JPH06504661A - 高精度の周波数自動同調方法および回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 高精度の周波数自動同調方法および回路装置本発明は、集積回路内の周波数平衡 調整可能なアナログ回路を用いた、高精度の周波数自動同調方法および回路装置 に関する。

ｌ困旦且糞 電子信号処理の分野では、たとえばチューナを同調させる場合または周波数発生 器を平衡調整させる場合のように、周波数または周波数に依存する回路の精確な 適合調整を必要とすることが多い。

たとえばＴｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　Ｈａｎｄｂｏｏｋ″ 、１３．１１７頁、Ｋ、ＢＩａｉｒ　Ｂｅｎ５ｏｎ　ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ　 Ｂｏｏｋ　Ｃｏｍｐａｎｙ、により、相応のＡＦＴ手法（自動微同調、ａｕｔｏ ｍａｔｉｃ　ｆｉｎｅ　ｔｕｎｅ）が知られている。この場合、並列共振回路に おける位相のずれが評価される。

Ｉｌｌ図には相応のブロック回路図が示されている。

同調調整により作用を受ける出力信号ｌＯは、たとえばテレビジョン音声信号は 、共振回路１１および位相検出器１２の第１の入力側へ供給される。この共振回 路は目標周波数に適合調整されている。共振回路１１の出力信号は、位相検出器 の第２の入力側へ供給される。位相検出器の出力信号は低域通過フィルタ１３に おいて濾波され、入力信号ｌＯを調整するための制御量１４として用いられる。

これに適した回路は、たとえば制御量により調整可能なＦＭ復調器１５であり、 この復調器へ制御量１４および復調すべき信号１６が導かれる。

しかしこの適眉事例の場合、従来の技術によれば約１５０ｋＨｚの調整精度しか 得られない。しかもこの形式の公知のＡＦＴ回路は完全には集積化できない。

外部の共振回路のために、集積回路においてたとえば２つの接続端子が必要とさ れる。

別の公知の解決手法によれば、調整すべき周波数をディジタル形式で計数し、そ れに応じて追従制御するように構成されている。しかし、このために必要とされ る回路コストは高く、集積回路における相応のチップ面積は大きい、さらに、こ の形式のディジタルＡＦＴ回路のための電流消費も著しく大きい。

本見豆 本発明の課題は、集積回路において僅かな回路コストと電流消費で自動的かつ高 精度に周波数を同調させる方法を提供することにある。

本発明による方法は基本的に、たとえば所定のテレビジョンチャネルへ自動的か つ高精度に周波数を微同調する目的で、集積回路内の周波数千ｔＩｆＩＷＲ整可 能なアナログ回路のために、高精度の基準周波数に依存して少なくとも１つの制 御量を形成して記憶し、該制御量の値は、前記集積回路中の基準回路構成部によ っても作用を受け、微同調のために、順次連続して種々異なる動作モードを投入 するように構成されている。

従属請求項２〜７には、本発明による方法の有利な実施形態が示されている。

本発明の別の課題は、本発明による方法のための回路を提供することにある。

本発明による回路は基本的に、制御量により周波数平衡調整可能なアナログ回路 ２３．３３と、高精度の基準周波数ｆｃｋのための供給点と、第１のスイッチお よび第２のスイッチならびに第３のスイッチと、第１の制御増幅器ＴＩおよび第 ２の制御増幅器Ｔ２ならびにＩ［３の制御増幅器Ｔ３と、第１の比較器ＣＬおよ び＠２の比較器ＣＨと、加算器２１と、内部コンデンサＣｌ　ｍ　＋　とが設け られており、 アナログ回路２３の出力電圧Ｖ１　は、第１の制御増幅器ＴＩおよび第２の制御 増幅器Ｔ２の第２の入力側と、第１の比較器ＣＬおよび第２の比較器ＣＨの第２ の入力側へ供給され、 通常モード中、基準電圧Ｖ、＃、は第１の制御増幅器ＴＩのＩｌｌの入力側、２ ５１へ供給され、較正モード中、基準電圧÷ｔ　ｅ　ｌ　と補償電圧Ｖ　、　ｒ から合成された電圧は、第２の制御増幅器Ｔ２の第１の入力側２５２へ供給され 、 測定モード中、基準電圧Ｖ１．．とｍ値電圧Ｖｌ＆の差電圧は、第１の比較器Ｃ Ｌの第１の入力側２５４へ供給され、基準電圧Ｖ　ｒ　＊　ｒ　と閾値電圧Ｖ０ の和電圧は、第２の比較器ＣＨの第１の入力側２５３へ供給され、通常モード中 、第１の制御増幅器ＴＩの出力信号は、第３の切換スイッチの第１の入力側Ｎへ 供給され、較正モード中、第２の制御増幅器Ｔ２の出力信号は、第３の切換スイ ッチの第３の入力側Ｃへ供給され、第３の切換スイッチの出力信号は、第３の制 御増幅器Ｔ３の入力側へ供給され、 第３の制御増幅器Ｔ３の出力信号は、加算器２１のＮＩの入力側へ供給され。

内部コンデンサの値ＣＩ　ｍ　ｌから導出され係数ｋにより変換された信号は、 加算器２１の第２の入力側へ供給され、 加算器２１の出力信号は、アナログ回路２３の制御入力側へ供給され、 通常モード中、アナログ回路２３中で処理されるべき使用信号は、第１の切換ス イッチの第１の入力側Ｎへ供給され、 較正モード中および測定モード中、補助信号周波数は第１の切換スイッチの第２ の入力側Ｃ，Ｍへ供給され、 較正モード中、基準周波数ｔ−ｈまたは該周波数から導出された周波数ｆよ、Ｉ は、第２の切換スイッチの第１の入力側Ｃへ供給され、 ｊＩｌの切換スイッチの出力信号から導出された信号周波数ｆ、は、第２の切換 スイッチの第２の入力側Ｎ。

Ｍへ供給され、 第２の切換スイッチの出力信号はアナログ回路２３へ供給される。

第１および第２の比較器の出力信号はたとえば、テレビジョン装置チューナ内の 発振器を調整するために用いられる。

従属請求項９〜１１には、本発明による回路装置の有利な実施形態が示されてい る。

この方法は集積回路に適しており、周波数平衡調整可能なアナログ回路を用いる ことにより、たとえばＦＭ復調器または周波数発生器を用いることにより、自動 的な周波数微同調が可能になる。本発明によるＡＦＴＦ２Ｏ３、内部で形成され る制御量により自動的に作動する制御ループが含まれている。上記の制御量は付 加的に集積回路基板上の基準構成素子により、たとえば基準容量により、作用を 受ける。この場合、この基準構成素子のそれぞれの値には、集積回路製造時の製 造許容偏差が表出されることになる。較正モード中、基準としてＡＦＴＦ２Ｏ３ 要精度の基準周波数が供給される。この場合、ＡＦＴ機能を実行可能にする目的 で、３つの動作モードが設けられている。

ａ）通常モード ｂ）較正モード Ｃ）測定モード まずはじめに較正モードにおいてアナログ回路が周波数整合される。そしてこの 整合状態は、較正モードが再び投入されるまで保持される。その後、測定モード において、微同調すべき周波数の実際の値が、以前に整合されたアナログ回路を 用いてめられる請求められたこの値が、微同調すべき周波数のための目標値より も小さいか、等しいか、または大きいかに応じて、相応の微同調が行われる０次 に通常モードが投入され、このモード中、アナログ回路はその本来の機能のため に用いられる。

有利には整合および微同調は、蓄積コンデンサおよび相互コンダクタンス増幅器 を用いて電流制御される。

置皿 次に１図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は、公知のＡＦＴＦ２Ｏ３す図；第２図は、本発明によるＡＦＴＦ２Ｏ３ す図；第３図は、テレビジョン装置のために拡張された集積回路において本発明 によるＡＦＴＦ２Ｏ３用する構成を示す図である。

遺」Ｌ匠 以下ではまずはじめに、ＦＭ復調器の適合調整のための、および微同調のための 信号発生のためのＡＦＴＦ２Ｏ３つの動作モードを説明する。

たとえばテレビジョン装置が投入接続されると、またはこのテレビジョン装置に おいて受信チャネルが切り換えられると、まずはじめに短期間、較正モードが選 択される（この選択およびその他の動作モードの選択は有利には自動的に行われ る）。その際、ＦＭ復調器は、たとえば色搬送波周波数のような精確な基準周波 数を用いて制御量により精密に適合調整され、この制御量の値が記憶される。

次に短期間、測定モードが選択される。以前に適合調整されたＦＭ復調器の出力 信号に基づいて２つの比較器は、中間周波数つまりはチューナ発振器の周波数を 保持する必要があるのか、低減または増大する必要があるかを検出する。チュー ナ発振器が適合調整された後、通常モードが投入される。

１、通常モード 第２図において、スイッチ位置Ｎはこの動作モードに相応する。回路全体は、中 間周波数を自動適合調整するＦＭ復調器として作動する。信号源として、たとえ ば４．５ＭＨｚ−帯域通過フィルタの中間周波数出力音声信号２０が用いられる 。この出力信号は、色搬送波発振器の周波数ｆ−ｈ＝３．５７９５４５ＭＨｚも 供給される混合器２２１において９２０ｋＨｚへ変換され、Ｑ＝３のフィルタ２ ２２において帯域通過フィルタ処理されて、入力信号ｆ、が形成される。この入 力信号はＦＭ復調器２３において復調される。

このＦＭ復調器２３は自走周波数が ｆ、＝に、Ｉｆ、。、／Ｃ，、、（］）である電流制御形内部発振器（図示せず ）を有しいる。

この場合、ｋ６は第１の定数であり、■や０．はＦＭ復調器２３のための制御電 流であって、 ＣＩ−ｌ＝　Ｃ−０，±ΔＣ（２） は、公称値Ｃ６゜、と±ΔＣの絶対的な製造偏差を有する、この回路に集積され た内部コンデンサ（図示せず）である。

発振器の自走周波数は、つまりはＦＭ復調器の調整は、 ｌｆ、−ｆ、ｌ≦Δｒ、　（３） のときに、入力信号ｆ、の周波数に同期化可能である。

この場合、Δｆ、＝同期化領域である。

入力信号ｆ、が周波数変調されているならば、ｆ、＝ｆｃ＋Δｆ、（ｔ）　（４ ） があてはまる。この場合、ｆ６は中間周波数であり、Δｆ、は偏移量である。同 期化された発振器の周波数ｆ　ｌｌに対し、Δｆ、≦ｆ、であるかぎりｆ’、＝ ｆ、があてはまる。そして低域通過フィルタ処理された出力電圧Ｖ、は復調され た音声信号を表わし、Ｖ、　＝　ｋ　ｌ　傘　（ｆｌ　ｆｇ）　＋Ｖ　、−＋　 （５）であって、この場合、ｋｆは復調器特性曲線の勾配であり、Ｖ、、、は基 準電圧である。

よりよく理解できるようにするために、第２図におけるＡＦＴ回路において、ま ずはじめは中間周波数出力音声信号２０が加えられていないことにする。第１の 相互コンダクタンス増幅器Ｔ１．蓄積コンデンサＣ、Ｉ１２、第３の相互コンダ クタンス増幅ＢＴ３ならびにＦＭ復調器２３によって、適合調整ループが形成さ れている。第１の相互コンダクタンス増幅器の入力側２５１には基準電圧Ｖ　、 　、　ｌ　が供給される。中間周波数ｆ６と自走周波数ｆ１　との間において、 ０≦ｌｆ、−ｒ、Ｉ≦Δｆ、　（６） の範囲内の周波数偏差が生じると、この自動適合調整ループは、以下のようにし て自走周波数ｆ、をｆ、＝ｆ、になるように補正する； 出力電圧Ｖ、が式（５）にしたがって変化すると、たとえば±０，５μＡの最大 出力電流を有する第１の相互コンダクタンス増幅器ＴＩ（これは相互コンダクタ ンスに１　を有する）は、外部の蓄積コンデンサ２６（Ｃ０゜２）を蓄積電圧 ｖ−”　（ｖ＋−Ｖｒｅｄ）本に＋（ｐ　＊Ｃ，ｔ、、＞　（７）まで充電する 。この場合、ｐは複素周波数である。蓄積電圧Ｖ、に応じて、第３の相互コンダ クタンス増幅１１Ｔ３（これは相互コンダクタンスに、を有する）は補正電流 Ｉｃ、、＝に、＊Ｖｃ　（８） を発生する。この電流は加算器２１において、たとえば製造許容偏差を考慮する 制御電流■８゜１゜に加算され、復調器制御電流 Ｉ、、、＝に＊　Ｉ、、、６＋　Ｉ、、、　（９）を形成する。制御電流■１０ ．。は、フィルタ２２２の適合調整にも用いることができる。その際、第１の乗 算器２４１と第２の乗算器２４２は通常モード中、係数に＝Ｉで１！１ｆＩＪ電 流１１゜、。を乗算する０式（１）、（２）、（５）および（７）〜（９）から 相応の変形により、補正された自走周波数 ｆ　＋−＝　ｋａ／（Ｃ−−−±ΔＣ）＊　［、、、ｏ−に、申に＋”ｋ＋＊　 （ｆｌ　ｆ−）　／　（ｐ　＊Ｃ，，。、）　］　（１０）が得られる。

代表的な値はに４　＝　１　、　ｆ　、　＝　９２０ｋＨｚ、　Ｃ＋ｍ＋＝Ｃ１ １，、＝１０ｐＦ、Ｉｃ。、二１６゜、。、ｆｌ−ｆ、　、　Ｖ＋＝Ｖ、、、、 Ｃ１，。、＝１ｎＦである。

音声信号成分が補正電流！６．１中でひずみを発生させないようにするために、 適合調整ループにおける限界周波数は２０Ｈｚ付近にある。訂利には補正電流ｒ 。、ｒもフィルタ２２２を調整するために利用でき、たとえば第２の加算器を用 いて、または復調器制御電流■６゜２をこのフィルタに直接供給することにより （図示せず）、利用できる。

ＦＭ復調器２３のＳ／Ｎ比は、同期化範囲Δｆ１　にほぼ逆比例する。したがっ てΔｆｌ　はできるかぎり小さくすべきである。

自動適合調整ループを使用せず、補正電流Ｉ３．．の代わりにｒ、。、。が内部 コンデンサＣｌ　ｆｉ　＋　の絶対値に依存することなく一定の電流である場合 、式（１）および（２）から、自走周波数ｆ、は絶対的な許容偏差ΔＣに依存す ることがわかる。この許容偏差は、約±１５％の大きさを有する。この条件のも とてなお良好な同期化を保証するためにΔｆ、は、 Δｆ、＝Δｆ、＋（ΔＣ／Ｃ，，，）　＊　ｆｃ　（ｔｌ）である最小値を下回 ってはならない。

Δｒ１　の有利な値は相応の数値 Δｆ、＝７０ｋＨｚ　＋　０．１５＊９２０ｋＨｚ　＝２０８ｋＨｚにより得ら れる。

ここで、復調器制御電流■。、、は内部コンデンサＣＩＭＩ　に比例するものと すると、このことにより式（ｌｌ）の右側の第２項が変化し、同期化範囲Δｆ、 は、Δｆ１　≧Δｆ、　＋ｄｆ、＊ｆｃ（ｌｌａ）になる。この場合、ｄｆ＋　 は周波数オフセットを表わす。これは熱によるドリフトならびに寄生効果に関連 する、ＦＭａｌＩ器２３と復調器制御電流ｒ６ｏを発生させる構成素子の間の種 々異なる特性に起因する。ｄｆｌ　の最大値は約５％である。したがって上述の 数値は、 Δｆ、＝７０ｋＨｚ　＋　０．０５４９２０ｋＨｚ　＝１１６ｋＨｚに変化する 。

そしてこれに加えて自動適合調整ループが動作中であるならば、ｄｆ＋　はその 意味を失い、式（ｌｌａ）はゼロになり、Δｆ１　の数値は、Δｆ、＝７０ｋＨ ｚに変化する。

２、較正モード ＡＦＴ回路は較正可能である。第２図の場合、スイッチ位ＩＣはこの動作モード に相応する。この目的のために精確な既知の周波数が用いられる。たとえば、色 発振器の水晶発振制御された周波数ｆｃ、＝３．５７９５４５　Ｍ　Ｈｚが、第 １の分周器２２において５分の１に低減される。したがって較正周波数ｆｃ、、 ＝７１５．９０９ｋＨｚになる。復調器制御電流Ｉ６．．はたとえば、第１の乗 算器２４１および第２の乗算器２４２において係数に＝０．７８で低減される。

これにより較正された自走周波数は、 ｆ、ｃ１＝０．７８ｋｆ、＝７１７ｋＨｚ　（１２）になる。

較正周波数ｆｌ＠１　（７１５，９０９ｋＨｚ）とＡＦＴ測定周波数ｆ□、どの 間における周波数オフセットΔＦ　＝　ｆ　、、、　ｆ　ｃａｌ　（１３）に基 づいて、′Ｉｉ２の相互コンダクタンス増幅器Ｔ２の入力側２５２に、補償電圧 Ｖ、、、−Ｖ、、が供給される。

ｖ、ｌは式（５）にしたがって、 Ｖ−ｒ　＝　Ａ　Ｆ　＊　ｋ　ｒ　（１４）になる、第２の相互コンダクタンス 増幅器Ｔ２は、相互コンダクタンスに、のときにたとえば±３００μＡの最大出 力電流を供給し、補正され較正された自走周波数に対し、 ｆ’　＋−−＋　＝　ｆ　ｌ−＋　＋　Ｖ−ｒ／　ｋ　ｒ　（１５）があてはま るように冨積コンデンサ２６（Ｃ，、□）を充電する。

そして式（ｌＯ）と同様に、 ｆ′□−＋　＝ｋ　ｍ／　（Ｃ−０，±ΔＣ）申（Ｉ　ｔ、、。−に、傘に、傘 ［ｋ。

＊（ｒ＋、、＋−ｆ、、＋）−Ｖ、＋］／（ｐ申ｃ、、、、）ｌ　（＋６）があ てはまる。

ＦＭ復調器２３と復調器制御電流１　ｔｅａ　を発生させる構成素子との間にお ける種々異なる特性に起因する理論的な周波数誤調整は、 ｆ□、、＋ΔＦ−ｆ、、Ｉ＝ｄ　ｆｌ。＋　＊　ｆ−＋　（＋７）＝０．０５本 ７１７ｋＨｚ＝３５．９ｋＨｚになり、有利には通常モード中のように自動ＩＩ ４！Ｉにより除去される。中間周波数入力側２４へは中間周波数ｒｌＦｘ４５． ７５ＭＨｚが供給され、この周波数は後続の第２の分周器２２３において、たと えば係数ｎ＝１６で低減される。低減されたこの周波数は混合器２２１において 色発振器周波数ｆａｈと混合され、これによりＦＭ復調器２３の入力側に測定周 波数 ｆ、、、＝　ｆ　ＩＦ／　１６−　ｆ、ｈ　（１８）が加わる。たとえばｆ、、 、＝４５．７５ＭＨｚ／１６−３．５７９５４５ＭＨｚ＝７２０．１７ｋＨｚで ありに、＝２０ｍＶ／ｋＨｚの場合、ΔＦ＝４．２６１ｋＨｚでありＶ−ｒ　＝ 　８５　ｍ　Ｖである。

適合調整ループの遮断周波数は、係数ｋｇ／　Ｌ　＝　３００μＡ１０．５μＡ ＝６００倍、通常モード中よりも高く、約１０ｋＨｚになる。このことにより、 有利にはｔ　ｅａｌ　＜　ｌ　Ｏ／　ｆ　、ｃ、、＝＝　Ｉ　Ｉｎ　８の短い較 正時間が可能になる。

３、ｉ１！定モード ＡＦＴ回路が測定モードで可能になる前に、２．）で述べたようにしてこの回路 を較正する必要がある。

第２図の場合、スイッチ位置”Ｍ”がこの動作モード”測定モード”に相応する 。測定モード中の信号源は、中間周波数ＶＣＯ＜電圧制御発振器）であるかまた は、中１１ｆｆ屑波数人力鍔２４における増幅され１１賑された中間周波数信号 である。この中間周波数信号の周波数ｆｌＦは第２の分局器２２３において分局 比ｎで、たとえばｎ＝１６で低減され、混合器２２１において色発振器周波数ｆ ｓｋと混合される。これにより較正モード中のようにＦＭｕｌＷ４器２３の入器 側３測定周波数ｆ、、、＝ｆ＋ｙ／Ｉ　６−ｆｃ＆が加わる。ｆ−ｒｒ＝　４５ 　、７５ＭＨｚ、ｎ＝１６およびｆｅｋ＝３．５７９５４５ＭＨｚであれば、や はりｆ、、、＝７２０．１７ｋＨｚである。

制御電流■、。、０つまりはＦＭ復調器２３の内部発振器の自走周波数ｆ　１ａ ｓｓは、較正モード中のようにに＝０．７８で乗算される。測定モード中、自動 適合調整ループはオーブンであるので、蓄積電圧ｖ１は一定であり、１１□、は 、たとえば式（ｉ　６）ｉ−打１するようにｆ’ｌｃ＋＋　と等しい。段落２． ）で述べた補償電圧Ｖ、ｃは、測定モード中、中間周波数ｆｌＦから導出された 信号の公称測定層波数ｆ　ｌｌａｍａ＠１１が’　Ｉｃａｌと等しくなるように 選定されたものである。さらに出力電圧Ｖ１　は、第■の比較器ＣＬとＩ［２の 比較器ＣＨへ供給される。

第１の比較器はさらにその入力側２５４で電圧ｖ７．「−Ｖ、、を受信し、第２ の比較器はその入力側２５３で電圧Ｖ、、、＋Ｖ、、を受信する。この場合、ｖ ｏは閾値電圧である。閾値電圧Ｖ１．を有する両方の比較器ＣＬおよびＣＨは、 ｆ□ヨが適切な値（ｆ、、、＝ｆ、、、□、）を有するか、または高すぎるか低 すぎるがを検出する。

較正モード中のように復調器特性曲線の勾配に＋＝２０ｍＶ／ｋＨｚであれば、 有利には閾値電圧としてＶｔｈ＝に＋　１１ｋＨｚ＝２０ｍＶが選定される。こ のことにより、ｌ　Ｌｅａｓｅｓ　ｆｓｇａ　ｌ≧１ｋＨｚの場合に比較器出力 信号レベルの跳躍的変化が生じることになる。その結果として生じる中間周波数 の誤調整はΔｆ＋ｙ＝ｎ＊Ｖ、ｈ／ｋｔであり、このことにより上述の鍔ではΔ ｆ、、＝１６ｋＨｚになる。ＦＭ復ｔｌｌＷＪ２３を、値Δｆ、の同期化範囲の ために構成するならば、ＡＦＴ回路はｎ＊Δｆ、までの中間周波数誤調整状態を 除去できる。たとえばｎ＝１６であれば八ｆ、＝１００ｋＨｚが有利な値である 。

有利には第２図の場合、基準電圧Ｖ　ｔ　＊　ｌ　は集積回路の動作電圧Ｖ−の 半分の値を有する。

混合器２２１と第１の分周＠２２へ供給される周波数ｆｔｋの代わりに、他の水 晶発振制御源からの周波数を用いることもでき、これは混合器へ供給され第１の 分局器の出力信号と置き換えられる。

入力側２０および２４への他の入力周波数のために。

フィルタ２２２と第１の分局器の出力側には相応に変化した周波数が発生し、さ らに係数にの値も相応に変えられ、第１の分局器２２の分周比も変えられる。た とえばＣＣＩＲ規格Ｂ／Ｇによるテレビジョン規格の場合、以下の値になる： 混合器２２１の入力側２２３の周波数：５．８７５ＭＨｚ ｒ　＋ｙ＝　３　８　、　９　ＭＨＺ ｆ、、、、、、＝３８．　９ＭＨｚ／１　６−２．　９３７５ＭＨｚ＝５０６ｋ Ｈｚ ｆ−−＋＝５００ｋＨｚ Δ　Ｆ＝６ｋＨｚ Ｖ、、＝６ｋＨｚ＊に、＝１　２０ｍＶ通常モード中のに：１．ｏ。

それ以外のに：１．０１ 第３図には集積回路の一部分が示されており、ここでは本発明によるＡＦＴ回路 を用いて音声を復調する構成が示されている（通常モードのみ）。

変換器３８はその入力側で中間周波信号を受信し、たとえば４．５１５．５／６ ．０ＭＨｚまたは６．５ＭＨｚの音声中間周波信号のような濾波された出力信号 が、第１の混合器３２１の第１の入力側へ導かれる。

この混合器は第２図中の混合器２２１に相応し得るものである。第１の混合器３ ２１はその第２の入力側で、適切な混合周波数を供給する■ＣＯ回路３７２の出 力信号を受信する。この出力信号は、分周器３７３を介し、て第２の混合器３７ ４の第１の入力側へ転送される。

この第２の混合器はその第２の入力側で、基準発振器３７１からの信号を受信す る。第２の混合器３７４の出力信号は、ループフィルタ３７５を介してｖＣＯ回 路３７２へ供給され、これによって制御ループが閉じられている。この制御ルー プは、第２図のところで述べた自動適合調整ループの機能を実行する。第１の混 合器３２１の出力信号はフィルタ３２２へ達し、このフィルタの機能は第２図中 のフィルタ２２２の機能に相応する。次に、濾波された信号はリミッタ３９１を 介してＦＭ復調器３３へ供給される。このＦＭ復調器は第２図中のＦＭ復調器２ ３に相応する０次にＦＭ復調器３３の出力信号は、第１の低域通過フィルタ３９ ３と第２の低域通過フィルタ３９２において帯域制限される。第１の低域通過フ ィルタの出力側から音声信号を取り出すことができ、第２の低域通過フィルタの 出力側から制御電圧を取り出すことができ、この制御電圧は微同調のためにＦＭ 復調Ｍ３３およびフィルタ３２２へ供給される。第１の低域通過フィルタの遮断 周波数はたとえば１００ｋＨｚ付近にあり、Ｉ［２の低域通過フィルタの遮断周 波数はたとえば２０Ｈｚ付近にある。第２の低域通過フィルタ３９２に属するコ ンデンサは、外部からこの集積回路に接続可能であるようにしてもよい。

たとえば音声多重搬送方式の場合のようにステレオまたは多重音声信号の場合に は、フィルタ３２２、リミッタ３９１．ＦＭ復調器３３、第１の低域通過フィル タ３９３ならびに第２の低域通過フィルタ３９２は、相応に２つずつ設けられる 。

ＦＩＧ、Ｉ ＦＩＧ、３ 補正書の翻訳文提出書く特許法第１８４条の８）平成　５年　７月２９日

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．高精度の周波数自動同調方法において、集積回路内の周波数平衝調整可能な アナログ回路（２３，３３）を適合調整させるために、高精度の基準周波数（ｆ ｃｈ）に依存して少なくとも１つの制御量（Ｉｅｏｎ）を形成して記憶し、該制 御量の値は、前記集積回路中の基準回路構成部（Ｃｃａｌ）によっても作用を受 け、 微同調のために、順次連続して種々異なる動作モード（Ｃ，Ｍ，Ｎ）を投入する ことを特徴とする、高精度の周波数自動同調方法。
2. ２．３つの動作モード（Ｃ，Ｍ，Ｎ）が設けられている、請求項１記載の方法。
3. ３．較正モード（Ｃ）、測定モード（Ｍ）ならびに通常モード（Ｎ）から成る動 作モードが設けられており、前記較正モード中、基準周波数（ｆｃｈ）または該 基準周波数から導出された周波数（ｆｃａｌ）をアナログ回路（２３，３３）の 平衝調整に用い、この平衝調整状態を保持しながら測定モード中、以前に平衡調 整されたアナログ回路を用いて徴同調を実行し、通常モード中、前記アナログ回 路をその通常の機能に応じて使用する、請求項２記載の方法。
4. ４．徴同調すべき周波数へ最初に調整する際、または変化された微同調すべき周 波数へ調整する際、少なくとも１回、順次連続して較正モード（Ｃ）、測定モー ド（Ｍ）および通常モード（Ｎ）を投入する、請求項１〜３のいずれか１項記載 の方法。
5. ５．前記制御量は制御電流（Ｉｃｏｎｏ，Ｉｃｏｒ，Ｉｃｏｎ）である、請求項 １〜４のいずれか１項記載の方法。
6. ６．前記基準回路構成部はコンデンサ（Ｃｌａｃ）である、請求項１〜５のいず れか１項記載の方法。
7. ７．前記の周波数平衡調整可能なアナログ回路は、電流制御形内部発振器または 電流制御形周波数発生器を備えたＦＭ復調器（２３，３３）である、請求項１〜 ６のいずれか１項記載の方法。
8. ８．請求項１〜７のいずれか１項記載の方法のための高精度の周波数自動同調回 路装置において、制御量（Ｉｃｏｎ）により周波数平衡調整可能なアナログ回路 （２３，３３）と、高精度の基準周波数（ｆｃｈ）のための供給点と、第１のス イッチおよび第２のスイッチならびに第３のスイッチと、第１の割制御幅器（Ｔ １）および第２の制御増幅器（Ｔ２）ならびに第３の制御増幅器（Ｔ３）と、第 １の比較器（ＣＬ）および第２の比較器（ＣＨ）と、加算器（２１）と、内部コ ンデンサ（Ｃｉｎｔ）とが設けられており、アナログ回路（２３）の出力電圧（ Ｖｉ）は、第１の制御増幅器（Ｔ１）および第２の制御増幅器（Ｔ２）の第２の 入力側と、第１の比較器（ＣＬ）および第２の比較器（ＣＨ）の第２の入力側へ 供給され、通常モード中、基準電圧（Ｖｒａｆ）は第１の制御増幅器（Ｔ１）の 第１の入力側（２５１）へ供給され、較正モード中、基準電圧（Ｖｒａｆ）と補 償電圧（Ｖｏｒ）から合成された電圧は、第２の制御増幅器（Ｔ２）の第１の入 力側（２５２）へ供給され、測定モード中、基準電圧（Ｖｒａｆ）と閾値電圧（ Ｖｒｈ）の差電圧は、第１の比較器（ＣＬ）の第１の入力側（２５４）へ供給さ れ、基準電圧（Ｖｒａｆ）と閾値電圧（Ｖｔｈ）の和電圧は、第２の比較器（Ｃ Ｈ）の第１の入力側（２５３）へ供給され、 通常モード中、第１の制御増幅器（Ｔ１）の出力信号は、第３の切換スイッチの 第１の入力側（Ｎ）へ供給され、 較正モード中、第２の制御増幅器（Ｔ２）の出力信号は、第３の切換スイッチの 第３の入力側（Ｃ）へ供給され、 第３の切換スイッチの出力信号は、第３の制御増幅器（Ｔ３）の入力側へ供給さ れ、 第３の制御増幅器（Ｔ３）の出力信号は、加算器（２１）の第１の入力側へ供給 され、 内部コンデンサの値（Ｃｌａｔ）から導出され係数（ｋ）により変換された信号 は、加算器（２１）の第２の入力側へ供給され、 加算器（２１）の出力信号は、アナログ回路（２３）の制御入力側へ供給され、 通常モード中、アナログ回路（２３）中で処理されるべき使用信号は、第１の切 換スイッチの第１の入力側（Ｎ）へ供給され、 較正モード中および測定モード中、補助信号周波数は第１の切換スイッチの第２ の入力側（Ｃ，Ｍ）へ供給され、 較正モード中、基準周波数（ｆｃｈ）または該周波数から導出された周波数（ｆ ｅｎｌ）は、第２の切換スイッチの第１の入力側（Ｃ）へ供給され、第１の切換 スイッチの出力信号から導出された信号周波数（ｆａ）は，第２の切換スイッチ の第２の入力側（Ｎ，Ｍ）へ供給され、 第２の切換スイッチの出力信号はアナログ回路（２３）へ供給されることを特徴 とする、 高精度の周波数自動同調回路装置。
9. ９．前記の第１、第２および第３の制御増幅器は相互コンダクタンス増幅器であ り、該相互コンダクタンス増幅器の出力信号、前記加算器（２１）の第１および 第２の入力側における信号、ならびに該加算器の出力信号は電流である、請求項 ８記載の装置。
10. １０．前記の合成電圧は差電圧である、請求項８または９記載の装置。
11. １１．係数（ｋ）により変形された前記の信号は、乗算器（２４１）において係 数（ｋ）で乗算された信号である、請求項８〜１０のいずれか１項記載の装置。