CN102859867A - 具有低噪声系数和电压可变增益的功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于提供一种具有可变增益的低噪声系数放大器，该放大器包括共源共基放大级，共源共基放大级包括串联连接的以下部件：被安装为公共源极的低电压MOSFET晶体管，以及之后的被安装为公共基极的具有高击穿电压的双极型晶体管。电阻器置于双极型晶体管的集电极和共源共基级的MOSFET晶体管的栅极之间，并且共源共基级通过扼流圈来供电。

Description

具有低噪声系数和电压可变增益的功率放大器
相关申请的交叉引用
本申请基于2010年4月19日提交的法国专利申请第1052956号，在此通过引用将其全部公开内容并入本申请，并且在此根据35U.S.C.§119要求其优先权。
技术领域
本发明涉及具有低噪声和电压可变增益的功率放大器，该功率放大器可以在用于无线移动通信基础设施的基站的宽频带(例如从700MHz到2.6GHz)上使用。
背景技术
在射频信号发射/接收系统中，按照公知的方式，接收序列包括接收被发送至接收机的放大电路的信号的天线，该放大电路的功能是过滤并放大表示所发送信息的信号。放大器的主要作用在于通过减少信噪比的降低和放大有用信号所提供的失真，将信号调整至用于解调电路的适当水平。在用于无线通信基础设施的接收机中，主要需要高线性、极低噪声放大器。此外，这些放大器必须能够适应不同接收机制造商的需求，因为这些接收机并不总是需要相同的性能折衷。另外，各种地形特征使得易调节的性能成为必不可少的，以便解决大多数情况。例如，连接置于天线杆或架线塔顶部的天线与置于基站内的壳体中的接收机的电缆内的信号损耗取决于该电缆的长度。又例如，滤波器的特性可因制造商的不同而不同。
接收机必须具有低噪声系数(或“NF”)和可调节的功率增益，以便在解调器的输入处调节信号水平以及针对地形特征适当地确保尽可能宽的增益变化范围。为此，紧随天线、电缆和滤波器之后，将低NF的可变增益放大器插入接收序列中。考虑到贯穿整个变化范围，来自放大器的噪声必须足够低，以便在接收链中增加很少的噪声，并且放大器必须展示出这样的线性度和输出功率，即足以能够无失真地同时放大高电平和低电平幅度信号。此外，在一些制造商中，调节放大器增益的选择使得可以补偿接收序列内的温度变化，以便保持基本恒定的增益值。
一种目前公知的特别用于电视调谐器中的方案由线性可变衰减器、之后的可变增益放大级以及混频器组成，其中，可变增益放大级置于低噪声固定增益放大器之后。该方案利用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)技术，使得可以在限制噪声系数降低的同时具有恒定的输出增益水平。这适合于用于接收电视信号的应用。然而，通过这种方案可达到的性能并不适合移动通信基础设施领域的需要。
当今，例如在约900MHz范围内，用于基站的低噪声可变增益放大器的性能通常具有小于1dB的噪声系数、约30dB的增益以及在其输入处约为3的互调产物(intermodulation product)，在整个温度范围内并且对于约15-20dB的增益变化范围，该互调产物在0dBm以上。
发明内容
因此，力图利用硅基微电子技术获得一种低噪声、可变增益、高线性度的放大器，其能够被集成并且能够低成本地批量生产，以便降低基站接收机的成本。拓扑结构必须是可修改的，以满足诸如射频的高频应用的需要。
还力图通过极低振幅步幅(例如小于0.1dB)实现功率增益的变化，以便达到更为精确的增益值，在整个增益变化范围内、在整个频带内以及对于所有的温度，该增益值尽可能地接近期望的增益值。
本发明的目的在于提供一种集成的低噪声系数可变增益放大器，所述放大器包括共源共基(cascode)放大级，所述共源共基放大级包括串联连接的以下部件：被安装为公共源极的低电压MOSFET晶体管，以及之后的被安装为公共基极的双极型高击穿电压晶体管，所述高击穿电压至少为所述MOSFET晶体管的电压的两倍。电阻器置于双极型晶体管的集电极和共源共基级的MOSFET晶体管的栅极之间，并且共源共基级通过扼流圈(choke)来供电。
集成放大器是一种可以采用微电子半导体技术构造的放大器，微电子半导体技术使得可以将实现功能所需的大多数有源和无源组件集成。
共源共基(“级联到阴极(cascade to cathode)”的缩写)级如增益可连续改变几个分贝的放大级那样工作。其旨在不降低噪声系数的情况下，确保线性度并使得尽可能小的增益变化间隔成为可能。增大线性度和功率涉及增大电压和电流偏离。大约3V(例如约3V-3.3V)的低电压MOSFET晶体管与双极型高击穿电压晶体管的组合使用，导致了很好的放大器线性度。该组合是以公知为BiCMOS(双极型互补金属氧化物半导体)的技术实现的。共源MOSFET晶体管使得可以改善放大器的线性度，双极型晶体管的高击穿电压(至少为MOSFET晶体管电压的两倍)增大了共源共基级输出处的电压偏差，因而使得可以改善放大器的线性度。具有高击穿电压的共基双极型晶体管的使用，使得频率性能略微降低，这使得可以减小所使用的晶体管的大小。
在第一实施方式中，放大器可进一步包括至少一个位于共源共基级的输出处的可切换衰减器。为了实现期望的增益变化范围(数量级为15-20dB)，一个或多个高线性、低损耗的、可切换衰减器可以加入到共源共基级的输出处。该可切换衰减器引入了损耗，但如果放大器的增益是足够的，那么几乎不会增大噪声值。另一方面，该放大器的线性度必须较高，以便保持整个接收机的线性度。此外，无论衰减水平如何，该可切换衰减器都在共源共基级的输出处展示出恒定的阻抗。
在第二实施方式中，放大器可进一步包括位于共源共基级的输入处的至少一个可切换衰减器。由于增加了拓扑结构与可置于共源共基级的输出处的可切换衰减器类似的输入衰减器，因此可以在不利于噪声系数的低增益设置下改善线性度。位于输入处的该可切换衰减器使得可以将电路的使用扩展至所有地形特征，或者可以接收可具有很高水平的无线电信号。
在第三实施方式中，可切换衰减器的命令电路的输入处所需的电源电压，具有与共源共基级的电源电压相同的数量级，可切换衰减器的MOSFET晶体管的源极和漏极处需要低于共源共基级的电源电压的电压，其中，所述命令电路的输入连接到MOSFET晶体管的栅极。
在第四实施方式中，放大器可进一步包括置于双极型晶体管的集电极和共源共基级的MOSFET晶体管的栅极之间的电阻器。该电阻器的作用在于改善线性度和带宽，以及在双极型晶体管的基极电压发生变化时减少共源共基级的输入和输出处的阻抗变化。
在第五实施方式中，放大器可进一步包括接口电路，用于根据将要获得的增益来控制双极型晶体管的基极电压。接口电路旨在控制共源共基级的共基双极型晶体管的基极电压，而不引起噪声的实质性降低。第一增益分贝的命令为模拟命令，该模拟命令通过改变共源共基级的共基双极型晶体管的基极电压进行操作。所施加的基极电压优先受到调节电压的接口电路的限制，以便保持低噪声值和共源共基级的输入线性度。
在第六实施方式中，接口电路可进一步包括与电容器相关联的电阻器，以便过滤掉传送至放大器的外部噪声，该外部噪声是在其他地方生成并经由共源共基级的电源电路传送的。
在第七实施方式中，放大器可进一步包括至少一个用于数字地控制放大器的数模转换器。接口电路由8位数模转换器(或“DAC”)驱动，该数模转换器使得可以通过数字输入来控制增益。共源共基级和接口电路使得可以利用约2dB的增益变化范围达到规范。
因而实现了一种低噪声可变增益集成放大器，该放大器可具有宽带宽；该放大器被设计为覆盖从700MHz到2.6GHz以上的大多数通信标准，但不受该频率范围的限制，并且可覆盖其他无线电应用。
本发明的另一优点尤其在于，通过将低噪声放大、增益控制和衰减功能集成到单个电路中，减少了接收机中离散电子组件的数量。接收机应用板所占用的表面面积由此减少了5倍以上。由于在放大器内增加了数字输入控制电路和数模转换器，因而方便了厂内增益调节。在精确度高于0.1dB的整个变化范围内获得了数字增益控制装置。
附图说明
通过阅读下面对以非限制性实施例的方式自然给出的一个实施方式的描述，本发明的其他特征和优点将会变得明显，并且在附图中，其中：
-图1是基站的接收序列的一个具体实施方式的示意图，
-图2是具有低噪声系数和可变增益的集成放大器的一个实施方式的示意图，
-图3是共源共基级的一个具体实施方式的示意图，
-图4是用于控制基极电压的接口电路的一个实施方式的示意图，
-图5是可切换衰减器的一个实施方式的示意图。
具体实施方式
图1示出了基站的接收序列。天线接收RF信号100，以进行放大。连接天线与前端发射机/接收机101的电缆将信号100发送至双工滤波器102，双工滤波器102使得可以对频率接收范围以外的信号进行严重衰减的同时对有用信号进行第一滤波。滤波后的信号100进入接收机103，接收机103使得可以在将来自双工滤波器102的滤波后的信号100发送至解调电路104之前调整滤波后的信号100，其中，解调电路104包括混频器和解调器。接收机103包括第一极低噪声固定增益放大器105(被称为“LNA”(Low Noise Amplifier，低噪声放大器))、之后的第二极低噪声可变增益放大器106(被称为“VGA”(Variable Gain Amplifier，可变增益放大器))以及随后的功率分配器107。功率分配器107使得可以在解调电路104内对放大的RF信号100进行分配。数字处理器108特别使得可以命令第二放大器106。
具有极低噪声和可变增益的第二VGA放大器106，被设计为在整个增益变化范围内具有恒定的输入线性度。第一LNA放大器105或前置放大器的增益约为20dB，以便当增益最小时确保接收序列内的低噪声系数。基于固定增益前置放大器105的20dB数量级的增益变化范围和噪声系数，针对第二可变增益放大器106确定期望的性能。在这种情况下，具有极低噪声和可变增益的第二VGA放大器106具有约12dB的增益、5dB的最大噪声系数以及在输入处约为3的互调产物，对于约15-20dB的调节范围，该互调产物大于25dBm。首先，增大第一LNA放大器105的增益将会需要降低第二VGA放大器106的增益并增大第二VGA放大器106的消耗，以便保持线性度。其次，降低第一LNA放大器105的增益将使得极难以在整个增益变化范围内确保第二可变增益VGA放大器106的噪声系数。需要增益变化间隔(例如小于0.1dB，或者甚至小于0.5dB)的高精确度，以便达到接收机103的增益值，该增益值尽可能的精确并接近期望的增益值。
图2示出了低噪声系数可变增益功率放大器1的BiCMOS技术的一个具体实施方式的图(良好线性度)。功率放大器是一种具有依据线性度和功率的输出特性的放大器，使得三阶互调产物大于1瓦特且输出功率远大于0.1瓦特(20dBm)。放大器1包括位于输入2和输出3之间的共源共基放大级4。
根据第一实施方式，放大器1可进一步包括通过链路6连接到共源共基级4的接口电路5，用于控制共源共基级4的基极电压，其中，链路6包括点B。
在第二实施方式中，放大器1可进一步包括接收数字数据8的数模转换器7。转换器7将该数字数据8转换为模拟电压，该模拟电压通过包括点A的链路9发送到接口电路5。接口电路5调整该电压以获得共源共基级4上期望的电压，由此使得可以达到较小间隔的增益变化，例如0.1dB或者更小。
在第三实施方式中，放大器1可进一步包括一个或多个可切换衰减器10a、10b、…10i，该可切换衰减器被增加至共源共基级4的输出处，以便在不降低放大器的噪声和线性度的情况下增大增益变化范围。包括点C的链路11将可切换衰减器10a、10b、…10i连接到共源共基级4，可切换衰减器10a、10b、…10i从共源共基级4接收数字信号。很容易根据需要增加多个可切换衰减器10a、10b、…10i，以便达到增益变化范围的规定。
在图3中详细地描绘了共源共基级20。共源共基级20是利用MOSFET晶体管21及之后的双极型晶体管22构造的，其中，MOSFET晶体管21被安装为公共源极，双极型晶体管22被安装为公共基极且具有高击穿电压(例如约6到7伏)，两个晶体管21、22串联连接，以便优化共源共基放大级20的线性度和输入/输出隔离。可以选择具有这样的击穿电压的双极型晶体管22，该击穿电压根据期望的性能和可用的电源电压而更高或更低。双极型晶体管22的击穿电压优选具有至少为MOSFET晶体管21的电压值两倍的值。“共源共基”安装的使用，使得可以改善具有大尺寸和高电流、采用晶体管21、22的共源共基级20的线性度，而不显著降低无线性能。电容器23置于MOSFET晶体管21和放大器的输入2之间。
MOSFET晶体管21的栅极电压Vgg限定了通过共源共基级20的电流。该电流通过高值电阻器24被极化，以便不降低共源共基级20的噪声系数。通过扼流圈25，以6V数量级的电压Vcc给共源共基级20供电，以便在限制扼流圈25的接线端处的电势降低的同时确保直流电流和RF信号之间的去耦。这使得能够对于给定的电源电压，在共源共基级20的输出处获得尽可能大的电压偏差。包括具有高击穿电压的双极型晶体管22的共源共基级20的使用，使得可以增大极化电压，并因此增大共源共基级20的输出处的电压偏差。
反馈电阻器26使得可以增大带宽，使增益曲线更加平直，以及对于给定的增益变化和给定的电压偏差B，改善共源共基级20的线性度。反馈电阻器26还使得可以精确地限定级的最大增益并改善稳定性。无论何时通过改变在点B处施加的电压而改变增益，反馈电阻器26都使得可以最小化共源共基级20的输入处的阻抗变化。电容器23以及与电阻器26串联安装的电容器27使得可以对连续电压进行去耦。
无论点B处的电压何时发生变化，MOSFET晶体管21的漏-源电压都会发生变化，这改变放大器的增益。在给定点B处的一定电压范围内，输入处的线性度和噪声系数几乎不受增益变化的影响。该电压范围被用来获得2dB数量级的增益变化。当点B处的电压减小时，随着双极型晶体管22的基-集电压极轻微地增大，可以观察到，在无噪声明显降低的情况下，共源共基级20的线性度略微增大。
图4中描绘的接口电路30使得可以在不降低噪声系数的情况下控制该增益，以及确保共源共基放大级的输入(点B)与数模转换器(点A)的输出之间接口。对于约2dB的增益变化，噪声系数和线性度得以保持。双极型晶体管31使得可以跨整个服务温度范围保持共源共基级上的恒定极化。电阻器32连同电容器33一起起到对来自电源的噪声进行滤波的作用。在没有该滤波的情况下，可以观察到与服务频率和可变增益VGA放大器的去耦有关的噪声系数的重要降低。
图5描绘了由1比特、通过连续电平移位器控制的可切换衰减器40。可切换衰减器40可以被加入至共源共基级的输出处或输入处，以便在增益降低时改善放大器的线性度。可切换衰减器40包括吸收式衰减器，在这种情况下，该吸收式衰减器为由电阻器41、42组成的“pi型”衰减器，其中，电阻器41、42可通过MOSFET晶体管43置于短路或开路中。吸收式衰减器41、42也可以由不同类型的衰减器替代。
可切换衰减器40是采用MOSFET晶体管43(3.3伏特)构造的，MOSFET晶体管43的漏极和源极在略低于MOSFET晶体管43的最大电压的电压下被极化(对于3.3V的最大电压，目前情况下为3V)，以便改善线性度和输出电压偏差。为了增大线性度，可能有必要修改MOSFET晶体管43的漏-源电压。
此外，MOSFET晶体管43的栅-源电压发生移位，以便达到-1伏(MOSFET截止)和3伏(MOSFET导通)的栅-源电压，从而主要地改善可切换衰减器的插入损耗40。通过采用在可切换衰减器40的控制电路45的输入44处施加的、数值与共源共基级的电源电压Vcc相同的电源电压(6V)，可以降低输出数字衰减器的损耗并增大其线性度。
根据MOSFET晶体管43是与电阻器41并联还是与电阻器42串联，MOSFET晶体管43的大小有所不同。确定MOSFET晶体管43的大小，以便实现导通状态下的最小插入损耗、工作频率和期望的线性度之间的最佳折衷。
可以在导通状态(最小插入损耗＝x(dB))和截止状态(最大插入损耗＝y(dB))之间切换衰减器40。两种状态之间的衰减差使得可以限定出截止状态z，使得z＝(y-x)(dB)。最小插入损耗x主要是因导通状态下MOSFET晶体管44的等价电阻Ron、截止状态下MOSFET晶体管44的等价电容Coff以及因失配所造成的各种寄生元件和损耗而产生的。在利用硅基微电子技术构造放大器时，1GHz下的最小插入损耗x约为0.25dB。导通状态下的最大插入损耗y与电阻器41、寄生元件和失配有关。采用有限数量的衰减器来覆盖2nXz，其中，n由最小衰减间隔值z给出。为了确保能够获得期望的增益和精度，衰减间隔值z被选择为小于为共源共基级限定的增益变化的范围。
此外，建立极低衰减(＜0.5dB)和精确的间隔是困难的，因为MOSFET晶体管43的Ron(等效为导通状态下的晶体管的电阻)具有与吸收式衰减器的串联电阻器42相同的数量级。因此，如果希望具有小于0.5dB的衰减步幅，那么希望采用共源共基级来改变增益。衰减器40的输入阻抗是恒定的，并且等于共源共基级的功率输出阻抗，该输出阻抗被选择为使得共源共基级的输出处的信号功率尽可能高。
通常，本发明不限于已描述的实施方式，而是在不脱离本发明的精神的前提下，受本领域的技术人员容易理解的许多变体的约束。

Claims (7)

1.一种具有低噪声系数和可变增益的集成放大器，包括共源共基放大级，所述共源共基放大级包括串联连接的：
-低电压MOSFET晶体管，被安装为公共源极，其后是：
-双极型晶体管，具有为所述MOSFET晶体管的电压的至少两倍的高击穿电压，所述双极型晶体管被安装为公共基极，
-电阻器，置于所述双极型晶体管的集电极与所述共源共基级的MOSFET晶体管的栅极之间，并且
-所述共源共基级通过扼流圈来供电。
2.如权利要求1所述的放大器，进一步包括接口电路，用于根据将要获得的增益来控制所述双极型晶体管的基极电压。
3.如权利要求2所述的放大器，其中所述接口电路可进一步包括与电容器组合的电阻器，以便过滤传送至所述放大器的外部噪声。
4.如权利要求1至3之一所述的放大器，进一步包括至少一个用于数字地控制所述放大器的数模转换器。
5.如权利要求1所述的放大器，进一步包括在所述共源共基级的输出处的至少一个可切换衰减器。
6.如权利要求1至5之一所述的放大器，进一步包括在所述共源共基级的输入处的至少一个可切换衰减器。
7.如权利要求5和6之一所述的放大器，其中在所述可切换衰减器的命令电路的输入处施加的电源电压具有与所述共源共基级的电源电压相同的数量级，低于所述共源共基级的所述电源电压的电压被施加于所述可切换衰减器的MOSFET晶体管的源极和漏极处。
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