CN102928674B - 连续时间相关器结构 - Google Patents

Abstract

本发明涉及连续时间相关器结构。更具体而言，涉及模拟前端电路在电容测量应用中利用相干检测。模拟前端电路使用相干检测来测量触摸屏显示器的电容。模拟激励信号由待被测量的电容器调制。使用相关器对经调制的信号进行同步解调，该相关器包括集成的混频和积分电路。该相关器包括可编程阻抗元件，该可编程阻抗元件根据控制数字化波形生成时变电导。

Description

连续时间相关器结构

相关申请的交叉引用

本申请要求2011年2月25号提交的、名称为“MutualCapacitanceTouch-ScreenControllerIICInterface”、具有相同发明人的、序列号为61/446,944的美国临时申请的优先权。本申请通过引用并入序列号为61/446,944的美国临时申请的全部内容。

技术领域

本发明涉及用于将所测量的电容转换为电压的模拟前端电路。更具体地，本发明涉及具有用于从激励信号中解调所测量的电容的相关器的模拟前端电路。

背景技术

许多电子设备并入了触摸屏型的显示器。触摸屏是检测在显示区域内的触摸的存在、位置以及压力的显示器，触摸通常由手指、手、触针或其他定点设备引起。触摸屏使得用户能够在不需要任何中间设备的情况下直接与显示器面板交互，而不是利用鼠标或触摸板间接地与其交互。触摸屏可以在计算机中实现或作为用于访问网络的终端。触摸屏在销售点系统、自动柜员机(ATM)、移动电话、个人数字助理(PDA)、便携式游戏控制台、卫星导航设备以及信息装置中普遍使用。

存在许多类型的触摸屏技术。电阻式触摸屏面板由若干层组成，包括由薄空间分离的两个薄金属导电层和电阻层。当某一物体触摸到触摸屏面板时，这些层在某一点连接。响应于物体接触，面板与具有连接的输出的两个分压器在电学上类似地起作用。这引起电流改变，该电流改变被登记为触摸事件并且被发送到控制器以用于处理。

电容式触摸屏面板由跨传感器传导连续电流的材料涂覆、部分涂覆或者图形化。传感器在水平轴和竖直轴两者上均表现所存储的电子的精确受控场以实现电容。人体是导电的；因此影响存储在电容中的电场。当传感器的参考电容被另一电容场如手指更改时，位于面板的每个拐角处的电子电路测量参考电容的所得失真。与触摸事件有关的测量信息被发送到控制器来进行数学处理。可以用裸手指或者用裸手持有的传导设备来触摸电容式传感器。电容式传感器也基于接近来工作，而无需直接触摸以被触发。在多数情况下，并不发生与传导金属表面的直接接触，而是由绝缘玻璃或者塑料层将传导传感器与用户的身体隔离。经常可以通过靠近表面快速挥动手掌而不是触摸来触发具有旨在用于让手指触摸的电容式按钮的设备。

图1示出了用于电容式触摸屏面板的示例性传统电容式触摸传感器。这种传感器通常使用被形成为层的透明导体，例如ITO(铟锡氧化物)导体来形成。在图1的示例性配置中，底部导体形成驱动电极X0、X1、X2、X3，也称为驱动线，顶部导体形成感测电极Y0、Y1、Y2、Y3，也称为感测线。驱动线和感测线的每个交叉点形成具有所测量的电容Cm的电容器。目标在于确定电容式触摸传感器上的触摸位置的估计。当手指或其他接地的物体被定位在传感器的交叉点处或者其附近时，在该交叉点处的所测量的电容Cm存在改变。所测量的电容Cm是在该交叉点处的感测线和驱动线之间的电容。当在交叉点处发生触摸事件时，感测线和驱动线之间的一部分场线被转向到在感测线和手指之间。这样，所测量的电容Cm在触摸事件期间减小。

模拟前端(AFE)电路对模拟信号执行信号处理，并且通常执行模数转换。模拟前端电路可以用在多种应用中，包括测量并将电容转换为对应的电压值。图2A和图2B示出了用于测量外部电容器的电容并将所测量的电容转换为对应的电压的传统的模拟前端电路的简化示意框图。在示例性应用中，外部电容是存储在图1的电容器Cm中的电荷。图2A示出了电路的第一阶段，而图2B示出了电路的第二阶段。在阶段1期间，待测量的电荷被收集在电容器Cm上。在阶段2期间，存储在电容器Cm上的电荷被转移到电容器Cf，并输出对应的电压Vout。

参考图2A，电路包括电容器Cm、运算放大器2、开关4、反馈电容器Cf和开关6。在放大器2的负输入端的电压，并且因此也是在电容器Cm的第一端的电压，是虚拟接地Vvg。在阶段1期间，开关4连接到参考电压Vref，并且开关6闭合。使开关6闭合允许电容器Cf完全放电到已知的零状态。跨电容器Cm的电荷是Vvg-Vref乘以电容Cm。

如图2B所示，在阶段2期间，开关4连接到接地，并且开关6断开。由于开关4连接到地，电容器Cm上的电压是零，并且电容器Cm上的所有电荷都转移到电容器Cf。输出电压Vout是具有如下振幅的信号，即，该振幅依赖于在电容器Cm上存储并转移到电容器Cf的电荷。如图4中示出的，输出电压Vout可以输入到模数转换器(ADC)，以转换为对应的数字输出值。由于电容器Cf在阶段1期间完全放电，存储在电容器Cf上的电荷完全取决于从电容器Cm转移来的电荷量。如果电容器Cf在阶段1期间没有完全放电到零状态，则电容器Cf将保持其先前状态的记忆。

输出电压Vout＝Vref*Cm/Cf+vn，其中Vref是已知的内部参考值，vn是由系统测量的不希望的噪声，Cf是已知值。如此，电容Cm可由已知值Vref和Cf以及测量值Vout来确定。电容Cm是变化的电容并表示了待被测量的电容，例如触摸屏显示器的所测量的电容。当手指触摸触摸屏显示器时，电容变化，其是被测量的外部电容变化。

图2A和图2B的电路的问题关于宽频带噪声采样。该电路中不包括任何噪声滤波，所以在从阶段1转换到阶段2过程中引入到系统中的任何噪声被包括在转移到电容器Cf的电荷中。该噪声表示为在输出电压Vout中的分量“vn”。所以输出电压Vout不仅是电容Cm的测量，还是噪声瞬时的采样。此外，ADC的动态范围需要足够大来考虑到由于噪声引起的输出电压Vout的增大的幅度。更大的动态范围导致具有更大的面积并使用更多电能的ADC。

图3示出了图2A和图2B的电路的示例性响应曲线。顶部曲线显示了对应于阶段1和阶段2的采样时钟。当采样时钟为高时，例如1V，电路在阶段1中(图1)，而当采样时钟为低时，例如0V，电路在阶段2中(图2)。在示例性应用中，在采样时钟的上升沿对输入进行采样。在开关4和开关6从阶段2变化到阶段1的时刻，对电压Vout进行采样。如图3中的中间曲线所示，在输入信号中存在一些噪声，但是其平均值基本上恒定。希望采样值是恒定的，例如1V，但是由于噪声，实际经采样的输出依赖于在采样时刻存在的瞬时噪声在期望的恒定值附近变化。实际经采样的输出的变化的例子在图3的下部曲线中显示。如果瞬时噪声很高，那么实际经采样的输出大于期望的恒定值，例如经采样的输出曲线中在1V之上的部分。如果瞬时噪声很低，那么实际经采样的输出低于期望的恒定值，例如经采样的输出曲线中在1V之下的部分。

在应用中，增加用来确定电容变化(例如在触摸屏显示器上的触摸事件)的阈值电压来适应经采样的输出的变化。增加阈值电压减小系统的灵敏度。使用太低的阈值电压来考虑噪声变化导致错误的触发。

测量电容的各种备选系统包括对噪声的考虑。图4示出了使用数字滤波的传统的模拟前端电路的简化示意框图。图4的电路包括连接到低噪声放大器(LNA)的输出的模数转换器(ADC)。输入到ADC的电压被转换为数字值，其由包括噪声滤波的数字处理电路进行处理。ADC也是在时间中的单个瞬间处进行采样的采样系统。这导致与以上关于图3描述的相类似的变化的经采样的输出值。

图5示出了另一个传统的模拟前端电路的简化示意框图。图5的电路与图4的电路相同，只是添加了带通滤波器(BPF)，以在将信号输入到ADC之前对信号进行滤波。BPF试图在将电压信号输入到ADC之前对电压信号(图3的中部曲线)中存在的噪声进行滤波。对从BPF输出的经滤波的信号执行采样。图5的电路的问题是不同的应用遭受不同的噪声频谱。这样，BPF不能被固定，而是BPF必须可调谐到特定的应用。同样，BPF应当能够被细微地调整以适应具有相对窄的频率响应的应用。例如，触摸屏显示器可以具有在大约50kHz-400kHz之间的频率响应。如果BPF具有过大的带宽，例如50kHz，则滤波器带宽可能太宽而不能针对特定的应用有效地对噪声进行滤波。

发明内容

模拟前端电路在电容测量应用中采用相干检测。在某些应用中，模拟前端电路使用相干检测来测量触摸屏显示器的电容。模拟前端检测电路包括生成模拟激励信号的信号发生器。模拟激励信号由待被测量的电容器调制。使用相关器对经调制的信号进行同步解调。在某些实施例中，相关器包括配置用于执行混频和积分的集成电路。在某些实施例中，相关器包括耦合到放大器的可编程阻抗元件和积分电容器。该可编程阻抗元件使用数字化波形而非模拟波形来执行乘法功能。在某些实施例中，可编程阻抗元件包括耦合到对应的通断开关阵列的电阻器阵列。在另一些实施例中，可编程阻抗元件包括耦合到对应的通断开关阵列的电容器阵列。数字化波形被应用到通断开关阵列中的每一个，从而使得可编程阻抗元件的所得阻抗随时间变化。数字化波形与激励信号相关联。

在一方面中，公开了一种电容测量电路。该电路包括外部电容器以及耦合到该外部电容器的相干检测电路。相干检测电路配置用于测量外部电容器的电容并将所测量的电容转换为对应的电压输出。相干检测电路包括可编程阻抗元件、耦合到可编程阻抗元件的输出的第一放大器、以及耦合到第一放大器的输入和第一放大器的输出的积分反馈电容器。电容测量电路还可以包括耦合到外部电容器的信号发生器，其中信号发生器配置用于生成模拟激励信号。经调制的模拟激励信号可以被输入到可编程阻抗元件，其中经调制的模拟信号包括由外部电容器的电容调制的模拟激励信号。可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而使得从可编程阻抗元件输出的混频的模拟信号是经调制的信号和编程波形的乘积。可编程阻抗元件可以包括电阻器阵列和耦合到电阻器阵列的开关阵列。备选地，可编程阻抗元件可包括电容器阵列和耦合到电容器阵列的开关阵列。开关阵列中的每个开关可以根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中相关信号与激励信号相关联。可编程阻抗元件可包括电压到电流转换器和耦合到电压到电流转换器的电流数模转换器。第一放大器和积分反馈电容器可以被配置用于接收混频的模拟信号并在离散时间段上对混频的模拟信号进行积分以输出对应的电压输出。该时间段可以是1/f的倍数，其中f是模拟激励信号的频率。

电容测量电路也可以包括第二放大器和耦合到第二放大器的输入和第二放大器的输出的第二反馈电容器，其中第二放大器的输入耦合到外部电容器，而第二放大器的输出耦合到可编程阻抗元件。电容测量电路还可包括触摸屏显示器，其中触摸屏显示器包括外部电容器。相干检测电路可以是模拟同步解调器。可编程阻抗元件、第一放大器以及积分反馈电容器可以形成集成的混频器和积分电路。

在另一方面中，公开了另一种电容测量电路。该电容测量电路包括信号发生器、具有至少一个电容器的触摸屏显示器、第一放大器、第一反馈电容器、可编程阻抗元件、第二放大器以及第二反馈电容器。信号发生器配置用于生成模拟激励信号。电容器被配置用于输入模拟激励信号并输出经调制的模拟激励信号，其中模拟激励信号根据电容器的电容进行调制。第一放大器耦合到电容器，而第一反馈电容器耦合到第一放大器的输入和输出。第一放大器配置用于输入经调制的模拟激励信号并输出经放大的经调制的模拟激励信号。可编程阻抗元件耦合到第一放大器。可编程阻抗元件配置用于输入经放大的经调制的模拟激励信号并输出混频的模拟信号。可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而使得从可编程阻抗元件输出的混频的模拟信号是经调制的信号和编程波形的乘积。第二放大器耦合到可编程阻抗元件，而第二反馈电容器耦合到第二放大器的输入和输出。第二放大器和第二反馈电容器配置用于接收混频的模拟信号并在离散时间段上对混频的模拟信号进行积分以输出电压信号，其中该电压信号对应于电容器的电容。

在又一方面中，公开了一种集成的混频和积分电路。该电路包括可编程阻抗元件、耦合到可编程阻抗元件的输出的放大器以及耦合到该放大器的输入和该放大器的输出的积分反馈电容器。可编程阻抗元件配置用于接收模拟信号作为输入，其中可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而使得从可编程阻抗元件输出的信号是经调制的信号和编程波形的乘积。可编程阻抗元件可包括电阻器阵列和耦合到电阻器阵列的开关阵列。备选地，可编程阻抗元件可包括电容器阵列和耦合到电容器阵列的开关阵列。开关阵列中的每个开关可根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中相关信号与激励信号相关联。可编程阻抗元件可包括电压到电流转换器和耦合到该电压到电流转换器的电流数模转换器。

在再一方面中，公开了一种测量电容的方法。该方法包括生成模拟激励信号，将模拟激励信号应用到待被测量的电容，借此调制模拟激励信号。该方法还包括根据数字波形生成时变电导，其中，时变电导与模拟激励信号相关联。该方法进一步包括将时变电导应用到经调制的模拟激励信号，从而生成混频的信号。该方法进一步包括在离散时间段上对混频的信号进行积分，借此对经调制的模拟激励信号进行解调，从而得到对应于电容器的电容的输出电压。该输出电压可以是DC电压。使用相关的时变电导对经调制的模拟激励信号进行解调可以从经调制的模拟激励信号中滤波噪声和干扰。电容器可以测量触摸屏显示器的电容。

附图说明

参考附图描述了若干示例实施例，在附图中，相同的部件具有相同的参考标号。示例实施例意图为说明本发明，而非限制本发明。附图包括以下图：

图1示出了用于电容触摸屏面板中的示例性传统的电容式触摸传感器。

图2A和图2B示出了用于测量外部电容器的电容并将所测量的电容转换为对应的电压的传统的模拟前端电路的简化示意框图。

图3示出了图2A和图2B的电路的示例性响应曲线。

图4示出了使用数字滤波的传统的模拟前端电路的简化示意框图。

图5示出了另一个传统的模拟前端电路的简化示意框图。

图6示出了根据第一实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意框图。

图7示出了图6的电路对于等于300kHz的激励频率f的示例性频率响应。

图8示出了根据一个实施例的示例性混频电路的示意电路图。

图9示出了根据第二实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意框图。

图10示出了根据一个实施例的包括跨导器作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。

图11示出了根据一个实施例的包括电流数模转换器(IDAC)作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。

图12示出了根据一个实施例的包括可编程电容元件作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。

具体实施方式

申请的实施例涉及模拟前端电路。本领域普通技术人员将会意识到对模拟前端电路的以下详细描述只是说明性的，而非意图以任意方式做出限制。模拟前端电路的其他实施例将很容易由受益于本公开的技术人员想到。

现在将对如附图中所示的模拟前端电路的实施方式进行具体参照。在附图和以下的详细描述中将通篇使用相同的附图标记指代相同或者相似部分。为求清楚起见，并未示出和描述这里描述的实施方式的所有例行特征。当然，可以理解，在开发任何这样的实际实现方式时，必须做出诸多实现方式特定的决策以实现开发者的诸如与应用和业务相关约束相符的具体目标，并且这些具体目标将随实施方式和开发者变化。另外，可以理解，这样的开发工作可能复杂而耗时，但是对于受益于本公开的本领域普通技术人员而言将是从事例行工程。

在某些实施例中，电容测量由使用相干检测(也称为同步解调或相关)的模拟前端电路执行，以抑制噪声和/或其他干扰。图6示出了根据第一实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意框图。相干检测一般是指以特定频率f传输信号并在该相同的频率f处检测该信号。在其他频率处的信号被认为是噪声。混频器10和积分器12一起被称为相关器，其执行同步解调或相关，以抑制噪声和/或干扰。在某些实施例中，混频器包括运算放大器以及包含可变电阻器的电阻器对，其中混频器的输出电压是输入电压乘以两个电阻器的比率的函数。在某些实施例中，积分器包括运算放大器、耦合到运算放大器的输入端和输出端的反馈电容器、以及耦合到运算放大器输入端的电阻器，其中积分器的输出电压等于电阻和电容乘积的倒数乘以输入电压在一段时间内的积分。备选地，可以使用其他传统的混频器和积分器配置。

信号发生器8生成激励信号sin(ωt)，其中ω＝2πf。激励信号sin(ωt)乘以参考电压Vref。根据所测量的电容器Cm的电容来调制所得的信号Vref*sin(ωt)。经调制的信号由低噪声放大器9进行放大，被输入到混频器10，并且与原始的激励信号sin(ωt)进行混频。混频器10将两个输入信号，即经调制并经放大的激励信号和激励信号相乘。经相乘的信号然后由积分器12在时间周期T内进行积分。时间周期T是周期1/f的倍数。将两个正弦波信号相乘得到DC电压项(Cm/2Cf)Vref加上在两倍频率处的正弦项，将正弦项在多个频率上积分后会消失，只剩下DC电压项。仅理想信号存在时是这样的结果。当引入了噪声时，噪声也与激励信号sin(ωt)相乘并积分。输出电压Vout可以表示如下：

$V_{\mathrm{out}}=\frac{C_m}{{2C}_f}{V}_{\mathrm{ref}}+\underset{0}{\overset{T}{\∫}}n\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)\mathrm{dt}---\left(1\right)$

其中T是1/f的倍数，n(t)表示噪声。积分器12提供了峰值在f附近的带通滤波功能，从而使得包含在等式(1)的第二项中噪声被滤除。输出电压Vout是随后能使用ADC采样的DC电压项。没有动态信号要进行采样。

图7示出了图6的电路对于等于300kHz的激励频率f的示例性频率响应。在示例性应用中，图6的电路被配置用于窄带通滤波，并且图7的对应的窄带频率响应显示了该电路在300kHz附近非常有选择性。其他频率被滤除。

除滤除噪声之外，图6中显示的相干检测电路也容易被配置用于生成备选频率的激励信号，以改变带通功能。这种调谐不需要改变LNA、混频器10或者积分器12。信号发生器8仅被改变为生成备选频率的激励信号。与之相对的是，图5中的传统的模拟前端电路中的BPF元件(例如BPF内的电阻器和电容器)需要被调节以改变带通功能。

尽管上述应用是关于正弦波在上面描述的，但是可以理解其他波形可以用于应用相干检测。等式(1)可以一般化为：

$V_0={\∫}_0^{T}E\left(t\right)C\left(t\right)\mathrm{dt}+{\∫}_0^{T}n\left(t\right)C\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(2\right)$

其中E(t)是提供到电容器Cm的激励信号，而C(t)是输入到混频器的相关信号。E(t)和C(t)可以是任何波形，只要E(t)和C(t)是相关的。选择E(t)和C(t)，从而使得E(t)C(t)的积分最大化，并且使得n(t)C(t)的积分最小化。选择与噪声最不相关的C(t)。时间周期T是E(t)*C(t)周期的倍数。

混频器10的实现方式是个重要的任务。混频器10配置用于将两个输入模拟信号(即经调制并经放大的激励信号和激励信号)相乘。在某些应用中，该乘法功能是线性的。为了获得线性的传递函数，混频器10使用10位至12位线性乘法器。这样的混频器很难实现并且很昂贵。

图8示出了根据一个实施例的示例性混频电路的示意电路图。该混频电路包括两个输入端口，一个In端口和一个LO端口。In端口接收从放大器9(图6)输出的经调制的信号。LO端口接收原始的激励信号sin(ωt)。正如本领域熟知的，正端口和负端口表示差分信号。可以使In端口是线性的，而LO端口仅是一个提供方波响应的开关。这提供了对于在需要频率的不期望的谐波处的信号的有限抑制。例如，方波的3次谐波仅仅低于基频8dB；因此，在3*f处的干扰将仅仅有8dB的衰减。

在备选的配置中，混频器和积分器的功能被组合并简化，以降低执行线性乘法相关的复杂性。使用简化的描述，混频器可以包括运算放大器和包含可变电阻器的电阻器对，其中混频器的输出电压是输入电压乘以两个电阻器的比率的函数。积分器包括运算放大器、耦合到运算放大器输入和输出的反馈电容器、以及耦合到运算放大器的输入的电阻器，其中积分器的输出电压等于电阻和电容乘积的倒数乘以输入电压在一段时间内的积分。注意前面提到的积分器的输入电压和输出电压之间的关系中的量值1/R。由于需要乘法功能来对经调制的激励信号和激励信号进行混频，例如由图6中的混频器10执行的功能，所以如果能够适当地调制量值1/R，则电阻性元件就可以用于执行乘法功能。可编程电阻性元件可以用于执行该功能。作为分立的混频和积分器电路的替代，这两个功能被组合为单个集成电路，其包括单个运算放大器、电容器和可编程电阻性元件。

图9示出了根据第二实施例的使用相干检测的模拟前端电路的简化示意框图。可编程电阻性元件Rin、放大器14以及积分反馈电容器Ci形成具有混频器和积分器的组合的功能的集成电路。可编程电阻性元件在图9中表示为带有箭头的Rin。在某些实施例中，可编程电阻性元件Rin被实现为电阻器的数字阵列，在图9的扩展区域显示为电阻器R1-Rx的阵列。阵列中的每个电阻R1-Rx都耦合到对应的通断开关S1-Sx。阵列中的一个或多个电阻R1-Rx可以接通，从而使得可编程电阻性元件Rin的总电导模拟期望波形，例如正弦波。以这种方式，电阻器R1-Rx的阵列中的电阻器的合适的组合可以被接通以表示经调制的激励信号和激励信号的乘积，借此执行之前由图6中的混频器10执行的乘法功能。

开关S1-Sx由例如数字化正弦波的数字化波形控制。可编程电阻性元件Rin的电导G(t)等于1/R(t)，该电导与正弦波成比例，其中R(t)是电阻器R1-Rx的阵列中所有接通的电阻的总电阻。待数字化的信号是相关信号，它与由信号发生器18生成的激励信号相关。在示例性的应用中，正弦波sin(ωt)被数字化。所得的数字字(digitalword)用于控制数字开关S1-Sx。如图7所示，这导致可编程电阻Rin的电导具有正弦波特性，表示为数字化正弦波sin(nT)，其中“nT”表明正弦波在数值上和时间上均被量化。数字化正弦波sin(nT)是可编程电阻器阵列的分段分量在积分时间周期T上的总和。时间周期T是周期1/f的倍数。数字化正弦波sin(nT)可以存储在存储器中并且随后被取回以应用于数字开关S1-Sx。

输入到可编程电阻性元件Rin的经调制的激励信号也类似正弦波形状，并且这样可编程电阻性元件Rin的输出处的结果是个乘积值，其然后被根据运算放大器14和积分反馈电容器Ci进行积分。从积分输出的电压Vout作为输入提供到ADC(未示出)并随后被处理。ADC在每个时间周期例如每10微秒对电压Vout进行采样。在电压Vout被采样之后，通过闭合开关16来使积分反馈电容器Ci放电。在放电之后，在由积分时间周期T定义的下一个周期中开关16机开。

图6和图9的模拟前端电路在电容测量应用中利用相干检测。在示例性应用中，模拟前端电路使用相干检测来测量触摸屏显示器的电容。模拟前端电路提供了良好的抗噪声和抗干扰性，并且还提供了更高的信噪比。

图9的模拟前端电路通过使用可编程电阻性元件而组合了传统的混频器和积分器的功能。该组合的电路使用数字化波形而不是模拟波形来执行乘法功能。数字化波形比模拟波形更容易生成。另外，组合的功能使用单个运算放大器执行，而不是使用具有第一运算放大器的分立的混频器和具有第二运算放大器的分立的积分器。

图6和图9的模拟前端电路提供了连续时间信号路径，在执行采样的地方不执行离散采样功能，并且然后跨电容器的电荷被放电。信号连续的流过图6的混频器和积分器，或者流过图9的可编程电阻性元件和积分电容器，并且由此，不存在由于时间瞬时采样引起的混淆。在相关器内完成了抗混淆。不需要分离的抗混淆滤波器。

图9的模拟前端电路具有良好的线性度，这是因为可编程电阻性元件Rin中的电阻和积分反馈电容器Ci是非常线性的。

图6和图9的模拟前端电路使用的电能少于传统的模拟前端电路，例如图4和图5的模拟前端电路。耦合到图6和图9的模拟前端电路的ADC不需要与对活跃的模拟信号进行采样的ADC(例如图4中使用的ADC)一样多的电能。耦合到图6和图9的模拟前端电路的ADC可以较慢，且精度低一些。此外，使用如图9中的可编程电阻性元件执行乘法功能比使用如图6中的分立的混频电路使用更少的电能并具有更小的面积。

上面描述的模拟前端电路是用到触摸屏应用中的。也考虑到备选应用。

在图9示出的集成的混频器和积分器包括耦合到放大器和反馈电容器的可编程电阻阵列。这个概念可以被一般化为使用响应于输入控制而改变的时变阻抗元件。时变阻抗元件耦合到放大器和反馈电容器。图10示出了根据一个实施例的包括跨导器作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。该跨导器具有使用数字或模拟控制C控制的可编程跨导gm。跨导gm可以随时间改变以实现乘法运算。

图11示出了根据一个实施例的包括电压到电流转换器v2i和电流数模转换器(IDAC)作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。电压到电流转换器v2i将输入电压转为对应的电流，并将该对应的电流提供给IDAC。IDAC具有使用数字或模拟控制C控制的可编程增益。有效阻抗可以随时间改变以实现乘法运算。

图12示出了根据一个实施例的包括可编程电容性元件作为时变阻抗元件的集成的混频和积分电路的示意图。除了使用电容器而不是电阻器之外，可编程电容性元件的功能类似于图9的可编程电阻性元件。使可编程电容性元件中的电容器接通和断开，以实现期望的时变增益，其用作在集成的混频和积分电路中的乘法运算。

图9至图12中示出的集成的混频和积分电路可以使用在替代触摸屏的应用中，这些应用包括但不限于射频应用和热应用。

已经根据包含细节的具体实施例描述了本申请，以促进对于模拟前端电路的建立和操作原理的理解。为了实现必要的结果，在各图中显示和描述的多个元件可以互换，并且说明书应当被阅读为包括这种互换。这样，本文对具体实施例及其细节的参考不旨在限制所附权利要求的范围。在不脱离本申请精神和范围的情况下，对为了说明而选择的实施例做出修改对于本领域技术人员来说是明显的。

Claims (23)

1.一种电容测量电路，包括：

外部电容器；

耦合到所述外部电容器的相干检测电路，其被配置用于测量所述外部电容器的电容并将所测量的电容转换为对应的电压输出，其中所述相干检测电路包括可编程阻抗元件、耦合到所述可编程阻抗元件的输出的第一放大器、以及耦合到所述第一放大器的输入和所述第一放大器的输出的积分反馈电容器；以及

耦合到所述外部电容器的信号发生器，其中所述信号发生器配置用于生成由所述外部电容器的电容调制的模拟激励信号，

其中经调制的模拟激励信号被输入到所述可编程阻抗元件，并且

其中所述可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而从所述可编程阻抗元件输出的混频的模拟信号是经调制的模拟激励信号和所述编程波形的乘积。

2.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述可编程阻抗元件包括电阻器阵列和耦合到所述电阻器阵列的开关阵列。

3.根据权利要求2所述的电容测量电路，其中所述开关阵列中的每个开关根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中所述相关信号与所述激励信号相关联。

4.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述可编程阻抗元件包括电容器阵列和耦合到所述电容器阵列的开关阵列。

5.根据权利要求4所述的电容测量电路，其中所述开关阵列中的每个开关根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中所述相关信号与所述激励信号相关联。

6.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述可编程阻抗元件包括电压到电流转换器和耦合到所述电压到电流转换器的电流数模转换器。

7.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述第一放大器和所述积分反馈电容器被配置用于接收混频的模拟信号并在离散的时间段上对所述混频的模拟信号进行积分以输出对应的电压输出。

8.根据权利要求7所述的电容测量电路，其中所述离散的时间段是1/f的倍数，其中f是模拟激励信号的频率。

9.根据权利要求1所述的电容测量电路，进一步包括第二放大器和耦合到所述第二放大器的输入和所述第二放大器的输出的第二反馈电容器，其中所述第二放大器的输入耦合到所述外部电容器，所述第二放大器的输出耦合到所述可编程阻抗元件。

10.根据权利要求1所述的电容测量电路，进一步包括触摸屏显示器，其中所述触摸屏显示器包括所述外部电容器。

11.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述相干检测电路包括模拟同步解调器。

12.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中所述可编程阻抗元件、所述第一放大器以及所述积分反馈电容器形成集成的混频器和积分电路。

13.一种电容测量电路，包括：

信号发生器，被配置用于生成模拟激励信号；

具有至少一个电容器的触摸屏显示器，其中所述电容器被配置用于输入所述模拟激励信号并输出经调制的模拟激励信号，其中所述模拟激励信号根据所述电容器的电容进行调制；

耦合到所述电容器的第一放大器，以及耦合到所述第一放大器的输入和所述第一放大器的输出的第一反馈电容器，其中所述第一放大器被配置用于输入所述经调制的模拟激励信号并输出经放大的经调制的模拟激励信号；

耦合到所述第一放大器的可编程阻抗元件，其中所述可编程阻抗元件被配置用于输入所述经放大的经调制的模拟激励信号并输出混频的模拟信号，进一步地，其中所述可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而从所述可编程阻抗元件输出的所述混频的模拟信号是所述经调制的信号和所述编程波形的乘积；以及

耦合到所述可编程阻抗元件的第二放大器，以及耦合到所述第二放大器的输入和所述第二放大器的输出的第二反馈电容器，其中所述第二放大器和所述第二反馈电容器被配置用于接收所述混频的模拟信号并在离散的时间段上对所述混频的模拟信号进行积分以输出电压信号，其中所述电压信号与所述电容器的电容相对应。

14.一种集成的混频和积分电路，包括：

可编程阻抗元件，被配置用于接收经调制的信号作为输入，其中所述可编程阻抗元件被编程为具有根据编程波形的时变电导，从而从所述可编程阻抗元件输出的信号是所述经调制的信号和所述编程波形的乘积；

耦合到所述可编程阻抗元件的输出的放大器；以及

耦合到所述放大器的输入和所述放大器的输出的积分反馈电容器。

15.根据权利要求14所述的集成的混频和积分电路，其中所述可编程阻抗元件包括电阻器阵列和耦合到所述电阻器阵列的开关阵列。

16.根据权利要求15所述的集成的混频和积分电路，其中所述开关阵列中的每个开关根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中所述相关信号与激励信号相关联。

17.根据权利要求14所述的集成的混频和积分电路，其中所述可编程阻抗元件包括电容器阵列和耦合到所述电容器阵列的开关阵列。

18.根据权利要求17所述的集成的混频和积分电路，其中所述开关阵列中的每个开关根据表示相关信号的数字化控制字被独立控制，其中相关信号与激励信号相关联。

19.根据权利要求14所述的集成的混频和积分电路，其中所述可编程阻抗元件包括电压到电流转换器和耦合到所述电压到电流转换器的电流数模转换器。

20.一种测量电容的方法，所述方法包括：

生成模拟激励信号；

将所述模拟激励信号应用到待被测量的电容器，从而调制所述模拟激励信号；

根据数字化波形经由可编程阻抗元件生成时变电导，其中，所述时变电导与所述模拟激励信号相关联；

将所述时变电导应用到经调制的模拟激励信号，从而生成混频的信号；以及

在离散时间段上对所述混频的信号进行积分，从而对所述经调制的模拟激励信号进行解调，从而产生对应于所述电容器的电容的输出电压。

21.根据权利要求20所述的方法，其中所述输出电压包括DC电压。

22.根据权利要求20所述的方法，其中对所述经调制的模拟激励信号进行的解调从所述经调制的模拟激励信号滤波噪声和干扰。

23.根据权利要求20所述的方法，其中对所述电容器的测量是对触摸屏显示器的电容的测量。