较器就能够防止电感器电流的逆流且高效率的DC-DC转换器。
用于解决课题的手段
本发明的第一方式的DC-DC转换器的特征在于，具备：与输入直流电压的电源输入部串联连接的、主开关元件以及辅开关元件的串联电路；以及包括电感器以及电容器在内、且设置在上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点与电源输出部之间的平滑电路；该DC-DC转换器还具有：对上述主开关元件以及上述辅开关元件输出驱动信号的驱动器电路；对上述驱动器电路输出脉冲信号的脉冲产生电路；以及产生用于防止在轻负载时在上述电感器中流动的电流的逆流的辅开关控制信号的辅开关控制信号产生电路；上述辅开关控制信号产生电路具备：检测用电容器；按照上述主开关元件以及上述辅开关元件的开关期间对该检测用电容器进行充放电的充放电电路；以及基于上述检测用电容器的电位来输出上述辅开关控制信号的辅开关控制信号输出电路。
根据该构成，由于不使用比较器，而是直接将电容电位使用在接下来的逻辑电路的输入中，所以能够防止由于使用延迟时间较少的高速比较器而导致的电力消耗，并且由于也不需要以往技术必需的比较器本身，所以能够提高电力效率。
本发明的第二方式的DC-DC转换器的特征在于，具备输入上述电容器的电位并输出电平移位后的电压信号的电平移位电路。根据该构成，能够减小上述电容器的电容和在充放电中使用的电流源的电流值，能够使电路小型化、低耗电化。
本发明的第三方式的DC-DC转换器的特征在于，具备将电容器电压信号转换为逻辑电平的信号并将其作为上述辅开关控制信号进行输出的逻辑电路。根据该构成，采用逻辑电平的信号来提供对脉冲产生电路给出的辅开关控制信号，从而能够进行更稳定的控制。
本发明的第四方式的DC-DC转换器的特征在于，在上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点与电源输出部之间，连接基于上述电感器以及电容器的平滑电路(即，为降压型DC-DC转换器)，该DC-DC转换器具备：如果采用Vi来表示向上述电源输入部输入的电压，采用Vo来表示从上述电源输出部输出的电压，则产生与Vi大致成比例的电流的第一电流源；以及产生与Vo大致成比例的电流的第二电流源；按照在上述主开关元件的接通期间，通过第一电流源和第二电流源之间的差电流，使上述电容器的电位向第一方向变化，在上述辅开关元件的接通期间，通过第二电流源，使上述电容器的电位向第二方向变化的方式，来连接上述第一电流源以及上述第二电流源。
本发明的第五方式的DC-DC转换器的特征在于，使上述第二电流源的电压电流转换率与上述第一电流源的电压电流转换率大致相等，或者使上述第二电流源的电压电流转换率比上述第一电流源的电压电流转换率小。
根据该构成，能够防止由于误差要因而导致在通常负载时和重负载时在辅开关元件的体二极管中电流流动的现象。
本发明的第六方式的DC-DC转换器的特征在于，在上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点与电源输入部之间，连接上述电感器(即，为升压型DC-DC转换器)，该DC-DC转换器具备：如果采用Vi来表示向上述电源输入部输入的电压，采用Vo来表示从上述电源输出部输出的电压，则产生与Vi大致成比例的电流的第一电流源；以及产生与Vo大致成比例的电流的第二电流源；按照在上述主开关元件的接通期间，通过第一电流源，使上述电容器的电位向第一方向变化，在上述辅开关元件的接通期间，通过第一电流源和第二电流源之间的差电流，使上述电容器的电位向第二方向变化的方式，来连接上述第一电流源以及上述第二电流源。
本发明第七方式的DC-DC转换器的特征在于，使上述第二电流源的电压电流转换率与上述第一电流源的电压电流转换率大致相等，或者使上述第二电流源的电压电流转换率比上述第一电流源的电压电流转换率小。
根据该构成，能够防止由于误差要因而导致在通常负载时和重负载时电流在辅开关元件的体二极管中流动的现象。
发明效果
根据本发明，由于不使用比较器，而是直接将电容电位使用在接下来的逻辑电路的输入中，所以能够防止由于使用延迟时间较少的高速比较器而导致的电力消耗，并且由于也不需要以往技术必需的比较器本身的电力消耗，所以能够提高电力效率。
附图说明
图1是专利文献1所示的DC-DC转换器3的电路图。
图2是本发明的第一实施方式涉及的DC-DC转换器301的整体电路图。
图3是辅开关控制信号产生电路60的电路图。
图4(A)是简化表示针对图3所示的电容器C11的充放电电路的图。图4(B)是PGATE信号、NGATE信号、在电感器L1中流动的电流I(L1)、以及NCTL信号的波形图。
图5是负载变动时的PGATE信号、NGATE信号、电感器L1电流I(L1)、以及NCTL信号的波形图。
图6(A)是简化表示针对第二实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C21的充放电电路的图。图6(B)是PGATE信号、NGATE信号、电容器C21的电压V(C21)、以及NCTL信号的波形图。
图7(A)是简化表示针对第三实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C21的充放电电路的图。图7(B)是PGATE信号、NGATE信号、电容器C31的电压V(C31)、以及NCTL信号的波形图。
图8(A)是简化表示针对第四实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C41的充放电电路的图。图8(B)是PGATE信号、NGATE信号、电容器C21的电压V(C21)、以及NCTL信号的波形图。
图9是第五实施方式涉及的DC-DC转换器整体的电路图。
图10是辅开关控制信号产生电路80的电路图。
图11(A)是简化表示针对图10所示的电容器C31的充放电电路的图。图11(B)是PGATE信号、NGATE信号、在电感器L1中流动的电流I(L1)、以及PCTL信号的波形图。
图12是表示第六实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的一部分构成的图。
图13是表示第六实施方式涉及的另外的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的一部分构成的图。
具体实施方式
《第一实施方式》
参照各图来说明本发明的第一实施方式涉及的DC-DC转换器。
图2是本发明的第一实施方式涉及的DC-DC转换器301的整体电路图。该DC-DC转换器301具备：与输入规定的直流电压的电源输入部Vi串联连接的、主开关元件Q11以及辅开关元件Q12的串联电路；以及由设置在主开关元件Q11和辅开关元件Q12的连接点与电源输出部Vo之间的电感器L1以及电容器C1构成的平滑电路；该DC-DC转换器是按照固定的直流电压从电源输出部Vo向负载提供电力的降压断路器型DC-DC转换器。
在图2中，脉冲产生电路50由电阻R3、R4、误差放大器EA、基准电压产生电路VREF、斜坡波形信号产生电路RAMP、比较器COMP2以及PWM/PFM信号产生电路51构成。误差放大器EA对由电阻R3、R4分压电源输出部Vo的输出电压后得到的电压和由基准电压产生电路VREF产生的基准电压VREF之间的误差电压进行放大。比较器COMP2对误差放大器EA的输出电压和由斜坡波形信号产生电路RAMP产生的斜坡波形信号进行比较，并输出PWM控制信号。PWM/PFM信号产生电路51对驱动器电路70输出PC信号。根据该PC信号，在重负载时成为PWM控制，在轻负载时成为PFM控制。
辅开关控制信号产生电路60输入向主开关元件Q11的栅极提供的PGATE信号、向辅开关元件Q12的栅极提供的NGATE信号的反转信号即NGATEB信号、电源输入部Vi的电压(Vi)以及电源输出部Vo的电压(Vo)，并输出辅开关控制信号NCTL。
驱动器电路70具备：反相器(inverter)(非门)IN1～IN6、或非门NOR1、反相器IN7～IN12、以及或非门NOR2、NOR3。
将反相器(非门)IN1～IN6以及或非门NOR1与主开关元件Q11的栅极连接。主开关元件Q11通过PC信号以及NGATE信号经由这些逻辑电路而产生的PGATE信号进行控制。
此外，将反相器IN7～IN12以及或非门NOR2、NOR3与辅开关元件Q12的栅极连接。辅开关元件Q12通过PC信号、PGATE反转信号、以及NCTL信号经由这些逻辑电路而产生的NGATE信号进行控制。
由于主控制元件Q11是P沟道MOS-FET，所以在PGATE信号为低电平时接通(on)。由于辅开关元件Q12是N沟道MOS-FET，所以在NGATE信号为高电平时接通。
在主开关元件Q11的接通期间(此时，辅开关元件Q12断开(off))，从电源输入部Vi向电源输出部Vo方向在电感器L1中流动电流。之后，如果主开关元件Q11断开，辅开关元件Q12接通，则电感器L1的电流经由辅开关元件Q12流动。
图3是上述辅开关控制信号产生电路60的电路图。
如图3所示，辅开关控制信号产生电路60具备：基于电阻R11、R12的分压电路、基于电阻R21、R22的分压电路、电压电流转换电路61、64、电流反射镜电路62、63、65、以及电容器C11。
电压电流转换电路61由P沟道MOS-FET P3、P4、N沟道MOS-FET N1、N2、N5、N6、以及电阻R13构成，对电阻R11、R12的分压输出电压进行非反转输入，对电阻R13的下降电压进行反转输入。
电流反射镜电路62由P沟道MOS-FET P7、P8、P9构成。
由于对电阻R13的下降电压进行负反馈，并将该电压电流转换电路61的输出向N6的栅极输出，所以，结局是，电阻R13的下降电压、电阻R11、R12的分压电压成为相等的电压。由此，与电源输入部Vi的电压Vi成比例的电流I1在电流反射镜电路62的左边流动。如果设该电流反射镜电路62的电流比为1∶1，则在MOS-FET P9接通时，电流I1在电流反射镜电路62的右边流动。
电流反射镜电路63由N沟道MOS-FET N10、N11构成。如果设该电流反射镜电路63的电流比为1∶1，则电流I1在MOS-FET N11中流动。
电压电流转换电路64由P沟道MOS-FET P23、P24、N沟道MOS-FET N21、N22、N25、N26、以及电阻R23构成，对电阻R21、R22的分压输出电压进行非反转输入，对电阻R23的下降电压进行反转输入。
电流反射镜电路65由P沟道MOS-FET P27、P28、P29、P30构成。
由于对电阻R23的下降电压进行负反馈，并将该电压电流转换电路64的输出向N26的栅极输出，所以，结局是，电阻R23的电压降、电阻R21、R22的分压电压成为相等的电压。由此，与电源输出部Vo的电压Vo成比例的电流I2在电流反射镜电路65的左边流动。如果设该电流反射镜电路65的电流比为1∶1，则在MOS-FET P29或者P30接通时，电流I2在电流反射镜电路65的右边流动。
电容器C11的电压作为NCTL信号输出。如果设使图2所示的或非门NOR3的输出从L电平向H电平进行状态迁移的输入的阈值为VtL，则在NCTL信号的电压超过了阈值VtL时，NGATE信号成为L电平，辅开关元件Q12强制地关断(turn off)。
图3所示的辅开关控制信号产生电路60的PGATE信号、NGATEB信号、MOS-FET P9、P29、P30、图2所示的主开关元件Q11、辅开关元件Q12的状态、以及电容器C11中流动的电流的关系如以下所述。
【0037】[表1]
Figure BDA00002663506700081
因此，在主开关元件Q11的接通期间，电容器C11通过电流(I1-I2)放电，在辅开关元件Q12的接通期间电容器C11通过电流I2充电。
图4(A)是简化表示针对图3所示的电容器C11的充放电电路的图。在图4(A)中，第一电流源CS11是基于图3所示的电压电流转换电路61以及电流反射镜电路62、63的电路，在PGATE信号为L电平时接通。此外，第二电流源CS12是基于图3所示的电压电流转换电路64以及电流反射镜电路65的电路，在PGATE信号或者NGATEB信号为L电平时接通。
这里，如果设第一电流源CS11的电压电流转换率为a，第二电流源CS12的电压电流转换率为b，则由I1＝aVi、I2＝bVo的关系来表示。因此，电容器C11在主开关元件Q11的接通期间，电位按照与bVo-aVi(＜0)对应的倾斜度来下降，在辅开关元件Q12的接通期间，电位按照与bVo对应的倾斜度来上升。
图4(B)是PGATE信号、NGATE信号、在电感器L1中流动的电流I(L1)、以及NCTL信号的波形图。
在时刻t0，如果PGATE信号成为L电平，则主开关元件Q11导通(turnon)。在该PGATE信号为L电平的期间τ1，在电感器L1中流动的电流上升。如果设图3、图4(A)所示的电容器C11的充电电压的初始值为VtL，则在主开关元件Q11的接通期间τ1，电容器C11的电压从VtL开始持续降低。
之后，在时刻t1，如果PGATE信号成为H电平、NGATE信号成为H电平(NGATEB信号成为L电平)，则主开关元件Q11关断，辅开关元件Q12导通。在该NGATE信号为H电平(NGATEB信号为L电平)的期间τ2，在电感器L1中流动的电流I(L1)下降。此外，电容器C11的充电电压从时刻t1的电压开始持续上升。
在时刻t2，在电容器C11的电压超过了VtL时，NCTL信号实质成为H电平，辅开关元件Q12强制地关断。即，如已经所述的那样，由于图2所示的或非门NOR3的输入信号从L电平向H电平进行状态迁移的阈值为VtL，所以在NCTL信号的电压达到了VtL时，NGATE信号成为L电平，所以辅开关元件Q12强制地关断。在τ1的区间，电感器电流与Vi-Vo成比例地增加，在τ2的区间，电感器电流与-Vo(＜0)成比例地减少。如果设a＝b，则电感器电流成为0的时刻和NCTL达到VtL的时刻一致。因此，防止逆流。
设上述第一电流源CS11的电压电流转换率a和第二电流源CS12的电压电流转换率b为a≥b的关系。如果a＝b，则如图4(B)所示，在t2，NCTL信号达到VtL。此外，如图5所示，如果在重负载侧动作运转，则NCTL在低电位侧运转，辅开关控制信号产生电路60不发挥作用。这样，逆流防止仅在轻负载时发挥作用，通常负载时/重负载时按照最小限的死区时间(dead time)进行PWM动作。但是，如果由于某些误差要因，a＜b，则通过NCTL来提早Q12的开关断开定时，并且即使在通常负载时和重负载时，也对电容器C11缓缓充电，并进行辅开关的强制断开控制。由此，由于同步整流时间减少而在辅开关元件的体二极管中流动的时间增加，所以成为效率降低和控制不稳定性的要因。因此，最好预先使第二电流源的电压电流转换率b比上述第一电流源的电压电流转换率a减少一些。由此，由于在辅开关元件的关断定时延迟的方向上，电容器C11的电位发生变化，所以由于误差要因，在通常负载时和重负载时，辅开关控制信号产生电路60的功能确实成为无效。另外，严格来说，虽然如果a＞b则在轻负载时产生逆流，但是由于距离a＝b的偏差较微小，所以逆流导致的损失较轻微。
关于该电压电流转换率的平衡关系的设定在后面所示的其他实施方式也相同。
图5是负载变动时的PGATE信号、NGATE信号、电感器L1电流I(L1)、以及NCTL信号的波形图。
图5中的时刻t1、t2、t3、时间τ1、τ2分别与图4(B)中的时刻t1、t2、t3、时间τ1、τ2对应。在轻负载下，在主开关元件Q11以及辅开关元件Q12均断开的电流不连续模式下进行动作。该轻负载下的输出电压的稳定化通过上述PFM控制进行。如果负载成为通常负载，则主开关元件Q11和辅开关元件Q12交替接通/断开，在电感器电流I(L1)连续流动的电流连续模式下进行动作。该通常负载下的输出电压的稳定化通过上述的PWM控制来进行。
《第二实施方式》
图6(A)是简化表示针对第二实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C21的充放电电路的图。DC-DC转换器整体的构成与图2所示的构成相同。因此，使用图2中所示的符号来说明DC-DC转换器各部分的动作。
在第一实施方式中，如图4所示，构成为，在地电位侧设置电容器C11，将该电容器C11的电压作为NCTL信号输出。在第二实施方式中，在电源电位侧设置电容器C21，将从电源电压Vi下降电容器C21的电压的量后的电压作为NCTL信号输出。
在图6(A)中，第一电流源CS21在PGATE信号为L电平时接通。此外，第二电流源CS22在PGATE信号或者NGATEB信号为L电平时接通。这里，如果设第一电流源CS21的电压电流转换率为a，设第二电流源CS22的电压电流转换率为b，则通过I1＝aVi、I2＝bVo的关系来表示。因此，电容器C21在主开关元件Q11的接通期间，按照与aVi-bVo对应的倾斜度来充电，在辅开关元件Q12的接通期间，按照与bVo成比例的倾斜度来放电。
图6(B)是PGATE信号、NGATE信号、电容器C21的电压V(C21)、以及NCTL信号的波形图。
在时刻t0，如果PGATE成为L电平，则主开关元件Q11(参照图2)导通。在该PGATE信号为L电平的期间τ1，在电感器L1(参照图2)中流动的电流上升。如果设图6(A)所示的电容器C21的充电电压的初始值为(Vi-VtL)，则在PGATE信号为L电平的期间τ1，电容器C11的电压从(Vi-VtL)按照与aVi-bVo成比例的倾斜度上升。
之后，在时刻t1，如果PGATE信号成为H电平，NGATE信号成为H电平(NGATEB信号成为L电平)，则主开关元件Q11关断，辅开关元件Q12(参照图2)导通。在该NGATE信号为H电平(NGATEB信号为L电平)的期间τ2，在电感器L1中流动的电流下降。此外，电容器C21按照与bVo成比例的倾斜度放电。
由于NCTL信号是从电源输入部V i的电压Vi中减去电容器C21的电压V(C21)后的电压，所以如图8所示，成为增减方向与V(C21)反转的波形。
在时刻t2，在电容器C21的电压降低到(Vi-VtL)时，NCTL信号实质成为H电平，辅开关元件Q12被强制关断。即，如已经所述的那样，由于图2所示的或非门NOR3的输入信号从L电平向H电平进行状态迁移的阈值为VtL，所以在NCTL信号的电压超过了VtL时，NGATE信号成为L电平，辅开关元件Q12被强制地关断。由此，防止电感器电流的逆流。
《第三实施方式》
图7(A)是简化表示针对第三实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C31的充放电电路的图。由于DC-DC转换器整体的构成与图2所示的构成相同，所以使用图2中所示的符号来说明DC-DC转换器各部分的动作。但是，在第三实施方式中，对于驱动器电路70，设在NCTL信号成为H电平时，NGATE信号成为L电平。这例如能够通过将反相器插入到NOR3的NCTL信号输入部中来实现。
在图7(A)中，第一电流源CS31在PGATE信号为L电平时接通。此外，第二电流源CS32在PGATE信号或者NGATEB信号为L电平时接通。这里，如果设第一电流源CS31的电压电流转换率为a，第二电流源CS32的电压电流转换率为b，则由I1＝aVi、I2＝bVo的关系来表示。因此，电容器C31在主开关元件Q11的接通期间，按照与aVi-bVo对应的倾斜度来充电，在辅开关元件Q12的接通期间，按照与bVo成比例的倾斜度来放电。
图7(B)是PGATE信号、NGATE信号、以及NCTL信号的波形图。
在时刻t0，如果PGATE信号成为L电平，则主开关元件Q11(参照图2)导通。在该PGATE信号为L电平的期间τ1，在电感器L1(参照图2)中流动的电流上升。此外，电容器C31的电压按照与aVi-bVo成比例的倾斜度上升。
之后，在时刻t1，如果PGATE信号成为H电平，NGATE信号成为H电平(NGATEB信号成为L电平)，则主开关元件Q11关断，辅开关元件Q12(参照图2)导通。在该NGATE信号为H电平(NGATEB信号为L电平)的期间τ2，在电感器L1中流动的电流下降。此外，电容器C31按照与bVo成比例的倾斜度放电。
在时刻t2，在电容器C31的电压降低到VtH时，NCTL信号实质上成为L电平，辅开关元件Q12强制地关断。由此，防止电感器电流的逆流。
《第四实施方式》
图8(A)是简化表示针对第四实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的电容器C41的充放电电路的图。由于DC-DC转换器整体的构成与图2所示的构成相同，所以使用图2中所示的符号来说明DC-DC转换器各部分的动作。但是，在第四实施方式中，与第三实施方式相同地，对于驱动器电路70，设在NCTL信号成为H电平时，NGATE信号成为L电平。
在图8(A)中，第一电流源CS41在PGATE信号为L电平时接通。此外，第二电流源CS42在PGATE信号或者NGATEB信号为L电平时接通。这里，设第一电流源CS41的电压电流转换率为a，第二电流源CS42的电压电流转换率为b。
图8(B)是PGATE信号、NGATE信号、电容器C41的电压V(C41)、以及NCTL信号的波形图。
在时刻t0，如果PGATE成为L电平，则主开关元件Q11(参照图2)导通。在该PGATE信号为L电平的期间τ1，在电感器L1(参照图2)中流动的电流上升。在PGATE信号为L电平的期间τ1，电容器C41按照与bVo-aVi成比例的倾斜度放电。
之后，在时刻t1，如果PGATE信号成为H电平，NGATE信号成为H电平(NGATEB信号成为L电平)，则主开关元件Q11关断，辅开关元件Q12(参照图2)导通。在该NGATE信号为H电平(NGATEB信号为L电平)的期间τ2，在电感器L1中流动的电流下降。此外，电容器C41按照与bVo成比例的倾斜度放电。
由于NCTL信号是从电源输入部Vi的电压Vi中减去电容器C41的电压V(C41)后的电压，所以如图8(B)所示，成为增减方向与V(C41)反转的波形。
在时刻t2，NCTL信号实质上成为L电平，辅开关元件Q12被强制地关断。由此，防止电感器电流的逆流。
《第五实施方式》
图9是第五实施方式涉及的DC-DC转换器整体的电路图。该DC-DC转换器305具备：输入规定的直流电压的电源输入部Vi；输出直流电压的电源输出部Vo；主开关元件Q21以及辅开关元件Q22的串联电路；第一端与主开关元件Q21和辅开关元件Q22的连接点连接、且第二端与Vi连接的电感器L1；以及设置在电源输出部Vo和地之间的电容器C1。该DC-DC转换器305是按照固定的直流电压从电源输出部Vo向负载提供电力的升压断路器型的DC-DC转换器。
脉冲产生电路50，与图2所示的例子相同地，由电阻R3、R4、误差放大器EA、基准电压产生电路VREF、斜坡波形信号产生电路RAMP、转换器COMP2、以及PWM/PFM信号产生电路51构成。
辅开关控制信号产生电路80输入辅开关元件Q22的栅极信号即PGATE信号、主开关元件Q21的栅极信号即NGATE信号的反转信号NGATEB信号、以及电源输入部Vi的电压(Vi)，并输出辅开关控制信号PCTL。
驱动器电路90基于PC信号以及PCTL信号来输出PGATE信号以及NGATE信号。
与图2所示的降压断路器型的DC-DC转换器相反地，主开关元件Q21为N沟道MOS-FET，辅开关元件Q22为P沟道MOS-FET。因此，NGATE信号为高电平时主开关元件Q21接通，PGATE信号为低电平时辅开关元件Q22接通。
在主开关元件Q21的接通期间(此时，辅开关元件Q22断开)，电流从电源输入部Vi在电感器L1中流动。之后，如果主开关元件Q21断开，辅开关元件Q22接通，则电感器L1的电流经由辅开关元件Q22向电源输出部Vo方向流动。
驱动器电路90是与图2所示的驱动器电路70相类似的构成，在PCTL信号实质上成为L电平并使后级迁移时，将PGATE信号设为H电平。即，通过使PCTL信号成为L电平，从而辅开关元件Q22被强制地关断。
图10是上述辅开关控制信号产生电路80的电路图。
如图10所示，辅开关控制信号产生电路80具备：基于电阻R11、R12的分压电路、基于电阻R21、R22的分压电路、电压电流转换电路61、64、电流反射镜电路62、63、65、以及电容器C31。
电压电流转换电路61由P沟道MOS-FET P3、P4、N沟道MOS-FET N1、N2、N5、N6、以及电阻R13构成，对电阻R11、R12的分压输出电压进行非反转输入，对电阻R13的下降电压进行反转输入。
电流反射镜电路62由P沟道MOS-FET P7、P8、P9构成。
由于对电阻R13的下降电压被负反馈，并将该电压电流转换电路61的输出向N6的栅极输出，所以，结局是，电阻R13的下降电压和电阻R11、R12的分压电压成为相等的电压。由此，与电源输出部Vo的电压Vo成比例的电流I2在电流反射镜电路62的左边流动。如果设该电流反射镜电路62的电流比为1∶1，则在MOS-FET P9接通时，电流I2在电流反射镜电路62的右边流动。
电流反射镜电路63由N沟道MOS-FET N10、N11构成。如果设该电流反射镜电路63的电流比为1∶1，则电流I2在MOS-FET N11中流动。
电压电流转换电路64由P沟道MOS-FET P23、P24、N沟道MOS-FET N21、N22、N25、N26、以及电阻R23构成，对电阻R21、R22的分压输出电压进行非反转输入，对电阻R23的下降电压进行反转输入。
电流反射镜电路65由P沟道MOS-FET P27、P28、P29、P30构成。
由于对电阻R23的下降电压进行负反馈，并将该电压电流转换电路64的输出向N26的栅极输出，所以，结局是，电阻R23的电压和电阻R21、R22的分压电压成为相等的电压。由此，与电源输入部Vi的电压Vi成比例的电流I1在电流反射镜电路65的左边流动。如果设该电流反射镜电路65的电流比为1∶1，则在MOS-FET P29或者P30接通时，电流I1在电流反射镜电路65的右边流动。
电容器C31在MOS-FET P30的接通期间通过电流I1进行充电，在MOS-FET P29、P9的接通期间通过电流(I2-I1)放电。该电容器C31的电压作为PCTL信号输出。
图10所示的辅开关控制信号产生电路80的PGATE信号、NGATEB信号、MOS-FET P9、P29、P30、图9所示的主开关元件Q21、辅开关元件Q22的状态、以及电容器C31中流动的电流的关系如以下所述。
[表2]
Figure BDA00002663506700151
因此，在主开关元件Q21的接通期间，电容器C31通过电流-I1充电，在辅开关元件Q22的接通期间，电容器C31通过电流I1-I2充电(通过I2-I1放电)。
图11(A)是简化表示针对图10所示的电容器C31的充放电电路的图。在图11中，电流源CS32是基于图10所示的电压电流转换电路61以及电流反射镜电路62、63的电路，在PGATE信号为L电平时接通。此外，电流源CS31是基于图10所示的电压电流转换电路64以及电流反射镜电路65的电路，在PGATE信号或者NGATEB信号为L电平时接通。
由于电流I1与Vi成比例，电流I2与Vo成比例，所以电容器C31在主开关元件Q21的接通期间，电位按照与电流I1成比例的倾斜度上升，在辅开关元件Q22的接通期间，充电电位按照与I1-I2成比例的倾斜度下降。
图11(B)是PGATE信号、NGATE信号、在电感器L1中流动的电流I(L1)、以及PCTL信号的波形图。
在时刻t0，如果NGATE信号成为H电平，则主开关元件Q21导通。在该NGATE信号为H电平的期间τ1，在电感器L1中流动的电流上升。如果设图10、图11(A)所示的电容器C31的充电电压的初始值为VtH，则在主开关元件Q21的接通期间τ1，电容器C31的电压从VtH开始上升。
之后，在时刻t1，如果NGATE信号成为L电平(NGATEB信号成为H电平)，PGATE信号成为L电平，则主开关元件Q21关断，辅开关元件Q22导通。在该NGATE信号为L电平(NGATEB信号为H电平)的期间τ2，在电感器L1中流动的电流下降。此外，电容器C31的充电电压从时刻t1的电压开始持续下降。
在时刻t2，由于在电容器C31的电压低于VtH时，PCTL信号实质成为L电平，所以辅开关元件Q12被强制地关断。因此，通过设a＝b来防止电感器电流的逆流。此外，与第一实施方式相同地，可以设a＞b。
《第六实施方式》
图12、图13是表示第六实施方式涉及的DC-DC转换器的辅开关控制信号产生电路的一部分构成的图。在以上所示的各实施方式中，示出使用由于充放电而变化的电容器(C11、C21、C31、C41)的电压作为辅开关控制信号(NCTL信号或者PCTL信号)的例子。在第六实施方式中，示出对电容器的电压进行电平移位而产生辅开关控制信号的例子。
图12表示将电平移位电路71以及反相器(非门)IN31与电容器C11连接的部分。该电容器C11相当于在第一实施方式中图3所示的电容器C11。电平移位电路71，如图12所示，由MOS-FET P31、电阻R31、以及MOS-FET N31构成。对高端(highside)的MOS-FET P31的栅极施加接通这样的固定的DC偏置电压B。该电平移位电路71将电容器C11的电压输入至MOS-FET N31的栅极，并从MOS-FET P31和电阻R31的连接点输出电平移位后的电压。在该例子中，将反相器(非门)IN31与电平移位电路71的后级连接，将该输出作为NCTL信号。
此外，图13表示将电平移位电路72与电容器C11连接的部分。该电容器C11相当于在第一实施方式中图3所示的电容器C11。电平移位电路72由MOS-FET P31、P32构成。对高端的MOS-FET P32的栅极施加接通这样的固定的DC偏置电压B。该电平移位电路72构成为，将电容器C11的电压输入至MOS-FET P31的栅极，并从MOS-FET P31和P32的连接点输出电平移位后的NCTL信号。
根据这些构成，即使充放电导致的电容器C11的电压变化较小，也能够进行超过使后级的逻辑电路进行状态迁移所需的阈值的电压变化的电平移位。由此，能够减小在电容器的充放电中使用的电流源的电流值和电容器面积，能够使电路小型化、低耗电化。
图12、图13中示出在地电位侧设置电容器C11的例子，但是也可以构成为，在电源电位侧设置电容器，进行从电源电压开始下降了电容器的电压的量后得到的电压的电平移位。
符号说明：
C1  电容器
C11  电容器
C21  电容器
C31  电容器
C41  电容器
COMP2  比较器
CS11、CS12 电流源
CS21、CS22 电流源
CS31、CS32 电流源
CS41、CS42 电流源
EA 误差放大器
L1 电感器
NCTL 辅开关控制信号
PCTL 辅开关控制信号
Q11 主开关元件
Q12 辅开关元件
Q21 主开关元件
Q22 辅开关元件
RAMP 斜坡波形信号产生电路
Vi 电源输入部
Vi 输入电压
Vo 电源输出部
Vo 输出电压
VREF 基准电压产生电路
VtH、VtL 阈值电压
50 脉冲产生电路
51 PWM/PFM信号产生电路
60 辅开关控制信号产生电路
61、64 电压电流转换电路
62、63、65 电流反射镜电路
70 驱动器电路
71 电平移位电路
80 辅开关控制信号产生电路
90 驱动器电路
301、305 DC-DC转换器

Claims (7)

1.一种DC-DC转换器，具备：
输入直流电压的电源输入部；
输出直流电压的电源输出部；
基于主开关元件以及辅开关元件的串联电路；
一端与上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点连接的电感器；以及
与上述电源输出部连接的电容器，
该DC-DC转换器对输入到上述电源输入部的DC电压进行转换，并向与上述电源输出部连接的负载提供DC电压，
该DC-DC转换器还具有：
对上述主开关元件以及上述辅开关元件输出驱动信号的驱动器电路；
对上述驱动器电路输出脉冲信号的脉冲产生电路；以及
产生用于防止在轻负载时在上述电感器中流动的电流的逆流的辅开关控制信号的辅开关控制信号产生电路，
上述辅开关控制信号产生电路具备：
检测用电容器；
按照上述主开关元件以及上述辅开关元件的开关期间对该检测用电容器进行充放电的充放电电路；以及
基于上述检测用电容器的电位来输出上述辅开关控制信号的辅开关控制信号输出电路。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，
上述辅开关控制信号输出电路具备输入上述检测用电容器的电位并输出电平移位后的电压信号的电平移位电路。
3.根据权利要求1或2所述的DC-DC转换器，其中，
上述辅开关控制信号输出电路具备将上述检测用电容器的电压信号转换为逻辑电平的信号并作为上述辅开关控制信号进行输出的逻辑电路。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的DC-DC转换器，其中，
在上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点与电源输出部之间连接基于上述电感器以及电容器的平滑电路，
该DC-DC转换器具备：
如果采用Vi来表示向上述电源输入部输入的电压，采用Vo来表示从上述电源输出部输出的电压，则产生与Vi大致成比例的电流的第一电流源；以及
产生与Vo大致成比例的电流的第二电流源，
按照在上述主开关元件的接通期间，通过第一电流源和第二电流源之间的差电流，使上述检测用电容器的电位向第一方向变化，在上述辅开关元件的接通期间，通过第二电流源的电流，使上述检测用电容器的电位向第二方向变化的方式，来连接上述第一电流源以及上述第二电流源。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其中，
在设上述第二电流源的电压电流转换率为a，设上述第一电流源的电压电流转换率为b时，使a与b大致相等，或者使a比b小。
6.根据权利要求1～3中任一项所述的DC-DC转换器，其中，
在上述主开关元件和上述辅开关元件的连接点与电源输入部之间连接上述电感器，
该DC-DC转换器具备：
如果采用Vi来表示向上述电源输入部输入的电压，采用Vo来表示从上述电源输出部输出的电压，则产生与Vi大致成比例的电流的第一电流源；以及
产生与Vo大致成比例的电流的第二电流源，
按照在上述主开关元件的接通期间，通过第一电流源的电流，使上述电容器的电位向第一方向变化，在上述辅开关元件的接通期间，通过第一电流源和第二电流源之间的差电流，使上述电容器的电位向第二方向变化的方式，来连接上述第一电流源以及上述第二电流源。
7.根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其中，
在设上述第二电流源的电压电流转换率为a，设上述第一电流源的电压电流转换率为b时，使a与b大致相等，或者使a比b小。
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