CN1029340C - 多通带介电滤波器结构 - Google Patents

Abstract

一种最小尺寸的滤波器双工器例如用于无线电收发信机的滤波器双工器。其中第一滤波器部分包括至少一个第一几何结构的谐振器，第二滤波器电路部分包括第二几何结构的谐振器，它们的几何结构是不同的，而且各个滤波器电路部分的谐振器的相对特性导纳是不同的。因为两个滤波器电路部分的谐振器具有不同的电气特性，用相同的谐振器加载容量就可得到希望的双工器滤波器的频率响应。

Description

本发明是于1992年1月21日在美国提交的申请序号为No.07/823，227的专利申请和根据美国邮政业务特快邮件标号No.FB390893798U由Zduavko    M.Zakman提出的标题为“多通带介电滤波器的结构”，于1992年4月30日提出的申请号为No.的继续部分申请。

本发明一般地涉及介电滤波器，特别是涉及多通带介电滤波器，例如其物理尺寸设计被限制到最小的一个双工器滤波器。

无线电电子学领域的进步已经允许不断增长的一系列无线电通信设备的采用和商品化。电子电路设计的进步还允许提高构成这种无线电设备的电子电路的小型化。因此，由不断变小的电子电路构成的不断增长的一系列无线电通信设备允许在增加应用的数量时更方便地利用无线电通信设备。

一种无线电收发信机，例如在峰窝通信系统中使用的无线电话，是无线电通信设备的一个例子，它已经被小型化，便于在应用数目增加时使用。现在正为进一步使这种无线电收发信机以及其它无 线电通信设备的电子电路的小型化进行更多的努力。这种无线电收发信机的进一步小型化将进一步增加利用这种设备的方便性，并将允许这种设备在进一步增加的应用数目时利用。

按照这种努力进一步小型化构成无线电收发信机及其它无线电通信设备的电子电路，构成这种设备的电子电路的尺寸小型化是在电路设计中关键的设计目标。

介电块（dielectric    block）滤波器包含陶瓷材料，常常构成这种无线电收发信机电路的一部分。有利地利用这种介电块滤波器的原因是它具有成本低、制作简单、在电子电路板上安装容易的优点，并且在这种收发信机通常工作的频率上（典型地在900兆赫和1.7千兆赫范围内）具有好的滤波特性。

为了构成介电材料块滤波器，打一些孔，或换句话说形成这些孔穿过介电块延伸，而且对确定这种孔的侧壁用电导材料，例如含银材料进行涂覆。因此，形成的孔构成了谐振器，该谐振器谐振于由孔的长度确定的频率。

典型地，介电块的外表面的主要部分类似地用导电材料涂覆。外表面的这些部分典型地耦合到电气地。

介电块的上表面的空间分离部分典型地也用导电材料涂覆，它与在介电块的其它外表面上涂覆的导电材料是电绝缘的。在上表面涂覆的导电材料的相邻部分变得电容性地耦合在一起。此外，这样的部分电容性地加载各个谐振器。

各谐振器（由于相邻的谐振器之间的电磁互耦）、该块上表面部分（由于电容耦合）、和谐振器的电容加载一起，限定一个滤波器，该滤波器具有对加到其上的信号进行滤波的滤波特性。

这种滤波器的精密滤波特性可由控制电容的互耦（因而它构成电容元件的电容值）和谐振器的相邻谐振器之间的间隔（因而它构成的电感元件的电感值）来控制。

历史上，构成这种滤波器部件的元件值和因此构成该滤波器的滤波特性由两种方法来控制。第一，改变在介电块上表面上形成的电容元件的电容值，和第二，改变谐振器的相邻谐振器之间的间隔。

改变在介电块上表面上构成电容元件的电容值来改变介电滤波器的滤波特性正在变成不大可行的手段，因为这种滤波器的实际尺寸被减小。这种电容元件的电容值取决于构成这种元件的涂覆面积的实际尺寸以及构成该电容元件涂覆面积之间的间隔。

因为该滤波器的物理尺寸被减小，构成电容元件的涂覆面积的实际尺寸必须相应地减小。为了使这样的电容元件保持相同的容量（因为容量正比于表面面积、反比于其距离），涂覆面积之间的间隔必须减小。

然而，由于制作上的原因，对涂覆面积之间的最小间隔有一定的限制。因此，以这种方式制成的滤波器的滤波特性的改变越来越受限制。

双工器滤波器是这样一种通常用于构成无线电收发信机部分电 路的介电滤波器。典型地，双工器滤波器连接在无线电收发信机的一个天线和发射机电路与接收机电路两部分之间。该双工器滤波器包括一个第一通带的接收部分，第一通带的中心约在第一中心频率;和具有第二通带的发射滤波器部分，第二通带中心约在第二中心频率。双工器滤波器的接收滤波器部分的第一通带和发射滤波器部分的第二通带是不重叠频率的通带。接收滤波器部分和发射滤波器部分这两部分连接到一个公共天线;接收滤波器部分被耦合到无线电收发信机的接收电路，而其发射滤波器部分连接到该无线电收发信机的发射机电路部分。

对应于提高无线电收发信机的小型化，双工器滤波器的物理尺寸的减小受上述约束的限制。

因此，需要一种多通带滤波器结构和制成这种结构的手段，以便减小实际尺寸。

因此，本发明克服了现有技术的限制，能够使双工器滤波器结构的实际尺寸减小。

本发明进一步的优点是提供一种实际尺寸最小的双工器滤波器结构。

本发明包括进一步的优点和特征，其细节通过阅读下面最佳实施例的详细描述将变得更为明显。

因此，根据本发明，公开了一种确定了上表面、下表面和至少第一和第二侧面的介电块构成的多通带滤波器结构。该滤波器结构包 括一个用于根据第一输入信号的施加产生第一滤波信号的第一滤波器电路部分。该第一滤波电路部分至少形成有两个谐振器，在介电块的上表面和下表面之间基本上沿它的纵向轴纵向地延伸。该第一滤波器电路部分的至少两个谐振器中的第一个之截面积是第一种形状的，而至少两个谐振器中的第二个之截面积是第二种形状的。该第二形状的截面积与第一形状的截面积的几何形状是不相同的。第二滤波电路部分根据第二输入信号的施加产生一个第二滤波信号。该第二滤波电路部分至少形成有一个谐振器，它在介电块的上和下表面之间沿其纵向轴基本上纵向地延伸。

当根据附图阅读时，将会更好地理解本发明，其中：

图1是本发明优选实施例的双工器滤波器频率响应的图形表示;

图2是本发明优选实施例的双工器滤波器的电气简图;

图3是本发明优选实施全的双工器滤波器的透视图，如图2的电路简图所示的滤波器;

图4是从图3滤波器下侧面看到的底视图;

图5是本发明优选实施例另一双工器滤波器的平面图;

图6是本发明优选实施例的又一双工器滤波器的平面图;

图7是本发明优选实施例的再一个双工器滤波器的平面图;

图8是本发明优选实施例的又一个双工器滤波器的平面图;

图9是本发明优选实施例又一个双工器滤波器的平面图;

图10是本发明优选实施例另一个双工器滤波器的平面图;

图11是本发明优选实施例的无线电收发信机的方框图，其中本发明优选实施例的一个双工器滤波器，例如前面附图之一的双工器滤波器构成其一个部分;和

图12是本发明优选实施例方法列举的方法步骤的逻辑流程图。

首先参见图1的图形表示，用图形表示了双工器滤波器的频率响应。纵坐标轴10以相对功率值分贝为单位标度，而横坐标轴14以频率为单位标度。曲线18是双工器滤波器（在一个公共端口和双工器滤波器第一输入端之间）的第一滤波器部分的频率响应图。曲线20是双工器滤波器（在该公共端口和双工器滤波器的第二输入端口之间）的第二滤波器部分的频率响应图。第一滤波器部分的频率响应确定通带22，第二滤波器部分的频率响应确定通带26。通带22和26是不重叠通带频率，在频率上被分离开。

如前所述，双工器滤波器被有利地用于构成双工无线电收发信机部分，而代替分别连接到收发信机的接收机电路和发射机电路部分的分离的单个的接收和发送滤波器。一个由一个单块的介质材料组成的双工器滤波器，呈现较高的效率（即为低损耗器件），并可比单独的滤波器更便宜地生产。

由于典型地构成双工器的电子器件的物理尺寸大大减小，相应地，这种双工器的物理尺寸也在减小。减小双工器滤波器的物理尺寸可以各种不同的方式来实现。例如，可以改变构成双工器的介质材 料。但是，替换不同的介质材料以增加这种材料的相对介质常数的做法受到可用性和用具有好的电气和机械特性的材料构成的成本的限制，因此，用这种办法减小滤波器的物理尺寸常常是不现实的手段。

由包括在双工器滤波器表面涂上电容极板的电容元件构成的电容加载可能增加，因此，允许缩短谐振器。然而，由于制作上的原因，电容元件极板之间的间隔减小不能超过最小距离。这样的最小间隔要求限制了双工器滤波器的物理尺寸的缩小。

因此，通过改变在滤波器上构成的电容元件的电容值或通过使用另一些介电材料构成双工器滤波器，单片双工器滤波器的实际尺寸的额外减小受到了限制。

下面参见图2的电子简图，该图表示一个双工器滤波器的电路图，这里该滤波器统一用标号80表示。滤波器80表示了一个多极点双工器滤波器的结构，该滤波器构造成在蜂窝通信系统中工作的无线电收发信机发送和接收调制信号的频率上具有通带的频率响应。

应当注意到，在开头，滤波器80是本发明示例性实施例的代表;根据本发明优选实施例的教导，可以构造成很多其它电路配置的其它双工器，和其它单极点和多极点滤波电路。

图2的滤波器80包括由传输线104、108、112、116、120、124、128、132和146代表的多个谐振器。由传输线104-136代表的谐振器由电容器140、144、148、152、156、160、164、168和172对电气地平面容性地加载。

相邻的谐振器（由传输线104-136表示）被感性地和容性地与相邻的谐振器相耦合。滤波器80的第一滤波器部分包括在滤波器80左手侧表示的谐振器，而滤波器80的第二滤波器部分包括该图右手侧部分构成的谐振器。第一滤波器部分的输入端在图中用线176表示。类似地，第二滤波器部分的输入端在图中用线184表示。第一滤波器部分和第二滤波器部分通过线192指示的端子共同地连接到单个天线。

传输线104被配置以形成滤波器转移函数零点，而传输线108-116被配置以形成第一滤波器部分的滤波器转移函数极点。类似地，传输线136被配置以形成滤波器函数零点，而传输线120-132被配置以形成第二滤波器部分的滤波器转移函数极点。

单个的谐振器（用传输线104-136表示）感性地耦合到邻近它的谐振器。在图中，传输线104和108表示的谐振器之间的感应耦合用传输线202表示;类似地，传输线108和122表示的谐振器之间的感应耦合用传输线206表示;传输线112和116表示的谐振器之间的感应耦合用传输线210表示;传输线116和120表示的谐振器之间的感应耦合用传输线214表示;传输线120和124表示的谐振器之间的感应耦合用传输线218表示;传输线124和128表示的谐振器之间的感应耦合用传输线222表示;传输线128和132表示的谐振器之间的感应耦合用传输线226表示;而传输线132和136表示的谐振器之间的感应耦合用传输线230表示。

涂覆在确定滤波器80的谐振器的内导体的内表面（或在介电块表面上形成，和电气地连接到这样的内表面）上的导电材料被容性地耦合到相邻的谐振器相应的部分。在该图中，这样的电容耦合用电容器234、238、242、246和250表示。此外，电容器254和258表示输入电容;类似地，电容器262和266表示输入电容;电容器270和274表示至天线端口的耦合电容。

如上所述，由于这种电容器的导电元件之间要求最小间隔，增加谐振容器性负载以允许进一步减小介电块双工器滤波器的实际尺寸受到了限制。这样的电容加载在图中用电容器140-172表示。

常规地，图中用传输线104-136表示的滤波器的谐振器的尺寸都是类似的。当极点谐振器为类似尺寸时，各个谐振器的特性导纳都为类似的值。因此，通过节点分析，可得到一个节点导纳方程。例如，对于分离的节点，在该节点为电容器164、246和250以及传输线128，222和226的共同点，可得到节点如下的导纳方程：

jω₀（C₁₆₄+C₂₄₆+C₂₅₀）-j（Y₁₂₈+Y₂₂₂+Y₂₂₆）cotθ₀＝0

其中：C₁₆₄是电容器164的电容量;

C₂₄₆是电容器246的电容量;

C₂₅₀是电容器250的电容量;

Y₁₂₈是传输线128的偶模导纳;

Y₂₂₂是传输线222的特性导纳;

Y₂₂₆是传输线226的特性导纳;

ω₀是在滤波器通带中心的角频率;

θ₀是在ω₀下传输线的电长度。

更一般地，对于滤波器80的任何三个相邻极点的谐振器i，j和k来说，可得到如下节点导纳方程：

jω₀（C_j+C_ij+C_jk）-j（Y_j+Y_ij+Y_jk）cotθ₀＝0

其中：

Y_j是谐振器j的偶模特性导纳;

C_j是谐振器j和地面之间的电容值;

Y_ij是谐振器i和j之间的互特性导纳;

C_ij是谐振器i和j之间的耦合电容;

Y_jk是谐振器j和k之间互特性导纳的值;

C_jk是谐振器j和k之间的耦合电容;

ω₀是在滤波器的通带中心处角频率;和

θ₀是在ω₀处传输线的电长度。

这种一般化的表示可改写如下：

C_j+C_ij+C_jk＝（Y_j+Y_ij+Y_jk）cotθ₀/ω_o

如前所述，双工器滤波器，例如滤波器80的第一滤波器部分和第二滤波器部分的谐振器通常为类似的尺寸。在尺寸类似时，这种极点谐振器的导纳是类似的。相对于上面的情况，一般化的表示，对于第一滤波器部分和第二滤波器部分这两部分来说，Y_j、Y_ij和Y_jk，以及它们之和具有类似的值。

第二滤波器部分的电容（即第二滤波器部分的C_j+C_ij+C_jk）与第一滤波器部分的组合电容（即第一滤波器部分的C_j+C_ij+C_jk）之间的比率给定如下：

C₂/C₁＝〔f₁tan（θ₀f₁/f₀）〕/〔f₂tan（θ₀f₂/f₀）〕

其中：

f₁和f₂是两个滤波器部分的通带中心频率;

f₀是两个中心频率的平均值;和

θ₀是在f₀处传输线的电长度。

检查该比率（其中两个滤波器部分的导纳是相等的并且相互抵消）表明：获得希望的双工器滤波器的频率响应的两个滤波器部分的节点电容值之间的比率可要求双工器滤波器的两个滤波器部分组合的节点的电容值是显著不同的值。由于介电块滤波器物理尺寸的减小，具有构成这种比率的电容值的电容元件的实现变为不现实。

上面的比率C₂/C₁是通过假定双工器滤波器的滤波器部分谐振器为类似结构、因而具有类似的导纳（和相关的阻抗）值而获得的。然而，通过分别改变该双工器滤波器的第一和第二滤波器部分谐振器的结构，可使各谐振器的电气特性成为电气特性为不相似的（即导纳不相类似）。因此，第一滤波器部分的导纳与第二滤波器部分的导纳的比率可写成如下：

Y₂/Y₁＝（C₂/C₁）（f₂/f₁）（tan（θ₀f₂/f₁）/tan（θ₀f₁/f₀）

其中：

C₂是第二滤波器的组合节点的电容值;

C₁是第一滤波器的组合节点的电容值;

f₂是第二滤波器部分的通带中心频率;

f₁是第一滤波器部分的通常中心频率;

f₀是f₂和f₁的平均值;和

θ₀是在f₀处传输线的电长度。

因此，可以不通过改变第一滤波器部分和第二滤波器部分传输线的相对电特性（不改变谐振器的节点电容，即任何节点所有电容量之和）而得到所希望的双工器滤波器的频率响应。可以通过改变不同滤波器部分谐振器的几何结构可获得双工器滤波器的滤波器特性的这种改变。

下面参见图3的透视图，该图表示了本发明第一个优选实施例的双工器滤波器，这里用标号280表示整个双工器滤波器。滤波器280可用图2的滤波器80的电原理图示意性地表示。滤波器280一般像一种块状构形，并且由一种介电材料组成。滤波器280限定上表面284、下表面286、第一侧面288、第二侧面290、前面292和后面294。涂覆的导电材料，典型地是涂银材料，被加到下表面286和侧面288，290，和292的基本部分。表面286-292的这些部分部分与电气地面平面相耦合。（如下面将对图4所描述的，加到第二侧面290的导电材料的涂覆是以形成第一和第二滤波器部分的耦合和天线耦合电极的方式施加的）。

通过模制或其它过程形成的穿过介电块沿纵向轴纵向地延伸的一系列传输线，在此标号为304，308，312，316，320，324，328，332和336代表。传输线304-336相应于图2的滤波器80的电路原理图的传输线104-136。传输线304-336确定在滤波器280的上表面284上的开口。确定传输线304-336的侧壁也用与涂覆该介电块外表面所用材料相同的导电材料涂覆。注意，当某一振荡频率信号加到它上面时，由于传输线304-336构成谐振的传输线，或更简单地是“谐振器”，所以下所用术语传输线和谐振器有时是可互换的。

上表面284部分也用与涂覆介电块侧表面和确定传输线304-336的侧壁相同的导电材料进行涂覆。这些部分在图中用涂覆面积338，338′，342，346，350，352，358，362，366，370，370′和374表示。涂覆面积338-374互相隔离开，因此它们容性地耦合在一起。涂覆面积338和338′、338′和342、350和352、352和358，370和370′以及370′和374也是容性地耦合在一起。根据涂覆面积的大小以及相邻面积之间分开的距离确定电容耦合量。涂覆面积338，342，346，350，358，362，366，370和374的对应面积容性地加载各谐振器至地。

还应当注意，在上表面284上涂覆面积的结构仅仅是为了说明的目的。常常在实际滤波器的表面上典型地涂覆更复杂的其它结构。

滤波器280的尺寸典型地根据用线段380表示的高度尺寸、用线段382表示的长度尺寸、和用线段384表示的地平面分开的距离来确定。

该滤波器的高度尺寸决定谐振传输线304-336的长度，这些传输线穿过介电块纵向地延伸。一般来说滤波器的这种高度尺寸是基本上固定的，因为传输线304-336的长度必须正比于加到要通过的滤波器的滤波部分的振荡信号的波长（在介电块的材料中）。（由于波长反比于频率，传输线304-336的长度也是与加到该滤波器的滤波部分的信号频率成反比例相关的。）。当这样的传输线的长度正比于加到其上信号波长时，传输线304-336仅构成谐振传输线。因此，对于任何特定的双工器滤波器结构来说，滤波器280的高度尺寸基本上是固定的。

介电滤波器280一般通过将第二侧面290定位在电路板的表面上安装在电子电路板上。一旦被安装后，该滤波器在电路板的表面上延伸对应于地平面分开距离长度的距离，地平面分开距离用线段384表示。因为一般电子设备包含一个一个叠置在一起的一些电路板，地平面分开距离确定这些叠置电路板之间的最小高度间隔。由于地平面分开距离尺寸的增加将导致包含这种距离的设备的物理尺寸的增加，地平面分开距离一般也固定为小于最大的长度。

传车线304，308，312和316包括双工器滤波器280的第一滤波部分的谐振器。传输线304配置和336构成滤波器280各个滤波器部分的滤波器转移函数零点，而传输线308-316和320-332配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数极点。传输线320，324，328，332和336包括双工器滤波器280第二滤波器部分的谐振器。 所有传输线304-336的中心导体的横截面积是圆形的;但是，第一滤波器部分的传输线304-316横截面积的直径的长度大于传输线320，324，328，332和336横截面积直径的相应长度。因为滤波器280的分开的滤波器部分的传输线的结构不同，这些谐振器的电气特性，亦即各条传输线的导纳是不相同的。通过适当地选择传输线导纳的比率，和适当地选择滤波器部分的传输线的几何结构，就可按照需要选择分开的滤波器部分的滤波器特性。

图4是从图3的介电滤波器280的第二侧表面的下面看到的视图。正如上面简单描述的，涂覆在表面290的导电材料以一种方式进行涂覆而形成每个滤波器的输入耦合电极和用于将两滤波器部分与公共连接天线的耦合电极。图4的底视图分别表示滤波器280的第一和第二滤波部分的输入耦合器376和384以及天线耦合器392。

图5是本发明另一个优选实施例的双工器滤波器从滤波器的上表面584看到的平面视图，这里一般地用标号580表示该双工滤波器。图5滤波器580的上表面584相应于图3滤波器280的上表面284。传输线604，608，612，616，620，624，628，632和636穿过双工器滤波器580沿各自的纵向轴延伸，其方式与图3的滤波器280的传输线304-336相应的构成相似。而且涂覆部分638，638′，642，646，650，652，658，662，666，670，670′和674在双工滤波器580的上表面584上被涂覆。涂覆部分638-674的相邻部分分别容性地互相 耦合。此外，涂覆部分638和638′，638′和642，650和652，652和658，670和670′以及670′和674容性地互相耦合。部分638、642、646、650、658、662、666、670、和674也容性地加载各自的谐振器。

传输线604、608，612和616包括双工器滤波器580的第一滤波器部分的谐振器;传输线620，624，628，632和636包括双工滤波器580的第二滤波器部分的谐振器。传输线604和636构形为形成滤波器580的各个滤波器部分的滤波器转移函数零点，而传输线608-616和620-632配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数极点。传输线604-616的横截面积与滤波器580的第二滤波器部分的传输线620-636的横截面积在几何构形上是不相同的。这里，传输线604-616的横截面基本上是圆的。然而，传输线620-636的横截面在横穿传输线纵轴方向上伸长。例如，点678代表传输线620的纵向轴。线628代表传输线在横穿纵轴678方向上伸长量。

类似地可表示出其它传输线的横轴的类似伸长。因为双工器滤器580的第一滤波器部分的传输线在几何构形上与双工器滤波器的第二滤波器部分的传输线不相同，则各个滤波器部分传输线的电气特性、即导纳不同。通过适当地选择分离滤波器部分传输线的相对尺寸，就能够得到希望的双工器滤波器的频率响应。

下面参见图6的平面视图，从滤波器780上表面784上看到的本发明另一个优选实施例的双工器滤波器，这里一般地用标号780表示该双工器滤波器。

传输线804，808，812，816，820，824，828，832，和836穿过滤波器780沿各自的纵轴延伸。导电材料的涂覆部分838，838′，842，846，850，852，858，862，866，870，870′，和874被涂覆在上表面784上。相邻的涂覆部分838-874电容性地耦合在一起。

传输线804，808，812，和816构成双工器滤波器780的第一滤波器部分的谐振器。传输线820，824，828，832，和836构成双工器滤波器780的第二滤波器部分的谐振器。传输线804和836被配置构成滤波器780各个滤波器部分的滤波器转移函数的零点，而传输线808-816和820-832被配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数的极点。传输线804-816的横截面积在各传输线横穿纵轴的方向延伸。例如，点875代表传输线816的纵轴;线877代表传输线在横穿纵轴875的方向上伸长。类似地，传输线820-836的横截面积也在横穿各自传输线纵轴方向上延长。例如，点878代表传输线820的纵轴;线882代表传输线在横穿纵轴878方向上的伸长。

传输线804-816在横穿纵轴方向上的伸长量小于传输线820-836在横穿纵轴方向上的伸长量。因此，双工器滤波器780的各个滤波器部分谐振器的几何结构不同，而且这种传输线的电气特性也不同。

通过适当选择滤波器部分的传输线的精确尺寸，可以得到希望的双工器滤波器780的每个滤波器部分的频率响应。

图7是根据本发明的另一个优选实施例的双工器滤波器从双工 器滤波器的上表面984上看到的平面图，这里一般地用标号980来表示该双工器滤波器。

双工器滤波器980包括传输1004，1008，1012，1016，1020，1024，1028，1032，和1036，这些传输线通过双工器滤波器沿其纵轴延伸。导电材料的涂覆部分1038，1038′，1042，1046，1050，1052，1058，1062，1066，1070，1070′和1074涂覆在双工器滤波器的上表面984。涂覆部分的相邻部分容性地互相耦合。涂覆面积1038和1038′，和涂覆面积1070和1070′也是容性地互相耦合。部分1038，1042，1046，1050，1058，1062，1066，1070和1074也加载各自的谐振器。

传输线1004，1008，1012和1016包括双工器滤波器的第一滤波器部分的谐振器;传输线1020，1024，1028，1032和1036包括双二器滤波器的第二滤波器部分的谐振器。传输线1004和1036配置形成滤波器980的各个滤波器的滤波器转移函数的零点，而传输线1008-1016和1020-1032配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数的极点。

第一滤波器部分的传输线1004-1016的截面积与第二滤波器部分的传输线1020-1036的截面积在几何结构上是不相同的。这里，传输线1004-1016的横截面在横穿其纵轴的方向上伸长。例如，用点1075表示传输线1016的纵轴;线1077代表横穿纵轴1075的方向上伸长。传输线1020-1036的横截面是圆的。

因为第一滤波器部分的传输线1004-1016的几何结构与第二滤波器部分的传输线1020-1036的不相同，所以不同滤波器部分的传输线的电气特性，即它们的导纳也不相同。通过适当地选择两个滤波器部分的传输线的尺寸，可以得到希望的双工器滤波器的滤波器部分的电气特性。

图8是本发明另外一个优选实施例的双工器滤波器从双工器滤波器1180的上表面1184看到的平面图，一般地用标号1180表示该双工器滤波器。

双工器滤波器1180包括传输线1204，1208，1212，1216，1220，1224，1228，1232，和1236。涂覆部分1238，1238′，1242，1246，1250，1256，1252，1256，1262，1266，1270，1270′，和1274被涂覆在上表面1184上，从而涂覆部分的相邻部分是容性地耦合在一起。部分1238，1242，1246，1250，1262，1266，1270和1274也加载各自的谐振器。

传输线1204-1216包括第一滤波器部分的谐振器，而传输线1220-1236则包括双工器滤波器1180的第二滤波器部分的谐振器。双工器滤波器1180的传输线在尺寸上与图7的双工器滤波器980的相应的传输线相同，因此其细节将不再描述。

双工器滤波器1180的传输线1204-1216和1220-1236是不等距离地隔开的。相反，各个滤波器部分的传输线之间的间隔以不规则的间隔隔开。线段1278，1282，1284，1288，1292，1296和1298 的一些线段长度不同，它们表示传输线1204-1216和1220-1236的相邻的传输线之间的间隔是不规则的。可选择相邻的传输线之间的间隔的这种差异来进一步改变该滤波器部分的电气特性，进而改变双工器滤波器1180的滤波器部分的频率响应。

图9是本发明另一个优选实施例的双工器滤波器从双工器滤波器1380的上表面1384看到的平面图，一般地用标号1380表示该双工器滤波器。

双工器滤波器1380包括传输线1404，1408，1412，1416，1420，1424，14428，1432，和1436，这些传输线穿过双工器滤波器沿其纵轴延伸。导电材料的涂覆部分1438，1438′，1442，1446，1450，1452，1456，1462，1466，1470，1470′和1474在双工器滤波器的上表面上涂覆。涂覆部分的相邻部分容性地互相耦合。同样，涂覆部分1438和1438′、1438′和1442、1450和1452、1452和1456、1470和1470′、1470′和1474也容性地互相耦合。部分1438，1442，1446，1450，1458，1462，1466，1470，和1474也加载各自的谐振器。

传输线1404，1408，1412，和1416包括双工器滤波器的第一滤波器部分的谐振器;传输线1420，1424，1428，1432，和1436包括双工器滤波器的第二滤波器部分的谐振器。传输线1404和1436配置构成滤波器1380的各个滤波器部分的滤波器转移函数的零点，而传输线1408-1416和1420-1432配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数的极点。

第一滤波器部分的传输线1408和1416的横截面与第一滤波器部分的传输线1412的横截面在几何结构上是不同的。在此，尽管所有三个传输线1408，1412，和1416的横截面都是圆形的，但传输线1412的横截面直径大于传输线1408和1416的横截面直径。

第二滤波器部分的传输线1420和1428的横截面与第二滤波器的传输线1424和1432的横截面在几何结构上是不相同的。这里，传输线1424和1432的横截面在横穿其纵轴方向上伸长，而传输线1420和1428的横截面是圆形的。

图10是本发明的另一个优选实施例的双工器滤波器从双工器滤波器1580的上表面1584看到的平面图，一般地用标号1580表示该双工器滤波器。

双工器滤波器1580包括传输线1604，1608，1612，1616，1620，1624，1628，1632，和1636，这些传输线穿过双工器滤波器沿其纵轴延伸。导电材料的涂覆部分1638、1638′、1642、1646、1650、1652、1656、1662、1666、1670、1670′和1674被涂覆在双工器滤波器的上表面1584上。涂覆部分的相邻部分容性地互相耦合。同样，涂覆面积1638和1638′、1638′和1642、1650和1652、1652和1656、1670和1670′以及1670′和1674也容性地互相耦合。部分1638、1642、1646、1650、1656、1662、1666、1670和1674也加载各自的谐振器。

传输线1604、1608、1612和1616包括双工器滤波器的第一滤波器部分的谐振器;传输线1620，1624，1628，1632，和1636包括双工 器滤波器的第二滤波器部分的谐振器。

传输线1604和1636配置构成滤波器1580的各个滤波器部分的滤波器转移函数的零点，而传输线1608-1616和1620-1632配置构成各个滤波器部分的滤波器转移函数的极点。

第一滤波器部分的传输线1608和1616的横截面与传输线1612的横截面在几何结构上是不相同的。这里，传输线1608、1612和1616的横截面都在横穿其纵轴的方向上伸长;但是，传输线1608和1616横向轴的伸长量小于传输线1612横向轴的伸长量。

相邻谐振器的几何结构的改变影响这种相邻谐振器之间的耦合以及各个谐振器的加载电容量。因此，选择谐振器的几何结构就能确定双工器滤波器的滤波器特性。

第二滤波器部分的传输线1620和1628的横截面与第二滤波器部分的传输线1624和1632的横截面在几何结构上是不相同的。这里，传输线1620和1628的横截面是在横穿各个谐振器1620和1628的纵向轴的方向上伸长一个第一数量，而传输线1624和1632的横截面是在横穿各个谐振器1624和1632的纵向轴的方向上伸长一个第二数量。

滤波器1580进一步包括V形凹口1678和1680，形成沿传输线1608和1612之间的滤波器的相对侧面纵向地延伸。类似地，沿传输线1612和1616之间的滤波器的相对表面构成V形凹口1682和1684;沿传输线1620和1624之间的滤波器的相对表面构成V 形凹口1686和1688;沿传输线1624和1628之间的滤波器的相对表面构成V形凹口1690和1692;而沿传输线1628和1632之间的滤波器的相对表面构成V形凹口1694和1696。

凹口1678-1696改变相邻的传输线之间的电磁耦合量。通过除去大量的介电块的介电材料（通过制模或其它的过程），这种相邻传输线之间电磁耦合量被减少。这种凹口的深度决定了相邻传输线之间电磁耦合减少的量。

通过适当选择两个滤波器部分的各传输线的尺寸，可以得到希望的双工器滤波器的滤波器部分的电气特性。

图11是一个无线电收发信机如在蜂窝通信系统中工作的无线电话的方框图，一般地用标号1750表示该无线电收发信机。收发信机1756包括一个双工器，例如前面附图之一所示的作为其收发信机的一部分的双工器。

发送到收发信机1750的信号由天线1756接收，并在线1762上产生代表它的信号并加到滤波器1768。滤波器1768相应于前面附图之一的滤波器双工器的第一滤波器部分。滤波器1768在线1774上产生一个滤波的信号，该信号被加到接收机电路1778。接收机电路1778执行如下接收信号的下变频和解调的功能，如常规的情况。发射机电路1786对由收发信机1750发送的信号进行调制和上变频，并在线1790上产生一个信号，该信号被加到滤波器电路1794。滤波器电路1974相应于前面附图的滤波器双工器中一个双工器的 第二滤波器部分，并且该滤波器电路产生一个滤波的信号，通过线1762把该信号加到天线1756发送出去。

最后参见图12的逻辑流程图，表示了本发明优选实施例方法，一般地用标号1850表示该方法。首先，如方框1856所示，形成具有至少两个谐振器的第一滤波器电路部分，该谐振器在介电块的上和下表面之间沿纵向轴基本上纵向地延伸。至少两个谐振器的第一个谐振器是第一种结构的横截面积，而至少两个谐振器的第二个谐振器是其几何形状不同于第一结构的第二种结构的横截面积。其次，如方框1862表示，形成具有至少一个谐振器的第二滤波器电路部分，该谐振器在介电块的上和下表面之间沿纵向轴基本上纵向地延伸。

尽管在结合各个图中所示的优选实施例已经对本发明进行了描述，应当明白，在不脱离本发明精神和范围的前提下，可使用其它类似的实施例，并可对描述的实施例进行修改和补充以执行本发明相同的功能。因此，本发明不应限制在任何单个的实施例，而是根据所附的权利要求解释其宽度和范围。

Claims (11)

1、一种多通带滤波器结构，它由一个限定上表面、下表面和至少第一和第二侧面的介电块构成，上述滤波器结构包括：

由介电块的第一部分构成的第一滤波器电路部分，用于响应对其的一个第一输入信号的施加而产生一个第一滤波信号；

由放置在邻近于构成第一滤波器电路部分的介电块第一部分的介电块的第二部分形成的第二滤波器电路部分，上述第二滤波器电路部分用于响应对其的一个第二输入信号的施加而产生一个第二滤波信号；

所述滤波器结构的特征是，

所述第一滤波器电路部分由至少一个空腔的侧壁确定的至少一个谐振器构成，该空腔在介电块的上表面和下表面之间形成以便沿其纵向轴基本上纵向地延伸，该至少一个谐振器具有形成至少一个第一结构的二次闭合曲线的横截面；

所述第二滤波器电路部分由至少一个空腔的侧壁确定的至少一个谐振器构成，该空腔在介电块的上表面和下表面之间形成以便沿其纵向轴基本上纵向地延伸，并且具有构成一个第二结构的二次闭合曲线横截面，该第二结构由沿横穿纵轴方向延长的横向轴所限定，其中，该第二结构的横截面不同于该第一结构的截面；和

在介电块的第一和第二侧面上以及在第一和第二滤波器电路部分的至少一个谐振器的侧壁上分别涂覆导电材料。

2、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面包括具有第一直径的圆形横截面，而第二结构的横截面包括具有第二直径的圆形横截面。

3、根据权利要求2的滤波器结构，其特征是第一结构的圆形横截面的第一直径的长度小于第二结构的圆形横截面的第二直径的长度。

4、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面包括第一直径的圆形横截面，而第二结构的横截面包括一个在横穿该谐振器的纵轴方向上伸长的横截面，形成的该谐振器穿过第二滤波器电路部分延伸。

5、根据权利要求4的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面确定的面积的尺寸小于第二结构的横截面。

6、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面在横穿该谐振器的纵向轴方向上伸长一个第一长度，形成的谐振器穿过第一滤波器电路部分延伸，而第二结构横截面在横穿该谐振器的纵向轴方向上伸长一个第二长度，形成的谐振器穿过第二滤波器电路部分延伸。

7、根据权利要求6的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面确定的面积尺寸小于第二结构的横截面。

8、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一滤波器电路部分的上述至少一个谐振器包括彼此间隔分开一个第一间隔距离的第一谐振器和第二谐振器。

9、根据权利要求8的滤波器结构，其特征是第二滤波器电路部分的上述至少一个谐振器包括彼此间隔分开一个第二间隔距离的第一谐振器和第二谐振器。

10、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一滤波器电路部分的至少一个谐振器是一个第一特性导纳，而第二滤波器电路部分的至少一个谐振器是一个第二特性导纳。

11、根据权利要求1的滤波器结构，其特征是第一结构的横截面包括一个第一谐振器和一个第二谐振器，其中，构成第一滤波器电路部分的第一谐振器的二次闭合曲线的横截面结构不同于第一滤波器电路部分的第二谐振器的二次闭合曲线的横截面结构。

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