CN1028586C - 用于自动高精度频率微调的方法和电路 - Google Patents

Abstract

现有模拟自动频率微系统是不够精确的，而且例如有谐振电路更不能被充分集成。数字型微调系统确定高但芯片面积和功率消耗都大。为了进行高精度频率微调，能被调谐频率的模拟电路，如FM解调器，在一个集成电路中利用控制电流进行调谐。该电流决定于合适精度的基准频率和该芯片上的基准电容。选定频率后，该模拟电路被校正，和在测量方式下进行频率微调，随后该模拟电路投入额定方式运行。

Description

本发明涉及借助于一个集成电路中能调谐频率的模拟电路来实现自动高精度频率细调谐的一种方法和电路。

在电子信号处理领域中，例如，在调节各调谐器或调谐频率发生器时，经常需要精确地调谐（调准）各频率或与频率有关的电路。通讯AFJ（自动细调谐）技术，例如可以McGraw-Hill〔马克哥尧希尔〕图书公司出版的K.Blair    Benson〔克.勃雷尔本桑〕著的“电视工程手册〔Telerision    Engineering    Handbook〕tx    13、17页查到。其中对并联谐振电路中的相位移进行了计算。

图1表示一个适当的方框电路图。例如由调谐一个电视声信号所感生的一个输出信号10被送到一个谐振电路11和一个相位检测器12的第一输入。该谐振电路被调整到所期望频率。谐振电路11的输出信号被送到该相位检测器的第二输入。该相位检测器的输出信号通过一个低通滤波器13过滤波后并用作调谐输入信号10的调节变数14。适合于这种情况的一个电路可以是，例如，一个FM（频率调制）解调器15，它可以被一个调节变数调谐并馈给一个 为解调用的信号16和调节变数14。

但在这项具体应用中，从这种先有技术情况只能获得一个约150KHz的调谐精度。除此以外，那种已知的AFT（自动频率调谐器）电路不能被充分集成。例如，接到一个集成电路上的两个连接要求一个外部谐振电路。

另一个已知的解决方案是由数字计算的方法计算被调谐的频率，并由此再调节该频率。但是，化费在电路上和集成电路中所需的相应芯片面积的代价是高的。为这种数字AFT电路所耗电流也是相当大的。

本发明的目的在于给定一种获得自动高精度频率细调的方法，它在集成电路中的电流流量既小，而在电路上的化费也小。

原则上，按照本发明的方法对于例如某一电视频道的自动高精度频率细调的目的，对于在一个集成电路中能调谐频率的一个模拟电路，至少有一个调节变数用于该可调谐频率的模拟电路根据一个高精度的基准频率关系而被形成和储存，所述的变数的数值也被该集成电路中的一个基准电路部件所感生，以及为了细调起见连续地切换到各种不同的运行方式。

按照本发明的方法将开发出许多进一步的优点。

本发明的进一步目的在于按本发明的方法给定一个电路。

按照本发明的电路原则上是设置一种模拟电路23、33，其中，借助一个可调变数来调谐频率，具有：用于高精度基准频率f_ch的 馈给点，一个第一、第二和第三切换开关，一个第一T1、第二T2和第三T3自动增益控制放大器，一个第一CL和一个第二CH比较器，一个求和器21和设有一个内部电容器Cint，借此而：

一个输出电压V1从模拟电路23送到第一T1和第二T2自动增益控制放大器以及第一CL和第二CH比较器的各自第二输入;

在额定方式下，一个基准电压Vref被送到第一自动增益控制放大器T1的第一输入251;

在校正方式下，一个由基准电压Vref和一个补偿电压Vof组成的一个组合电压被送到第二自动增益控制放大器T2的第一输入252;

在测量方式下，由基准电压Vref和门槛电压Vth之间差值构成的一个电压差被送到第一比较器CL的第一输入254，以及由基准电压Vref和门槛电压Vth形成的总加电压被送到第二比较器CH的第一输入253;

在额定方式下，从第一自动增益控制放大器T1来的一个输出信号被送到第三切换开关的第一输入N;

在校正方式下，从第二自动增益控制放大器T2来的一个输出信号被送到第三切换开关的第三输入C;

来自第三切换开关的一个输出信号被送到第三自动增益控制放大器T3的一个输入;

该第三自动增益控制放大器T3的一个输出信号被送到求和器21的第一输入;

根据内部电容器Cint的大小导出的并被因数K修正的一个信号被送到求和器21的第二输入;

求和器21的输出信号被送到模拟电路23的一个控制输入;

在额定方式下，一个拟在该模拟电路23中处理的所需信号被送到第一切换开关的第一输入N;

在校正方式和测量方式下，一个附加（辅助）的信号频率被送到第一切换开关的第二输入C.M;

在校正方式下，该高精度基准频率f_ch或由其导出的一个频率被送到第二切换开关的第一输入C;

从第一切换开关的输出信号导出的一个信号频率被送到第二切换开关的第二输入N，M;

从第二切换开关出来的一个输出信号被送到模拟电路23。

第一和第二比较器的各输出信号则例如可被用来调谐一台电视设备调谐器的振荡器。

按照本发明电路进一步开发的优点可从附属权利要求9到11导出。

本方法适用于集成电路并使一个自动频率细计能够应用模拟电路，在这些电路中能够调谐频率，例如各种FM解调器或频率发生器。按照本发明进行的AFT电路包含一个调节回路，该回路利用 其中产生的调节变数自动地工作。该调节变数可附带地由一个在集成电路的芯片载体上基准部件（例如一个基准电容）感生。从而在这个基准部件的相应值以内，由于集成电路的制造所产生的产品容差被表示出来。作为一个基准，该AFT电路在校正分式下被送入一个具有所需精度的基准频率。为此，提供了三种运行方式，以便能执行该AFT功能。

a.额定方式，

b.校正方式，

c.测量方式。

在校正方式下，该模拟电路首先被调谐频率，该调谐一直保持到再转换成校正方式。接着，在测量方式下，借助于先前调谐了的模拟电路确定下被细调的一个频率的电流值。然后，根据所确定的值是否是小于、等于或大于拟被细调的频率所期望的值来进行合适的细调。随后，数模到额定方式，在此方式中该模拟电路进行其有效的工作。

有利的是，该调谐和细调是由通过应用一个储能电容器的电流和由跨导放大器来控制（激励）。

借助于下面所示附图来阐述本发明的各实施例。

图1是一已知的AFT电路;

图2是按照本发明作的AFT电路;

图3是按照本发明作的AFT电路尖用于电视设备中扩展的集 成电路。

下面首先阐述用于调谐一个FM解调器和用于细调中产生各种信号的AFT电路的三种运行方式。举例来说，如果一台电视设备被接通，或者该电视设备中的接收频道被改变，那么首先，短时选定该校正方式（这个选择，使其它各运行方式的选择有利地自动产生）。因此，该FM解调器借助于一个精确基准频率（例如彩色副载频）被一个调节变数和为此调节变数所存储的一个数值实现精细调谐。

随后，选择该测量方法一段短时间，利用先前调谐的FM解财器的输出电压，两个比较器检测是否IF频率、进而以及调谐器振荡器的频率必须被保持、降低或是增加。

在该调谐器振荡器已被调谐之后，转换到额定方式。

1.额定方式

在图2中，切换位置“N”相应于这种运行方式。全部电路的作用如同具有中频率范围自动调谐的一个FM解调器。4.5MHz带通滤波器的IF输出声信号20用作诸如信号源。这个输出信号在一个混频器221中被转换成920kHz，该混频器还接收一个彩色副载频振荡器的频率f_ch＝3.57954.5MHz，在具有品质因数Q＝3的带通滤波器222中滤过，然后形成一个在所解调器23中解调的输入信号f_s。

该FM解调器23包括一个内部的电流控制的振荡器（未示 出），它具有自由振荡状态频率

f1＝kd＊Icon/Cint    （1）

式中，kd是第一常数，Icon为FM解调器23的精制电流，以及

Cint＝Cnom+/-△C    （2）

它是一个内部的电容器，被集成在该电路上（未示出），具有额定值Cnom和绝对产品容差+/-△C。

该振荡器的自由振荡状态频率，以及因此而该FM解调器的调谐可被同步到输入信号f_s的频率，是在下述情况发生的，即

｜f_s-f₁｜更小或是△f₁（3）

式中△f₁＝同步范围。

如果输入信号f_s为频率调制的，则

f_s＝f_c+△f_s（t）成立 （4）

式中f_c为中范围频率，△f_s是频率偏移对于同步的振荡器的频率f′₁，只要是△f_s更小或是△f₁，则f′₁＝f_s成立。然后，低通滤过的输出电压V₁代表解调的声信号

V₁＝-k_f＊（f₁-f_c）+Vref （5）

式中，k_f是该解调特性曲线的梯度，以及Vref是一基准电压。

为了更好地理解，在图2的该AFT电路中不加入IF输出声信号20在起始处。由第一跨导放大器T1、一个储能电容器（Cstor）、第三跨导放大器T3和FM解调器23形成一个调谐回路。该基准电压Vref被送到第一跨导放大器的输入251。如果在中频f_c和自由 振荡状态频率f₁之间，有频率差在这个范围：

0′更小或｜f₁-f_c｜更小或△f₁（6）

出现，则该自动调谐回路修正该自由振荡状态频率f₁成为f₁＝f_c以下述方式：若输出电压V₁按照方程式（5）改变，则利用一个最大输出电流诸如+/-0.5μA，第一跨导放大器T1具有跨导K1）将一个外部储能电容器26（Cstor）充电到存储电压

Vc＝（V₁-Vref）＊K₁/（p^＊Cstor） （7）

式中p为复合频率。根据该存储电压Vc，第三跨导放大器T3（具有跨导K₃）产生一个修正电流

Icor＝k₃＊Vc （8）

它在一个总加器21中被加了诸如一个控制电流Icono，该控制电流计及了产品容差，然后形成解调器控制电流

Icon＝k＊Icono+Icor    （9）

该控制电流Icon也能用于调谐该滤波器222。第一241和第二242乘法器即此在额定方式中的控制电流乘以因数k＝1。

从方程式（10、（2）、（5）和（7）到（9）通过适当的代换可以获得修正的自由振荡状态频率

f_1c＝k_d/Cnom+/-△c）＊（Icono-k₃＊k₁＊k_f＊（f₁-f_c）/（p＊Cstor） （10）

典型值是K_d＝1，f_s＝920KHz，

Cint＝Cnom＝10PF，Icom＝Icono，f₁＝f_s，V₁＝Vref，Cstor＝ 1nF

在该调谐回路中极限频率处于20Hz，以便避免各种声信号在修正电流Icor中建立畸变。

修正电流Icor还可有利地用于调谐该滤波器222，例如应用一个第二总加器把解调器控制电流Icon直接送到该滤波器（未示出）即可。

FM解调器23的信噪比大体上反比于同步范围△f₁。为些，△f₁应做得尽量小。

如果不用该自动调谐回路，并且Icoro（而不是修正电流Icor）是决定于内部电容（int的绝对值的一个恒定电流，则可从方程式（1）和（2）看出，该自由振荡状态频率f₁决定于该绝对容差△C，该容差的数值约为+/-15%。

已知的这些条件及为了保证更好的同步，△f₁不应降到低于下述的最低值：

△f₁＝△f_s+（△C/Cnom）＊f_c（11）

以下述数值代入可求得△f₁的有利数值：

△f₁＝70KHz+0.15＊920KHz＝208KHz

现假设该解调器控制电流Icon与内部电容器Cint成比例。因此，方程式（11）右边的第二基改变及同步范围△f₁变成

△f₁较大或是△f_s+df₁＊f_c（11a）

式中，df₁代表一项频率偏移，是由于在FM解调器23和产生与热 漂移和产生效应相关的解调器控制电流Icon的各部件之间的不一致行为所造成的。df₁的最大数值是5%左右，所以上述数值改变成

△f₁＝70KHz+0.05＊920KHz＝116KHz

如果现在该自动调谐回路也在运行中，则df₁失去它的意义并且在方程式（11a）中变为零，则△f₁的数值即变成

wfh △f₁＝70KHz

2.校正方式

该AFT电路能被校正。在图2中，开关位置C相应于这个运行方式。为此采用了一个精确的已知频率。举例来说，一个彩色振荡器的晶体稳定频率f_ch＝3.57945MHz在第一分频器22中被减小到五分之一。这就造成校正频率f_ca1＝715.909KHz。例如该解调器控制电流Icon在第一乘法器241和第二乘法器242中被一因数K＝0.78所降低。因此，校正的自由振荡状态频率变成

f_1ca1＝0.78＊f₁＝717KHz （12）

基于该频率偏移

△F＝f_mea-f_ca1（13）

在校正频率f_ca1（715.909KHz）和一个AFT测量频率f_mea之间，补偿电压Vref-Vof被送到第二跨导放大器T2的输入252，根据方程式（5），Vof的结果为

Vof＝△F＊k_f（14）

第二跨导放大器T2提供最大的输出电流，例如具有跨导K₂提供电流+/-3000μA，并且对储能电容器26（stor）充电，以改对修正、校正的自由振荡状态频率，下述成立

f′_1ca1＝f_1ca1+Vof＊k_f（15）

类似于方程式（10），下述成立：

f′₁₁＝k_d/（Cnom+/-△C）＊（Icono-k₃＊k₂＊（k_f＊（f_1ca1-f_ca1）-Vof/（p＊Cstor）） （16）

mhgfd    FM解调器23和产生解调器控制电流Icon的各部之间不一致行为造成的理论上频率失调将为

f_1ca1+△F-f_ca1＝df_1ca1＊f_ca1（17）

＝0.05＊717KHz＝35-9KHz并且如额定方式者相同而被该自动调谐有利地消除。中间频率f_IF＝45.76KHz被送到一个中间频率输入24，并且所述的频率在其后的第二分频器223中例如被因数n＝16所降低。这个降低的频率在混频器221中与彩色振荡器频率f_ch混频，该混频器给FM解调器23的输入提供一个测量频率：

f_mea＝f_IF/1b-f_ch（18）

举例假定f-m-e-a＝45.75MHz/1b-3.579545MHz＝720.17KHz和Kf＝20mv/KHz，则△F＝4.261KHz和V_of＝85mv。

该调谐回路的极限频率是一个因数K₂/K₁＝300μA/0.＝600倍高于额定方式者，并且等于10KHz左右。这可获得有利的短的校 正时间t（a）小于10/f_1ca1，它相当于约1ms。

3.测量方式

在AFT电路投到测量方式运行之前，它必须按上述2进行校正。

在图2中，开关位置“M”相应于“测量方式”的工作方式。在测量方式下的信号源或是一个中间频率VCO（电压控制振荡器）或是在中间频率输入24处的一个放大和有限定的中频信号。这个中频信号的频率f_IF在第二分频器223中被分频因数n（例如n＝16）所降低，并在混频器221中与彩色振荡频率f_ch混频，该混频器施加测量频率f_mea＝f_IF/16-f_ch到FM解调器23的输入，如在校正方式中一样。

当f_IF＝45.75MHz，n＝1b和f_ch＝3.579545MHz时，f_mea＝720.17KHz同前。

控制电流I_cono连同FM解调器23的内部振荡器的自由振荡状态频率f_1mea被K＝0.78来乘，如校正方式者同。

当该自动调谐回路在测量方式中断时，该存储电压Vc保持常数，并且f_1mea等于f′_1ca1例如，方程式（16）所示。叙述在节2中的补偿电压Vof被这样地选择，以致在测量方式中，从中间频率f_IF导出的信号来的标称测量频率f_meanom等于f_1ca1。输出电压V₁被附加地送到第一比较器CL和第二比较器CH。第一比较器还在其输入254上接收电压V_ref-V_th，以及第二比较器在其输入253上接收 电压V_reftV_th，因此，V_th是个门槛电压。具有门槛电压V_th的这两个比较器CL和CH检测是否f_mea具有比此校正值（f_mea近似等于f_meanom），是过高或是过低。

如校正方式中所述，若该解调器特性曲线的梯度K_f＝20mv/KHz，则选择V_th＝k_f＊1kHz＝20mv作为门槛电压较好。

如果｜f_meanom-f_mea｜较大或是1kHz，则该比较器的输出信号电平产生跳跃。

由此引起的中间频率失调是△f_IF＝n＊V_th/K_f，在上述例中得到△f_IF＝16KHz。

如果FM解调器被设计成同步范围具有△f₁的值，则AFT电路可再调节中间频率失调直到为n＊△f₁。

例如，对于n＝16，△f₁＝100Hz是一个有利值。

有利地是，在图2中，对该集成电路，该基准电压Vref具有该运行电压Vcc的一半。

送到混频器221和第一分频器22的频率f_ch也能用另一个晶体稳定源来的各频率来代替，送到该混频器并代替第一分频器的输出信号。

对于在输入20和24的其它输入频率，在滤波器222的输出和第一分频器22处产生相应的修正频率，对因数K产生一个合适的修改值，以及对第一分频器22产生一个修改的分频因数。例如，对于具有CCIR标准B/C的一台电视标准，产生如下数值：

在混频器221的输入223上频率：5.875MHz

f_IF＝38.9MHz

f_meanom＝38.9MHz/1b-2.9375MHz＝506KHz

f_ca1＝500KHz

△F＝6KHz

Vof＝6KHz＊Kf＝mv

K在额定方式：1.00

K其它：1.01

在图3中，重现了一个集成电路的一部分，其中说明了借助于按照本发明的AFT电路（仅额定方式）构成的一个伴音解调。

一个变频器38在其输入处接收一个IF信号，并馈送滤波的输出信号，例如一个4.5/5.5/6.0MHz的音频IF信号，到第一混频器321的第一输入。该混频器可以相应于图2中的混频器221，第一混频器321在其第二输入处接收从VCO电路372来的输出信号，该电路372提供一个合适的混合频率。这个输出信号通过一个频率分配器373传送到第二混频器374的第一输入，混频器374在其第二输入口接收从基准振荡器371来的一个信号。第二混频器374的输出信号通过回路滤波器375送到VCO电路372，哪里闭合成一个调节回路。这个调节回路执行图2所述的自动调谐回路的功能。第一混频器321的输出被送到滤波器322，它的功能相当于图2中的滤波器222。然后，该滤波的信号通过一个限幅器391送 到FM解调器33。这个FM解调器相当于图2中的FM解调器23。FM解调器33的输出信号的频带相继地被第一低通滤波器393和第二低通滤波器392所限制。音频信号可在第一低通滤波器的输出上拾取，以及被送到FM解调器33和滤波器322上为细调用的调整电压可在第二低通滤波器的输出上拾取。在第一低通滤波器中的极限频率置于诸如100KHz，第二低通滤波器中者，例如为20KHz。属于第二低通滤波器392的一个电容器也能从外部连接到该集成电路上。

就立体声或双频道的音频信号来说，例如，具有双声载体技术，则滤波器322，限幅器391，FM解调器33，第一低通滤波器393和第二低通滤波器392从而完全可以设置双份。

Claims (11)

1、一种自动高精度频率细调的方法，其特征在于，为了调谐在一个集成电路中能被调谐频率的模拟电路(23，33)，至少一个取决于高精度基准频率(f_ch)的调节变数(Icon)被形成并储存在该集成电路中，该变数数值也受该集成电路中的一个基准电路部件(Cint)的感应影响，并且为了细调谐，不同的运行方式(C，M，N)可连续地被切换。

2、如权利要求1的方法，其特征在于提供出三个运行方式（C，M，N）。

3、如权利要求2的方法，其特征在于，提供出校正方式（C），测量方式（M）和额定方式（N）的各运行方式，藉此而：在校正方式中，基准频率（f_ch）或从基准频率导出的一个频率（f_ca1）用于调谐该模拟电路（23，33），以及在保持这个调谐的同时，在测量方式中，利用先前调谐的模拟电路实现细调，并从而在额定方式中，该模拟电路按其已知的功能被使用。

4、如权利要求1到3中的一个或数个权利要求的方法，其特征在于，在起始调谐到欲被细调的该频率的时候，或在调谐到欲被细调的一个修改频率的时候，至少只一次连续地切换校正方式（C），测量方式（M）和额定方式（N）。

5、如权利要求1到4中的一个或数个权利要求的方法，其特征在于，各调节变数是各控制电流（Icono，Icor，Icon）。

6、如权利要求1到5中的一个或数个权利要求的方法，其特征在于，该基准电路部件是一个电容器（Cint）。

7、如权利要求1到6中的一个或数个权利要求的方法，其特征在于，该频率可调谐的模拟电路是一个具有一个内部的电流控制振荡器或一个电流控制频率发生器的FM解调器（23，33）。

8、一种自动微调电路，其中可进行不同工作模式的转换，其特征在于包括：

一个模拟电路（23，33），它的频率能用下述进行调谐即：一个调谐变数（Icon），一个为高精度基准频率（f_ch）用的馈给点，第一、第二和第三切换开关，第一（T₁）第二（T₂））和第三（T₃）自动增益控制放大器，第一（CL）和第二（CH）比较器，第一总加操在（加法器）（21）和具有一个内部电容器（Cint），从而：

一个输出电压（V₁）从该模拟电路（23）被送到第一（T₁）和第二（T₂）自动增益控制放大器以及第一（CL）和第二（CH）比较器的各自第二输入;

在额定方式中，一个基准电压（Vref）被送到一自动增益控制放大器（T₁）的第一输入（251）;

在校正方式中，由基准电压（Vref）和补偿电压（Vof）组成的一个组合电压被送到第二自动增益控制放大器（T₂）的第一输入（252）;

在测量方式中，在基准电压（Vref）和门槛电压（Vth）之间的差值形成的一个差电压被送到第一比较器（CL）的第一输入（254），以及由基准电压（Vref）和门槛电压（Vth）之和形成的总加电压被送到第二比较器（CH）的第一输入（253）;

在额定方式中，第一自动增益控制放大器（T₁）的输出信号被送到第三切换开关的第一输入（N）;

在校正方式中，第二自动增益控制放大器（T₂）的输出信号被送到第三切换开关的第三输入（C）;

第三切换开关的输出信号被送到第三自动增益控制放大器（T₃）的一个输入上;

第三自动增益控制放大器（T₃）的输出信号被送到总加器（21）的第一输入;

从内部电容器（Cint）的大小导出并被一因数（K）修改的一个信号被送到求和器（21）的第二输入;

求和器（21）的输出信号被送到模拟电路（23）的一个控制输入;

在额定方式中，拟被在模拟电路（23）中处理的一个所需信号被送到第一切换开关的第一输入（N）;

在校正和测量方式中，一个补充（辅助）信号频率被送到第一切换开关的第二输入（C，M）;

在校正方式中，基准频率（f_ch）或由其导出的一个频率（f_ca1）被送到第二切换开关的第一输入（C）;

从第一切换开关的输出信号导出的一个信号频率（f_s）被送到第二切换开关的第二输入（N，M）;

第二切换开关的一个输出信号被送到该模拟电路（23）。

9、如权利要求8的电路，其特征在于，该第一、第二和第三自动增益控制放大器是跨导放大器，并且这些跨导放大器的输出信号和在求和器（21）的第一和第二输入处的信号以及求和器的输出信号都是电流。

10、如权利要求8或9的电路，其特征在于，该组合的电压是一个差电压。

11、如权利要求8到10中的一个或更多个权利要求的电路，其特征在于，被一个因数（K）修改的信号是在一个乘法器（241）中被因数（K）乘得的信号。

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