CN102882505A

CN102882505A - 混合信号积分器结构

Info

Publication number: CN102882505A
Application number: CN2012101187340A
Authority: CN
Inventors: O·E·厄尔多甘; 沈国重; R·阿南撒拉曼; A·塔帕里阿; B·贾维德; S·T·穆哈默德
Original assignee: Maxim Integrated Products Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2011-02-25
Filing date: 2012-02-27
Publication date: 2013-01-16
Anticipated expiration: 2032-02-27
Also published as: CN102882505B; US8659343B2; CN102928674A; CN102928674B; US9086439B2; US20120218020A1; US8575988B2; US20120218223A1; CN102721893B; US9625507B2; CN102721893A; US20120217981A1; US20120274404A1; CN102854396A; US8643619B2; CN102854396B; US20140152328A1

Abstract

本发明涉及混合信号积分器结构。混合信号相关器在电容测量应用中使用相干检测。在一些应用中，混合信号相关器用于测量触摸屏显示器的电容。电容待被测量的外部电容器为提高灵敏度而保持小并且可以用于各种应用中，该各种应用具有用于变化的测量的积分周期。通过调整输出电压在小于电源电压的范围内，并且为之后重建积分周期的实际输出电压而保持所述调整的计数值，所述外部电容器保持小并且可以用于各种应用中。输出是模拟积分器输出和数字计数器输出的加权和。

Description

混合信号积分器结构

相关申请的交叉引用

本申请要求由相同的发明人于2011年2月25号提交的、主题为“Mutual Capacitance Touch-Screen Controller IIC Interface”、序列号为61/446,944的美国临时申请的优先权。本申请通过引用并入序列号为61/446,944的美国临时申请的全部内容。

技术领域

本发明涉及用于将测量的电容转换为电压的模拟前端电路。更具体而言，本发明涉及具有用于通过激励信号解调测量的电容的混合信号相关器或混合信号积分器的模拟前端电路。

背景技术

许多电子设备包含触摸屏式的显示器。触摸屏是检测在显示区域内的触摸的存在、位置以及压力的显示器，该触摸通常由手指、手、手写笔或其他定点设备引起。触摸屏使用户能够不需要任何中间设备而直接与显示面板交互，而不是利用鼠标或触摸板的间接交互。触摸屏可以在计算机中实现或作为访问网络的终端而实现。触摸屏通常在销售点系统、自动取款机(ATM)、移动电话、个人数字助理(PDA)、便携式游戏机、卫星导航设备以及信息产品中使用。

存在许多类型的触摸屏技术。电阻式触摸屏面板由若干层组成，这些层包括由薄空间分开的两个薄金属导电层和电阻层。当某一物体触摸触摸屏面板时，层在某一点连接。作为对物体接触的响应，面板与具有连接输出的两个分压器类似地在电学上发生作用。这引起电流改变，该电流改变被记录为触摸事件并且发送到控制器进行处理。

电容式触摸屏面板由跨传感器传导连续电流的材料涂覆、部分涂覆或者构图。传感器在水平轴和竖直轴两者上均表现存储电子的精确受控场以实现电容。人体是导电的，因此会影响存储在电容中的电场。当另一电容场(如手指)更改传感器的参考电容时，位于面板各拐角的电子电路测量参考电容的所得失真。向控制器发送与触摸事件有关的测量信息以进行数学处理。可以用裸手指或者用裸手持有的传导设备触摸电容传感器。电容传感器也基于邻近性工作，而无需直接被触摸以触发。在大多数情况下，不出现与传导金属表面的直接接触，并且由绝缘玻璃或者塑料层将传导传感器与用户的身体隔离。经常可以通过靠近表面快速挥动手部的手掌而无需触摸来触发具有意于让手指触摸的电容按钮的设备。

图1示出了示例性的电容式触摸屏面板中使用的传统电容式触摸传感器。这种传感器通常使用形成在层中的诸如ITO(铟锡氧化物)导体之类的透明导体形成。在图1的示例性结构中，底部的导体形成也称为驱动线的驱动电极X0、X1、X2、X3，顶部的导体形成也称为感应线的感应电极Y0、Y1、Y2、Y3。驱动线和感应线的每个交叉点形成具有测量的电容Cm的电容器。目标是确定电容式触摸传感器上的触摸位置的估计。当手指或其他物体接地到或放置到或接近传感器的交叉点时，在交叉点的测量电容Cm发生改变。测量电容Cm是在交叉点处感应线和驱动线之间的电容。当在交叉点发生了触摸事件时，感应线和驱动线之间的一部分场线被转向到感应线和手指之间。这样，测量的电容Cm在触摸事件期间减小。

模拟前端电路(AFE)对模拟信号执行信号处理，并且通常执行模数转换。模拟前端电路可以用在多种应用中，包括测量电容并将其转换为相应的电压。图2A和图2B示出了用于测量外部电容器的电容并将测量的电容转换为相应电压的传统模拟前端电路的简化示意方框图。在一个示例性应用中，外部电容是存储在图1的电容器Cm中的电荷。图2A示出了处于第一相位的电路，图2B示出了处于第二相位的电路。在相位1期间，要测量的电荷被聚集在电容器Cm上。在相位2期间，存储在电容器Cm上的电荷被转移到电容器Cf，并且输出相应的电压Vout。

参考图2A，电路包括电容器Cm、运算放大器2、开关4、反馈电容器Cf和开关6。放大器2的负输入端的电压，并且因此在电容器Cm的第一端处的电压，是虚拟地Vvg。在相位1期间，开关4连接到参考电压Vref，并且开关6闭合。闭合开关6使电容器Cf能够完全放电到一个已知的零状态。电容器Cm间的电荷是Vvg-Vref乘以电容Cm。

如图2B所示，在相位2期间，开关4连接到地，并且开关6断开。由于开关4连接到地，电容器Cm上的电压是零，并且电容器Cm上的所有电荷都转移到电容器Cf。输出电压Vout是具有如下幅度的信号，该幅度取决于在电容器Cm上存储并转移到电容器Cf的电荷。输出电压Vout可以输入到(例如图4中的)模数转换器(ADC)以转换为相应的数字输出值。由于电容器Cf在相位1期间完全放电，因此存储在电容器Cf上的电荷完全由从电容器Cm转移来的电荷量确定。如果电容器Cf在相位1期间没有完全放电到零，则电容器Cf将保持其先前状态的记忆。

输出电压Vout＝Vref*Cm/Cf+vn，其中Vref是已知的内部参考值，vn是由系统测量的不希望的噪声，Cf是已知值。这样，电容Cm可以由已知的值Vref和Cf以及测量值Vout来确定。电容Cm是变化的电容并代表了待被测量的电容，例如触摸屏显示器的测量电容。当手指触摸触摸屏显示器时，电容变化，这是被测量的外部电容变化。

图2A和图2B的电路的问题涉及宽频带噪声采样。电路不包括任何噪声过滤，所以在相位1到相位2的转换时引入到系统的任何噪声都被包括在转移到电容器Cf的电荷中。该噪声在输出电压Vout中表示为分量“vn”。所以输出电压Vout不仅是电容Cm的测量，还是噪声的瞬时采样的测量。进一步，由于噪声，ADC的动态范围需要足够大以考虑输出电压Vout的增强的幅度。更大的动态范围导致ADC有更大区域和使用更多电能。

图3示出了图2A和图2B的电路的示例性响应曲线。上部的曲线显示了对应于相位1和相位2的采样时钟。当采样时钟高时，例如1V，电路处于相位1(图1)，而当采样时钟低时，例如0V，电路处于相位2(图2)。在示例性应用中，输入在采样时钟的上升沿被采样。在开关4和6从相位2变化到相位1的时刻，电压Vout被采样。如图3中的中部曲线所示，在输入信号上存在一些噪声，但是其平均值基本上恒定。采样值希望是不变的，例如1V，但是由于噪声，实际采样输出基于出现在采样时刻的瞬时噪声在希望的恒定值附近变化。一个实际采样输出的变化的例子显示在图3中的下部曲线中。如果瞬时噪声高，那么实际采样输出大于希望的恒定值，例如采样输出曲线中在1V以上的部分。如果瞬时噪声低，那么实际采样输出低于希望的恒定值，例如采样输出曲线中在1V以下的部分。

在应用中，增加用来确定电容改变(例如在触摸屏显示器上的触摸事件)的阈值电压来适应采样输出中的变化。阈值电压的增加降低了系统的灵敏度。使用为考虑噪声变化而过低的阈值电压导致错误的触发。

测量电容的各种备选系统包括对噪声的考虑。图4示出了使用数字过滤的传统模拟前端电路的简化示意方框图。图4的电路包括连接到低噪声放大器(LNA)的输出的模数转换器(ADC)。输入到ADC的电压被转换为数字值，其被包括噪声过滤的数字处理电路处理。ADC也是在单一时刻采样的采样系统。这导致与关于图3的上述描述相类似的变化采样输出值。

图5示出了另一个传统模拟前端电路的简化示意方框图。图5的电路与图4中电路相同，除了附加带通滤波器(BPF)以在输入到ADC之前过滤信号。BPF试图在输入到ADC之前滤除现在电压信号(图3的中部曲线)中的噪声。对从BPF输出的过滤信号执行采样。图5的电路的问题是不同的应用遭受不同的噪声频谱。这样，BPF无法固定，反而BPF必须相应于特定的应用是可调的。而且，BPF需要能够被细微地调整以适应具有相对窄频率响应的应用。例如，触摸屏显示器可以具有在大约50-400kHz之间的频率响应。如果BPF具有太大的带宽，例如50kHz，则过滤器带宽可能太宽而无法针对特定的应用有效地过滤噪声。

发明内容

混合信号相关器在电容测量应用中使用相干检测。在一些应用中，混合信号相关器用于测量外部电容，例如触摸屏显示器的外部电容。相关器的电容为提高灵敏度而保持小并且可以用于各种应用中，该各种应用具有用于测量的变化的积分周期。通过调整输出电压在小于电源电压的范围内，并且为之后重建积分周期的实际输出电压而保持所述调整的计数值，相关器的电容保持小并且可以用于各种应用中。输出是模拟积分器输出和数字计数器输出的加权和。一方面，公开了一种积分电路。所述积分电路包括电阻元件、放大器、积分反馈电容器、电压调整电路和逻辑电路。所述电阻元件配置用于接收输入电压信号。所述放大器耦合到电阻元件的输出。积分反馈电容器耦合到放大器的输入并耦合到放大器的输出。电压调整电路耦合到放大器的输入，其中所述电压调整电路配置成如果所述输出电压达到一个或多个定义的界限，则通过电压调整来调整放大器输出处的输出电压。所述逻辑电路耦合到所述电压调整电路，其中所述逻辑电路配置用于控制所述电压调整电路，并且计数在积分时间周期内由所述电压调整电路实现的电压调整的次数。

输出电压的每个调整可以是固定的调整电压Vj。一个或多个定义的界限包括阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1。如果输出电压减小到阈值低电压Vt1则所述调整电压Vj可以是正值，而如果输出电压增加到阈值高电压Vth则所述调整电压Vj可以是负值。所述积分电路还可以包括耦合到放大器的输出的模数转换器，以在每个积分时间周期将输出电压转换为数字值。所述积分电路还包括耦合到所述逻辑电路的乘法电路，其中所述乘法电路接收包含所述电压调整次数的计数值的第一输入和包含所述固定调整电压Vj的数字表示的第二输入，并且所述乘法电路输出两个输入的乘积。所述积分电路还可以包括耦合到所述模数转换器和所述乘法电路的加法电路，其中所述加法电路配置成将从所述模数转换器输出的数字值与所述乘法电路输出的乘积相加，以产生针对积分时间周期重建的电压输出。所述积分反馈电容器的大小可以与积分时间周期无关，使得所述积分时间周期与所述积分电路的RC时间常数解除耦合。所述积分电路还可以包括耦合到所述积分反馈电容器、放大器和逻辑电路的比较电路，其中所述比较电路配置成接收所述输出电压，以将所述输出电压和所述一个或多个定义的界限比较，并且输出比较结果到所述逻辑电路。所述逻辑电路可以包括程序指令，该程序指令配置成执行将所述输出电压和所述一个或多个定义的界限比较的步骤，并根据比较结果控制所述电压调整电路。所述电压调整电路可以包括电荷转储电容器(charge dump capacitor)和多个开关，其中所述电荷转储电容器通过所述多个开关中的第一开关耦合到所述积分反馈电容器，并且所述多个开关耦合到所述逻辑电路。所述电阻元件可以具有固定阻抗。所述电阻元件可以具有时变阻抗。

在另一方面，公开了一种对输出电压进行积分的方法。所述方法包括对积分器中包含的电容器上的电荷进行积分，并根据该电容器所累积的当前电荷输出瞬时积分输出电压。所述方法还包括比较所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值以确定所述瞬时积分输出电压是否在电压范围之内。所述方法还包括，如果所述瞬时积分输出电压不在所述电压范围之内则调整所述电容器上的电荷，由此保持瞬时积分输出电压在电压范围之内。所述方法还包括，确定对应于在积分周期内施加的所有的电荷增加或减少的累加电压改变。所述方法还包括，在积分周期结束时，通过将累加电压改变和瞬时积分输出电压相加而确定积分周期内的总的积分电压。电荷的调整可以包括，如果所述瞬时积分输出电压大于或等于高阈值则减少所述电容器上的电荷，而如果所述瞬时积分输出电压小于或等于阈值低电压则增加所述电容器上的电荷，其中减少所述电容器上的电荷减小了所述瞬时积分输出电压而增加所述电容器上的电荷增加了所述瞬时积分输出电压。所述电荷在积分周期期间可以被电容器持续积分。所述积分周期可以与所述积分器的RC时间常数解除耦合。所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值的比较可以由软件执行。所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值的比较可以使用一个或多个比较器执行。调整所述电容器上的电荷可以导致所述瞬时积分输出电压的调整。所述瞬时积分输出电压的每个调整可以是固定的调整电压Vj。所述一个或多个阈值可以包括阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1。如果输出电压减小到阈值低电压Vt1则所述调整电压Vj可以是正值，而如果输出电压增加到阈值高电压Vth则所述调整电压Vj可以是负值。确定总的积分电压可以包括，在每个积分时间周期将所述瞬时积分输出电压转换为数字值，并将所述累加电压改变和所述数字值相加。

附图说明

参考附图描述一些示例实施例，其中相似的组件使用相似的参考标号。示例的实施例旨在示出而并不限制本发明。附图包括以下的图：

图1示出了电容式触摸屏面板中使用的示例性传统电容式触摸传感器。

图2A和图2B示出了用于测量外部电容器的电容并将测量的电容转换为相应电压的传统模拟前端电路的简化示意方框图。

图3示出了图2A和图2B中的电路的示例性响应曲线。

图4示出了使用数字滤波的传统的模拟前端电路的简化示意方框图。

图5示出了另一个传统的模拟前端电路的简化示意方框图。

图6示出了根据第一实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意方框图。

图7示出了图6的电路对于激励频率f等于300kHz的示例性频率响应。

图8示出了根据一个实施例的示例性混合电路的示意电路图。

图9示出了根据第二实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意方框图。

图10示出了根据一个实施例的包括跨导体作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。

图11示出了根据一个实施例的包括电流数模转换器(IDAC)作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。

图12示出了根据一个实施例的包括可编程电容元件作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。

图13示出了在电阻R(t)和输入电压V(t)是恒定的简化条件下，图9的相关器的输出电压Vout相对于时间的曲线。

图14示出了根据一个实施例的混合信号相关器的简化示意方框图。

图15示出了对应于图14中的混合信号相关器的操作的示例性时序图。

图16示出了根据一个实施例的用于实现图9中的混合信号相关器的电路。

具体实施方式

本申请的实施方式针对混合信号相关器。本领域技术人员将意识到，混合信号相关器的以下详细描述只是说明性的，并不意图以任意方式作出限制。混合信号相关器的其他实施方式容易让它们本身为受益于从本公开内容的技术人员所想到。

现在将具体参照如附图中所示的混合信号相关器的实施方式。相同参考标记将在附图和下文详细描述中通篇用来指代相同或者相似部分。为求简洁，并未示出和描述这里描述的实施方式的所有例行特征。当然可以理解，在开发任何这样的实际实施方式时，必须做出诸多因实施方式而异的决策以实现开发者的诸如与应用和业务有关约束相符的具体目标，并且这些具体目标将随实施方式和开发者变化。另外可以理解，这样的开发工作可能复杂而耗时，但是对于受益于本公开内容的本领域普通技术人员而言将是从事例行工程。

在一些实施例中，电容测量由使用也称为同步解调或相关的相干检测的模拟前端电路执行，以拒绝噪声和/或其他干扰。图6示出了根据第一实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意方框图。相干检测一般是指以某频率f传输信号并以相同的频率f检测该信号。其他频率的信号认为是噪声。混合器10和积分器12统称为相关器，其执行同步解调或相关以拒绝噪声和/或干扰。在一些实施例中，混合器包括运算放大器以及包含可变电阻器的电阻器对，其中混合器的输出电压取决于输入电压乘以两个电阻器之比。在一些实施例中，积分器包括运算放大器、耦合到运算放大器的输入和输出的反馈电容器以及耦合到运算放大器的输入的电阻器，其中积分器的输出电压等于电阻器和电容器乘积的倒数乘以在一段时间内输入电压的积分。作为选择，可以使用其他传统的混合器和积分器配置。

信号产生器8产生激励信号sin(ωt)，其中ω＝2πf。激励信号sin(ωt)乘以参考电压Vref。所得的信号Vref*sin(ωt)根据电容器Cm的测量电容进行调制。该调制信号由低噪声放大器9放大，输入到混合器10并与原始激励信号sin(ωt)进行混合。混合器10将两个输入信号、调制并放大的激励信号和激励信号相乘。相乘的信号然后由积分器12在时间周期T上进行积分。时间周期T是周期1/f的倍数。将两个正弦波信号相乘得到的结果是DC电压项(Cm/2Cf)Vref加上两倍频率的正弦项，其中正弦项在多个频率上的积分会抵消，只剩下DC电压项。只有当存在理想信号时是这样的结果。当引入了噪声的时候，噪声也乘以激励信号sin(ωt)并被积分。输出电压Vout可以表示如下：

V_{out} = \frac{C_{m}}{2 C_{f}} V_{ref} + {&Integral;}_{0}^{T} n (t) \sin (2 πft) dt - - - (1)

其中T是1/f的倍数，n(t)表示噪声。积分器12提供了峰值在f附近的带通滤波功能，从而等式(1)中第二项包含的噪声被滤除。输出电压Vout是随后能够使用ADC采样的DC电压项。没有动态信号要进行采样。

图7示出了图6的电路对于激励频率f等于300kHz的示例性频率响应。在示例性应用中，图6的电路被配置用于窄带通滤波，并且图7的相应的窄带频率响应显示了该电路对于300kHz有非常好的选择性。其他频率被滤除。

除了滤除噪声之外，图6中显示的相干检测电路也容易适用于产生交替频率的激励信号以改变带通功能。这种调谐不需要改变LNA、混合器10或者积分器12。简单地改变信号产生器8以产生备选频率处的激励信号。相形之下，图5中的传统的模拟前端电路中的BPF组件(例如BPF中的电阻器和电容器)需要进行调节以改变带通功能。

尽管上述应用是根据正弦波在上面描述的，但可以理解其他波形可以用于施加相干检测。等式(1)可以概括为：

V_{0} = {&Integral;}_{0}^{T} E (t) C (t) dt + {&Integral;}_{0}^{T} n (t) C (t) dt - - - (2)

其中E(t)是提供到电容器Cm的激励信号，而C(t)是输入到混合器的相关信号。E(t)和C(t)可以是任何波形信号，以使E(t)和C(t)相关。选择E(t)和C(t)使得使E(t)C(t)的积分最大化并且使n(t)C(t)的积分最小化。选择与噪声最不相关的C(t)。时间周期T是E(t)*C(t)周期的倍数。

混合器10的实现是个重要的任务。混合器10配置用于将两个输入模拟信号、调制并放大的激励信号和激励信号进行相乘。在一些应用中，该乘法函数是线性的。为了获得线性传递函数，混合器10使用10-12位线性乘法器。这样的混合器很难构建并且很昂贵。

图8示出了根据一个实施例的示例性混合电路的示意电路图。该混合电路包括两种输入端口，一种In端口和一种Lo端口。In端口接收从放大器9(图6)输出的调制信号。Lo端口接收原始激励信号sin(ωt)。正如本领域熟知的，正端口和负端口表示差分信号。In端口可以做成线性的，但是Lo端口仅仅是一个提供方波响应的开关。这提供了对于需要频率的不希望的谐波信号的有限抑制。例如，方波的3次谐波仅仅低于基频8dB；因此，3*f的干扰将仅仅有8dB的衰减。

在可替代的结构中，结合混合器和积分器的功能并对其简化使得降低执行线性乘法相关的复杂性。使用简化的描述，混合器可以包括运算放大器和包含可变电阻器的电阻器对，其中混合器的输出电压取决于输入电压乘以两个电阻器之比。积分器包括运算放大器、耦合到运算放大器的输入和输出的反馈电容器以及耦合到运算放大器的输入的电阻器，其中积分器的输出电压等于电阻器和电容器乘积的倒数乘以在一段时间内输入电压的积分。注意到量值1/R是前面提到的积分器的输入电压和输出电压之间的关系。由于需要乘法功能来混合调制的激励信号和激励信号，例如由在图6中的混合器10执行的功能。如果量值1/R能够适当地调制，则电阻元件就可以用于执行乘法功能。可编程电阻元件可以用于执行这个功能。代替分立的混合和积分器电路，这两个功能结合为一个单一的集成电路，该单一的集成电路包括单一的运算放大器、电容器和可编程电阻元件。

图9示出了根据第二实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意方框图。可编程电阻元件Rin、放大器14以及积分反馈电容器Ci形成具有结合了混合器和积分器的功能性的集成电路。可编程电阻元件在图9中表示为带有箭头的Rin。在一些实施例中，可编程电阻元件Rin实现为数字电阻器阵列，在图9的放大区域中显示为电阻器阵列R1-Rx。阵列中的每个电阻器R1-Rx都耦合到相应的通断开关S1-Sx。阵列中的一个或多个电阻器R1-Rx可以接通以使得可编程电阻元件Rin的总电导率模拟一个希望的波形，例如正弦波。以这种方式，电阻器阵列R1-Rx中的电阻器的合适结合可以接通以表示调制的激励信号和激励信号相乘，由此执行之前由图6中的混合器10执行的乘法功能。

开关S1-Sx由数字化波形控制，例如数字化正弦波。可编程电阻元件Rin的电导率G(t)等于1/R(t)，该电导率与正弦波成比例，其中R(t)是电阻器阵列R1-Rx中所有接通的电阻器的总电阻。待数字化的信号是一个相关信号，它与由信号产生器18产生的激励信号相关。在示例性的应用中，正弦波sin(ωt)被数字化。所得的数字化字用于控制数字开关S1-Sx。这导致可编程电阻器Rin的电导率具有正弦波特性，其被表示为数字化正弦波sin(nT)，如图7所示，其中“nT”表明正弦波在数值上和时间上均被量化。数字化正弦波sin(nT)是可编程电阻器阵列在积分时间周期T的片断状分量的总和。时间周期T是周期1/f的倍数。数字化正弦波sin(nT)可以存储在存储器中并且随后获取以应用于数字开关S1-Sx。

输入到可编程电阻元件Rin的调制的激励信号，其形状也像是正弦波，因此可编程电阻元件Rin的输出处的结果是个乘积值，其然后被根据运算放大器14和积分反馈电容器Ci进行积分。从积分器输出的电压Vout作为输入提供到ADC(未示出)并随后处理。ADC在每个时间周期采样电压Vout，例如每10微秒。在采样电压Vout之后，积分反馈电容器Ci通过闭合开关16而被放电。放电之后，为由积分时间周期T定义的下一个周期打开开关16。

图6和图9的模拟前端电路在电容检测应用中使用相干检测。在一个示例性应用中，模拟前端电路使用相干检测测量触摸屏显示器的电容。模拟前端电路提供了良好的抗噪声和抗干扰性，并提供了更高的信噪比。

图9的模拟前端电路通过使用可编程电阻元件而结合了传统的混合器和积分器的功能。该结合电路使用数字化波形代替模拟波形执行乘法功能。数字化波形比模拟波形更容易产生。另外，结合的功能性使用单一的运算放大器执行，而不是使用具有第一运算放大器的分立混合器和具有第二运算放大器的分立积分器。

图6和图9的模拟前端电路提供了连续时间信号路径，在执行采样的情形中不执行离散采样功能，然后电容上的电荷被放电。信号连续地流过图6的混合器和积分器，或者流过图9的可编程电阻元件和积分电容器，并且因此由于即时采样而没有混叠。在相关器内进行反混叠。无需单独设置反混叠滤波器。

图9的模拟前端电路具有良好的线性，因为可编程电阻元件Rin中的电阻器和积分反馈电容器Ci都是非常线性的。

图6和图9的模拟前端电路使用的电能少于传统的模拟前端电路，例如图4和5的模拟前端电路。耦合到图6和图9的模拟前端电路的ADC不需要与采样活跃的模拟信号的ADC(例如图4中使用的ADC)一样多的电能。耦合到图6和图9的模拟前端电路的ADC可以慢一些且精度低一些。并且，如图9中的使用可编程电阻元件执行乘法功能，比如图6中使用分立混合电路使用更少的电能并具有更小的区域。

上面描述的是应用到触摸屏应用中的模拟前端电路。并可可以预期替代的应用。

图9示出的集成的混合器和积分器包括耦合到放大器和反馈电容器的可编程电阻器阵列。这个概念可以推广为使用时变阻抗元件，该时变阻抗元件响应于输入控制而改变。时变阻抗元件耦合到放大器和反馈电容器。图10描述了根据一个实施例的包括跨导体作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。该跨导体具有使用数字或模拟控制C控制的可编程跨导gm。跨导gm可以随时间改变以实现乘法运算。

图11示出了根据一个实施例的包括电压-电流转换器v2i和电流数模转换器(IDAC)作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。电压到电流转换器v2i将输入电压转换为相应的电流，并输入到IDAC。IDAC具有使用数字或模拟控制C控制的可编程增益。有效阻抗可以随时间改变以实现乘法运算。

图12示出了根据一个实施例的包括可编程电容元件作为时变阻抗元件的集成混合和积分电路的示意图。可编程电容元件的功能类似于图9的可编程电阻元件，除了使用电容器代替电阻器。接通和断开可编程电容元件中的电容器以获得希望的时变增益，其功能就是集成混合和积分电路中的乘法运算。

图9-图12中示出的集成混合和积分电路可以使用在替代触摸屏的应用中，包括但不限于射频应用和热应用。

图9中的可编程电阻元件Rin、开关16、放大器14和积分反馈电容器Ci统称为相关器。积分反馈电容器Ci是固定电容器。可编程电阻元件Rin是时变的且表示为R(t)。输出电压Vout与输入电压Vin的关系是：

Vout = \frac{1}{C} {&Integral;}_{0}^{T} \frac{Vin (t)}{R (t)} dt - - - (3)

其中C表示积分反馈电容器Ci的电容。等式(3)可以重新写为：

Vout = \frac{1}{C} {&Integral;}_{0}^{T} G (t) Vin (t) dt - - - (4)

其中G(t)是可编程电阻元件的跨导，G(t)＝1/R(t)。

图13示出了在电阻R(t)和输入电压V(t)是恒定的简化条件下，图9的相关器的输出电压Vout相对于时间的曲线。由于等式(4)中对于常数值积分，因此结果是线性函数。由于放大器14(图9)的正输入参考接地，所以当积分反馈电容器Ci放电时输出电压Vout被重置到0V，这对应于从t＝0开始的新积分周期。时间周期越长，输出电压Vout越大。在实现中，输出电压Vout被限制为提供到放大器14的系统电源电压Vdd。这样，一旦输出电压Vout达到电源电压Vdd，输出电压Vout不再随时间增加，而是在电源电压电平保持恒定。分歧在于如果应用需要比输出电压达到电源电压Vdd的时间长的时间周期t，则图9的相关器对于积分反馈电容器Ci的给定值是不起作用的。然而，输出电压Vout相对于时间的曲线的斜率与电容Ci成反比关系。如果电容Ci增加，则曲线的斜率减小，这意味着输出电压达到电源电压限制要经过更长的时间段。因此，更大的电容器的实现使更长时间的积分周期得以实现。然而，更大的电容器具有更大的物理面积。更大的电容器也导致灵敏度降低，因为在同样的积分时间周期内，更大的电容器比小的电容器导致更小的积分输出电压电平。一般而言，依赖于应用和相应的积分时间周期，积分反馈电容器Ci的大小被优化以获得最大的可能输出电压Vout。如果积分时间周期越短，则电容器的尺寸就越小。如果积分时间周期越长，则电容器的尺寸就越大。具有固定的电容不能提供多种应用的灵活性。

在示例性的触摸屏显示器应用中，频率响应相对低，例如几百kHz，因此积分时间周期相对长并且RC乘积相对大。大的RC导致大的物理区域以及使用大量电能去操作。

为了解决与具有固定电容的相关器关联的限制，图9的相关器可适于包括电荷调整电路。相关器和电荷调整电路统称为混合信号相关器。如上所述，图9的相关器具有混合和积分两个功能性。在一些实施例中，相关器配置作为一个单纯的积分器。作为一个单纯的积分器，可以使用诸如电阻器的固定阻抗元件，代替诸如可编程电阻元件的时变阻抗元件。尽管随后描述的是混合信号相关器，但可以理解该构思可以应用到积分器。

图14示出了根据一个实施例的混合信号相关器的简化示意方框图。混合信号相关器包括图9的相关器，该相关器包含放大器14、积分反馈电容器Ci和可编程电阻元件Rin。图14中的放大器14的正输入耦合到已知电压Vcm，例如一半的电源电压Vdd。混合信号相关器还包括两个比较器19和20、开关22、24、26、28和30、电荷转储电容器Cd和逻辑/计数器32。

图15示出了对应于图14中的混合信号相关器的操作的示例性时序图。该时序图显示了输出电压Vout与时间的关系。图14中的开关22-30都显示为断开，这仅仅是为了描述。正如将会联系下面的时序图进行描述的，在混合信号相关器的操作期间，开关的各种组合被断开和闭合。

在每个积分周期之后，闭合开关16并且积分反馈电容器Ci被放电。然后在下一个积分周期期间断开开关16。

时序图显示了积分周期在时间点t＝0开始。在积分周期的开始，输出电压Vout等于放大器14的正输入处提供的电压Vcm，在这种情况下是一半的电源电压Vdd。比较器19比较瞬时输出电压Vout和阈值高电压Vth，比较器20比较瞬时输出电压Vout和阈值低电压Vt1。随着时间从t＝0增加，输出电压Vout上升直到在t1时刻到达阈值高电压Vth。当输出电压Vout等于或超出阈值高电压Vth时，比较器19信号指示逻辑/计数器32执行电荷转储或电压调整操作以使得输出电压Vout减小并保持在电源电压范围内。设置阈值高电压Vth的值小于电源电压Vdd，并设置阈值低电压Vt1的值大于0。

逻辑/计数器32控制开关22-30。当输出电压Vout在阈值高电压和阈值低电压(分别是Vth和Vt1)范围内时，开关26和30闭合而开关22、24和28断开以使得电荷转储电容器Cd被放电。当比较器19信号指示输出电压Vout等于或超出阈值高电压Vth，例如在t1时刻，开关30和26断开，开关24保持断开，此外开关22和28闭合。转储电容器充电到参考电压Vr并且电荷Vr*Cd被转储到运算放大器14的负端子，这将引起输出电压Vout的负电压调整-Vj。电压降-Vj的量根据参考电压Vr以及电荷转储电容器Cd和积分反馈电容器Ci的电容而确定。具体地，电压降-Vj＝Vr(Cd/Ci)。在图15的时序图示出的示例性应用中，电压调整Vj等于阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1之间的差的一半，从而将输出电压Vout降低到两个阈值电压之间的中点。时序图显示了应用电压调整作为当达到阈值电压时的瞬时响应，例如在时间点t1。这仅仅是出于说明的目的。实际上，存在对应于充电转储电容器Cd的延迟。

在时刻t1的输出电压调整之后，开关22和28断开，开关24保持断开，而开关26和30闭合以致电荷转储电容器Cd放电。随着时间增加，t＞t1，输出电压Vout增加直到在时刻t2再一次达到高电压阈值Vth，并且再一次触发并初始化输出电压向下调整，-Vj。

时序图中的第二曲线3反映了如果电路没有配置电压调整的输出电压Vout，如图9的相关器中那样，并且该电路不受电源电压Vdd的限制。实际上，输出电压Vout将无法超出电源电压Vdd。

在时刻t2的第二次输出电压调整之后，开关22和28断开，开关24保持断开，而开关26和30闭合以致电荷转储电容器Cd放电。随着时间增加，t＞t2，输出电压Vout增加。然而，在这种情况下输出电压Vout最终并不达到触发阈值高电压Vth就开始在数值上减小。输出电压Vout的降低是由于输入电压Vin的符号的改变，例如在时刻t3。随时间增加，t＞t3，输出电压Vout一直减小直到在时刻t4达到阈值低电压电平Vt1。当输出电压Vout等于或小于阈值低电压Vt1，比较器20信号指示逻辑/计数器32执行电荷转储操作使得输出电压Vout增加并保持在电源电压范围之内。

当比较器20信号指示输出电压Vout等于或小于阈值低电压Vt1时，开关26和30断开，开关22保持断开，而开关24和28闭合从而适当充电转储电容器Cd。转储电容器充电到参考电压-Vr并且电荷-Vr*Cd转储到运算放大器14的负端子，这引起对输出电压Vout的正电压调整+Vj。电压增益+Vj的量根据参考电压Vr以及电荷转储电容器Cd和积分反馈电容器Ci的电容而确定。具体地，电压降+Vj＝Vr(Cd/Ci)。

在时刻t4的第三次输出电压调整之后，开关24和28断开，开关22保持断开，而开关26和30闭合从而电荷转储电容器Cd放电。随着时间增加，t＞t4，输出电压Vout增加直到在时刻t5再一次达到高电压阈值Vth，并且再一次触发并初始化输出电压向下调整，-Vj。

在时刻t5的第四次输出电压调整之后，开关22和28断开，开关24保持断开，而开关26和30闭合从而电荷转储电容器Cd放电。随着时间增加，t＞t5，输出电压Vout增加直到积分周期在时刻T结束。

可以理解用于产生输出电压调整+Vj和-Vj的电路只是一个例子，并且可以使用其他电路结构来获得相同的输出电压调整。

逻辑/计数器32保持在积分周期内所作出的输出电压调整的数目的连续计数值Cn。在电压调整降-Vj的情况下，当输出电压Vout达到阈值高电压Vth时，计数值加一，+1。在电压调整增益+Vj的情况下，当输出电压Vout达到阈值低电压Vt1时，计数值减一，-1。如应用到图15的时序图，由于三个电压降，+3，以及一个电压增益，-1，时刻T的计数值等于+2。

为了确定在积分周期T内的实际积分输出电压，时刻T的输出电压Vout被加到当前计数值Cn和电压调整Vj的乘积。如应用到图15的时序图，由于图15的时序图相应的计数值Cn是+2，实际积分输出电压等于当前输出电压Vout+2Vj。在积分周期T上的实际积分输出电压也称为重建输出电压。

图16示出了根据一个实施例的用于实现图9中的混合信号相关器的电路。ADC 34被耦合用于接收输出电压Vout。ADC 34也输入参考电压Vr。ADC 34的数字输出耦合到加法电路36。乘法器38耦合到逻辑/计数器32，以接收计数值Cn，其中计数值Cn是积分周期结束时刻T的计数值。乘法器38还接收常数G作为输入，其中G是电压调整Vj的数字表示。乘法器38输出乘积Cn*G到加法电路36，其中转换的数字输出电压被加到乘积Cn*G。加法电路36的输出Dr是重建输出电压的数字表示。输出Dr是模拟积分器输出和数字计数器输出的加权和。

使用混合信号相关器的输出电压调整技术，输出电压Vout保持在以阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1为界限的范围内，并且积分周期内的实际积分输出电压可以重建，就像不存在电源电压的限制一样。使用混合信号相关器的输出电压调整技术也使得可以使用更小的电容器用于电容测量，这导致更大的灵敏度。该技术也不依赖于积分周期，积分周期可以依据需要设置的或长或短。以此方式，积分时间与电容器的大小解除耦合。可以通过向计数器32增加位而增大最大积分时间。额外的计数器位也增加了最终输出的最终分辨率。

在替代的实施例中，由混合信号相关器执行的比较器功能在软件中执行。例如，比较器19和20可以由例如在控制/逻辑模块32中运行的软件代替，其中该软件比较瞬时输出电压Vout和存储在存储器中的高和阈值低电压。

上述的混合信号相关器包括单一的计数器用于保持正的和负的电压调整二者的连续的结果计数值。可替代地，可以使用分离的计数器，第一计数器计数正电压调整，以及第二计数器计数负电压调整。这两个计数值然后可以合计在一起，其中第一计数器的计数值认为是正的而第二计数器的计数值认为是负的。

已经根据包含细节的具体实施例描述了本发明，以促进对于混合信号相关器的建立和操作原理的理解。为了实现必要的结果，在各图中显示和描述的多个组件可以相互变换，并且阅读说明书也应该包括这种相互变换。如此，本文引用的具体实施例及其细节不旨在限制所附的权利要求的范围。本领域技术人员来将明白的是，可以在不脱离本申请精神和范围的情况下对为了说明而选择的实施例作出修改。

Claims

1.一种积分电路，包括：

a.电阻元件，配置成接收输入电压信号；

b.放大器，耦合到所述电阻元件的输出；

c.积分反馈电容器，耦合到所述放大器的输入和所述放大器的输出；

d.电压调整电路，耦合到所述放大器的输入，其中所述电压调整电路配置成如果所述放大器的输出处的输出电压达到一个或多个定义的界限，通过电压调整来调整所述输出电压；以及

e.逻辑电路，耦合到所述电压调整电路，其中所述逻辑电路配置成控制所述电压调整电路，并且计数在积分时间周期期间由所述电压调整电路实现的电压调整的次数。

2.如权利要求1所述的积分电路，其中所述输出电压的每次调整包括固定的调整电压Vj。

3.如权利要求2所述的积分电路，其中所述一个或多个定义的界限包括阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1。

4.如权利要求3所述的积分电路，其中，如果所述输出电压减小到阈值低电压Vt1则所述调整电压Vj是正值，并且如果所述输出电压增加到阈值高电压Vth则所述调整电压Vj是负值。

5.如权利要求4所述的积分电路，进一步包括耦合到所述放大器的输出的模数转换器，用于在每个积分时间周期将所述输出电压转换为数字值。

6.如权利要求5所述的积分电路，进一步包括耦合到所述逻辑电路的乘法电路，其中所述乘法电路接收包含所述电压调整次数的计数的第一输入和包含所述固定调整电压Vj的数字表示的第二输入，并且所述乘法电路输出该两个输入的乘积。

7.如权利要求6所述的积分电路，进一步包括耦合到所述模数转换器和所述乘法电路的加法电路，其中所述加法电路配置用于将从所述模数转换器输出的数字值与从所述乘法电路输出的乘积相加，以生成针对所述积分时间周期的重建电压输出。

8.如权利要求1所述的积分电路，其中所述积分反馈电容器的大小与所述积分时间周期无关，使得所述积分时间周期与所述积分电路的RC时间常数解除耦合。

9.如权利要求1所述的积分电路，进一步包括耦合到所述积分反馈电容器、所述放大器和所述逻辑电路的比较电路，其中所述比较电路配置成接收所述输出电压、将所述输出电压和所述一个或多个定义的界限进行比较并输出比较结果到所述逻辑电路。

10.如权利要求1所述的积分电路，其中所述逻辑电路包括程序指令，该程序指令配置成执行所述输出电压和所述一个或多个定义的界限比较的步骤，并根据比较结果控制所述电压调整电路。

11.如权利要求1所述的积分电路，其中所述电压调整电路包括电荷转储电容器和多个开关，其中所述电荷转储电容器通过所述多个开关中的第一开关耦合到所述积分反馈电容器，并且所述多个开关耦合到所述逻辑电路。

12.如权利要求1所述的积分电路，其中所述电阻元件具有固定阻抗。

13.如权利要求1所述的积分电路，其中所述电阻元件具有时变阻抗。

14.一种对输出电压进行积分的方法，所述方法包括：

a.对积分器中包含的电容器上的电荷进行积分，并根据所述电容器所累积的当前电荷输出瞬时积分输出电压；

b.比较所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值以确定所述瞬时积分输出电压是否在电压范围之内；

c.如果所述瞬时积分输出电压不在所述电压范围之内则调整所述电容器上的电荷，由此保持所述瞬时积分输出电压在电压范围之内；

d.确定在积分周期内施加的对应于所有的电荷增加或减少的累加电压改变；以及

e.在所述积分周期结束时，通过将所述累加电压改变和所述瞬时积分输出电压相加而确定所述积分周期内的总的积分电压。

15.如权利要求14所述的方法，其中电荷的调整包括，如果所述瞬时积分输出电压大于或等于高阈值则减少所述电容器上的电荷，而如果所述瞬时积分输出电压小于或等于低阈值则增加所述电容器上的电荷，其中减少所述电容器上的电荷减小了所述瞬时积分输出电压，而增加所述电容器上的电荷增加了所述瞬时积分输出电压。

16.如权利要求14所述的方法，其中所述电荷在所述积分周期期间被所述电容器持续积分。

17.如权利要求14所述的方法，其中所述积分周期与所述积分器的RC时间常数解除耦合。

18.如权利要求14所述的方法，其中所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值的比较由软件执行。

19.如权利要求14所述的方法，其中所述瞬时积分输出电压和一个或多个阈值的比较使用一个或多个比较器执行。

20.如权利要求14所述的方法，其中调整所述电容器上的电荷导致所述瞬时积分输出电压的调整。

21.如权利要求20所述的方法，其中所述瞬时积分输出电压的每次调整包括固定的调整电压Vj。

22.如权利要求21所述的方法，其中所述一个或多个阈值包括阈值高电压Vth和阈值低电压Vt1。

23.如权利要求22所述的方法，其中如果所述输出电压减小到所述阈值低电压Vt1则所述调整电压Vj是正值，并且如果所述输出电压增加到所述阈值高电压Vth则所述调整电压Vj是负值。

24.如权利要求23所述的方法，其中确定所述总的积分电压包括，在每个积分时间周期将所述瞬时积分输出电压转换为数字值，并将所述累加电压改变和所述数字值相加。