CN102843018B - 模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法 - Google Patents

Abstract

模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法，模块化多电平换流器MMC的电路拓扑结构中，上桥臂和下桥臂各有N个子模块，将调制波归一化到（-1,1）区间，分N段处理，根据预设输出以及积分比较互补调制得到2N个PWM输出，然后通过双循环映射选择将所述2N个PWM输出分配到2N个子模块上，使MMC输出调制波的电压波形，其中MMC电路的电容电压波动作为反馈量反馈到积分比较互补调制中，以实现电容电压波动的稳定。本发明调制方法可用于中高压、大功率场合的MMC的控制信号调制。

Description

模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法

技术领域

本发明涉及模块化多电平换流器，为一种模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法，可用于中高压、大功率场合的模块化多电平换流器MMC的控制信号调制。

背景技术

模块化多电平换流器MMC，其最早在2002年由慕尼黑联邦国防军大学Marquardt等人提出的。其优势在于：具有整流和逆变状态四象限运行的特点；硬件结构模块化可满足不同的电压等级，可降低成本；可满足多电平换流器对用于高压大功率的需求，无需变压器；冗余化设计提高故障穿越能力等，近年逐渐得到了越来越多的关注。

模块化多电平逆变电路每相由一系列子模块(submodule,SM)串联得到。每个SM都与电容并联，相当于1个独立的直流源，所有的SM参数均相等。通过SM单元开关器件开通或关断来控制SM输出电平。MMC每相上下桥臂各有N个SM，那么最多可以输出N+1种电平。

目前模块化多电平逆变器的控制方法，主要有最近电平逼近法（NLM），载波移相法（CPSPWM），载波层叠调制法（DPSPWM），消除特定次谐波调制法（SHEPWM），电压空间矢量调制法（SVPWM）等。

最近电平逼近法使用于模块数较高的场合，但其存在模块的优化排序和频繁选择问题；载波移相调制法是一种相对成熟的调制方法，在MMC研究中应用较多，但载波移相并不是严格的N+1电平调制，同时需要单独的控制系统来实现电容电压的平衡，会有系统失稳的可能；载波层叠无法实现自然功率均衡；消除特定次谐波调制法，在计算开关点的时候需要解非线性超越方程，计算复杂，一般通过离线查表法完成控制，动态特性差；空间矢量调制法，其电平数与电压空间矢量数目成三次方关系，随着电平数的增加，矢量选择的复杂度将会大幅提高。本发明在低开关损耗、控制方法简单的基础之上，实现了低谐波的电压输出，并能很好地抑制悬浮电容的电压波动，且不会存在失控的情况。

发明内容

本发明要解决的问题是：模块化多电平换流器MMC的控制方法存在缺陷，不能稳定工作，控制方法复杂，本发明的目的是在不改变硬件的条件下，降低开关损耗，且控制方法更为简单，实现低谐波的电压输出，并能很好地抑制悬浮电容的电压波动，且不会存在失控的情况。

本发明的技术方案为：模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法，模块化多电平换流器MMC的电路拓扑结构中，每相由一系列子模块串联得到，上桥臂和下桥臂各有N个子模块，将调制波归一化到（-1,1）区间，分成N段进行分段处理，根据预设输出以及积分比较互补调制得到2N个PWM输出，然后通过双循环映射选择将所述2N个PWM输出分配到对应的子模块上，输入模块化多电平换流器MMC，使其输出调制波的电压波形，其中模块化多电平换流器电路的电容电压波动作为反馈量反馈到积分比较互补调制中，进行电容电压动态平衡控制，实现电容电压波动的稳定。

全部调制过程均通过DSP+FPGA软件编程进行控制，包括以下步骤：

步骤一：对调制波分段处理，

根据调制波的幅值范围把调制波分成N个区域，此步骤的输出为调制波的所处区域信息，即某时刻调制波正处于哪一个区域，其分段方法如下：对于一个上下桥臂共有2N个模块的MMC，将调制波幅值归一化到（-1,1）区间，并分成N个小区域，每段区域的长度为2/N，分别为：(-1,-1+2/N)，(-1+2/N,-1+4/N)，……，(1-4/N,1-2/N)，(1-2/N,1)，根据调制波的幅值来判断调制波处于哪一个区域；

步骤二：积分比较互补调制、预设输出，

根据分段处理后得到的区域信息以及MMC电路电容电压波动的反馈量，来进行脉冲调制，其中积分比较互补调制的输入为分段处理后的区域信息及调制波形和MMC电路电容电压波动的反馈量，输出为对应上下桥臂各一个子模块的两个控制脉冲，默认设置为上下桥臂各自的第一个子模块；预设输出根据调制波所处区域，将预设好的2N-2个脉冲信号输出给除了互补调制的2个子模块之外的剩余的2N-2个子模块，所述预设输出与调制波所处区域对应，设(-1,-1+2/N)为第1区域，(1-2/N,1)为第N区域，则第k区域对应的预设输出情况为：上桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为0，其余为1，下桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为1，其余为0，积分比较互补调制的输出与预设输出相互配合，输出2N个脉冲信号；

步骤三：双循环映射选择，

对步骤二得到的2N个脉冲信号，进行次序优化，即改变步骤二得到的2N个脉冲信号与实际输给MMC电路2N个子模块的脉冲信号之间对应而得的虚拟映射表，对MMC电路输出对应2N个子模块的2N个控制脉冲，所述次序优化为：上下桥臂各自对步骤二得到的虚拟映射表的映射关系进行错位循环，每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器指针来控制虚拟映射表的映射次序，根据循环后的虚拟映射表实现对实际子模块的驱动输出；

步骤四：悬浮电容电压反馈，

将步骤三中得到的2N个控制脉冲输入到MMC电路中，采集MMC电路2N个子模块中的电容电压，并作为反馈量，通过一个PI环节，作为步骤二中积分比较互补调制中积分参数的调节量ΔB，进行电容电压动态平衡控制，形成闭环以控制电容电压的稳定；

步骤四中接收2N个控制脉冲的MMC电路输出调制波的电压波形。

积分比较互补调制首先根据调制波所处区域，对调制波进行预处理，预处理的处理方法是对调制波的幅值取绝对值使之为正，然后减去2/N的相应倍数使调制波的幅值处在(0,2/N)区域内，再进行积分比较调制；积分比较调制是根据面积等效原则，对积分常数B进行积分，再与调制波进行比较，B的值为MMC电路电容电压反馈经PI环节输出的ΔB与B的初始值的和，B的初始值取0.5，调制得到的对应上下桥臂的脉冲信号互为反相，从而使此对互补调制子模块每时刻始终只投入一个，实现MMC电路中每时刻只有N个子模块接入。

双循环映射选择具体为：设PWMp和PWMn分别表示采用积分比较互补调制时的得到的虚拟调制输出信号，In2~InN、InN+2~In2N表示根据调制波所处区域得到的上下桥臂对应的剩余子模块的预设输出信号，Pulse1~Pulse2N表示实际输出给从上到下2N个子模块的控制脉冲，对于虚拟映射表，将积分比较互补调制和预设输出的信号作为输入脉冲，实际输出给2N个子模块的控制脉冲作为输出脉冲，上下桥臂各自进行错位循环来选择虚拟映射表的映射次序，每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器来控制虚拟输出信号与实际子模块的对应次序，计数器的频率和积分比较互补调制中的积分器清零脉冲频率相同，积分比较互补调制的积分器每清零一次，计数器则进行一次计数：

当计数器为1时，输入脉冲即为输出脉冲，即对上桥臂：PWMp~Pulse1，In2~Pulse2，……，InN~PulseN；对下桥臂：PWMn~PulseN+1，InN+2~PulseN+2，……，In2N~Pulse2N；

当计数器为2时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位，对上桥臂即PWMp~Pulse2，In2~Pulse3，……，InN-1~PulseN，InN~Pulse1；对下桥臂：PWMn~PulseN+2，InN+2~PulseN+3，……，In2N-1~Pulse2N，In2N~PulseN+1；

当计数器为3时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位，对上桥臂即PWMp~Pulse3，In2~Pulse4，……，InN-2~PulseN，InN-1~Pulse1，InN~Pulse2；对下桥臂：PWMn~PulseN+3，InN+2~PulseN+4，……，In2N-2~Pulse2N，In2N-1~PulseN+1，In2N~PulseN+2；

一直到计数器为N，此时的对应次序为：上桥臂PWMp~PulseN，In2~Pulse1，In3~Pulse2，……，InN~PulseN-1；对下桥臂：PWMn~Pulse2N，InN+2~PulseN+1，InN+3~PulseN+2，……，In2N~Pulse2N-1；

之后计数器再次回到1，开始下一轮循环；

MMC电路的子模块根据虚拟映射表的输出脉冲，调制输出对应波形。

本发明提出一种新的用于MMC的变积分双循环映射调制法，由于调制的全部过程都通过软件编程实现控制，没有增加电路，在不改变原MMC电路硬件的条件下，降低了开关损耗，且控制方法更为简单，实现了低谐波的电压输出，并能很好地抑制悬浮电容的电压波动，且不会存在失控的情况。

与现有的调制算法相比，本发明的变积分双循环映射调制法具有以下有益效果：

1、投入模块数固定，减少桥臂间的环流。

2、控制方法简单，只需要几个积分比较环节，不需要像PSPWM一样为了平衡电压要加独立的控制器。

3、上下桥臂互补配合调制，不存在系统参数选择不当而失稳的情况。

4、上下桥臂只各有一个模块采用PWM调制，开关频率低，而输出电压更接近调制波，输出谐波小。

5、采用双循环映射模块选择策略，子模块投入的次数平均，电容电压稳定，且可以使子模块的输出电平连续，从而降低了开关器件的实际工作频率。

6、采用变积分动态电压控制策略，实时动态调节电容电压的波动，使电容电压的波动得到有效的抑制。

附图说明

图1是模块化多电平换流器MMC的电路拓扑结构。

图2是本发明可变积分双循环映射脉宽调制法的流程图。

图3是本发明积分比较调制原理。

图4是本发明调制波的分段处理。

图5是本发明双循环映射的选择示意图。

图6是本发明上桥臂变积分电容电压平衡控制原理。

图7是本发明下桥臂变积分电容电压平衡控制原理。

图8是本发明调制信号及其对应调制输出波形。

图9为本发明实施例N=4时，（a）是PWM载波信号，（b）为对应的输出给MMC电路子模块5的实际输出波形。

图10为本发明实施例N=4时，电容电压动态平衡控制下的电容电压波形，（a）为子模块5的电容参数发生漂移时，其相对其它下桥臂的子模块6－8电容电压的比较情况，（b）为通过本发明电压动态平衡控制后的输出情况。

具体实施方式

本发明方法首先建立虚拟调制的概念，并将MMC的一相上下桥臂看成一个整体进行互补调制以保证任意时刻只有N个模块投入的思想，对调制波进行分区域处理，分为N个区域，建立上下桥臂的虚拟映射表，对各个区域处理时，选择上下桥臂各一对子模块进行相配合的PWM调制，两个子模块控制脉冲反相，故每次只投入一个子模块，对于整个调制波来说，投入子模块数恒为N；对于不同的小区域，调制波形采用对应不同区域的处理方法进行积分比较互补调制，同时配合其他子模块预设输出情况，实现不同电平的调制输出，使得MMC输出波形更加接近调制波形，且谐波较低。

本发明提出一种双循环映射的模块选择方案，上下桥臂各自进行循环，来控制积分比较互补调制配合预设输出得到的2N个脉冲信号和实际输给MMC电路2N个子模块的脉冲信号之间对应的虚拟映射表，从而实现了电压平衡。每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器指针来控制虚拟映射表中输入脉冲与实际输出给系统子模块的控制脉冲之间的映射次序，每一个循环周期之中，每一个子模块均有一次参与积分比较调制的机会，因此在电容电压可以得到有效的均衡，从而实现了电容电压的平衡。除此之外，这种双循环选择方法还可以使子模块的输出电平连续，从而降低了开关器件的实际工作频率。

本发明还提出一种变积分控制的电容电压控制策略方法，不仅在系统对称的情况下，能够实现其功能，而且具备一定的动态调节能力，能够保证系统在误差累积和器件参数偏差情况有一定的纠错能力。本方法以当前电压与上桥臂或下桥臂的平均电压之差为反馈量，可以通过改变积分常数B来获得相应的动态调节效果，从而实现了电容电压波动的抑制。

图1展示了MMC换流器的电路拓扑结构，每相由一系列子模块(submodule,SM)串联得到，上桥臂和下桥臂各有N个子模块，每个子模块的结构完全相同，桥臂的中间点（上下桥臂连接点）处电压作为输出电压，而上下桥臂在出口处均有一个电感，可限制相间环流的作用。每个SM均为单臂半桥电路与电容并联，相当于1个独立的直流源。通过SM单元开关器件开通或关断来控制SM输出电平，稳态运行时SM存在2种电平输出状态：当每个SM单元的IGBT1导通时，SM输出为UC，表示其接入电路，为接入状态；当IGBT2导通时，SM输出为0，为短路状态。因此，每个SM都可以输出UC和0这2种电平。因此，通过调整上下桥臂子模块的接入数目和方式，可以改变输出电压的电平，实现了多电平。但是，为了保持电容电压的稳定，每时刻接入的上下桥臂所有子模块数目必须恒为N，这样保证上下桥臂电压之和等于直流侧电压。

图2展示了本发明可变积分双循环映射脉宽调制法的流程图。根据待调制的已进行归一化处理的幅值在（-1,1）之间的调制波，调制出与模块化多电平换流器各子模块相匹配的控2N个控制脉冲，最终使模块化多电平换流器输出调制波的电压波形，所述归一化处理为对调制波的幅值除以2Ud/N，其中Ud为MMC换流器直流侧正负母线之间的电压。调制波首先进行分段处理，然后根据预设的信号分配以及积分比较互补调制得到2N个PWM输出，然后通过双循环映射选择策略将PWM输出分配到对应的子模块上。主电路的电容电压波动作为反馈量反馈到积分互补调制模块中，来实现电容电压波动的稳定。具体实现方法如下：

步骤一：

对调制波的分段处理，即根据调制波的幅值范围把调制波分成N个区域，此步骤的输出为调制波的所处区域信息，即某时刻调制波正处于哪一个区域。

其分段方法如下：对于一个上下桥臂共有2N个模块的MMC，将调制波幅值归一化到（-1,1）区间，并分成N个小区域，每段区域的长度为2/N：(-1,-1+2/N)，(-1+2/N,-1+4/N)，……，(1-4/N,1-2/N)，(1-2/N,1)。则可根据调制波的幅值来判断调制波处于哪一个区域。

步骤二：

积分比较互补调制、预设输出，即根据分段处理后得到的区域信息和调制波形，以及MMC电路电容电压波动的反馈量，来进行脉冲调制，其中积分比较互补调制的输出为对应上下桥臂各一个子模块的两个控制脉冲，预设输出则根据区域信息输出剩余2N-2个子模块对应的控制脉冲。两个模块相互配合，输出2N个脉冲信号。

积分比较互补调制，首先根据调制波所处区域，对调制波进行预处理，其具体处理方法是对调制波的幅值取绝对值使之为正，然后减去2/N的相应倍数使调制波的幅值处在(0,2/N)区域内，则可进行积分比较调制，其原理见图3。积分比较调制，则是根据面积等效原则，对积分常数B进行积分，再与调制波进行比较。图3中v为PWM输出对应的实际调制信号，B为积分常数，RS触发器的Q和/Q输出用于驱动上下桥臂。

B的值与电容电压反馈量有关，为MMC电路电容电压反馈经PI环节输出的ΔB与其初始值的和。在初始时，反馈量对B没有影响，B的初始值取0.5。当其积分值小于调制波的时候，调制输出为1，在某时刻积分值大于调制波，则调制输出变成0。通过定频信号对积分器进行清零，则其频率则相当于采样频率。其输出的PWM波形满足等面积定理。积分比较互补调制输出脉冲给一个上桥臂的子模块，其输出脉冲的反相信号输出给一个下桥臂的子模块，则此对子模块每时刻只有一个子模块投入，达到了互补效果，且配合输出了预处理后的调制波。

预设输出是为了配合积分比较互补调制，根据调制波所处区域，将事先预设好的2N-2个脉冲信号输出给除了互补调制的2个子模块之外的剩余的2N-2个子模块。预设输出的预设值和调制波所处区域有关，其与积分比较互补调制相互配合共同输出的2N个脉冲信号，通入主电路的2N个子模块中，可以使MMC电路输出调制波电压。所述预设输出与调制波所处区域对应，设(-1,-1+2/N)为第1区域，(1-2/N,1)为第N区域，则第k区域对应的预设输出情况为：上桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为0，其余为1，下桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为1，其余为0，

为了说明积分比较互补调制和预设输出的配合过程，下面将以N=4的情况来详尽说明。图4展示了N=4时本算法对调制波进行分段处理的方案。

首先，将归一化的调制波（-1,1）分成（-1，-0.5），[-0.5，0），[0，0.5），[0.5，1）四个小区域，而对于每一个小区域，分别进行预处理，并对应设置相应的预设输出，具体的方案见表1。

表1N=4时的预处理方案和预设输出

表中子模块1～4为上桥臂子模块，5～8为下桥臂子模块。

其配合可完好输出调制波波形，理论证明如下：

(1)当分区域后的调制波v_i处于（-1，-0.5）区域时，对于互补虚拟子模块的PWM调制，其PWM调制波v为：

$v=\left|v_i\right|-\frac{1}{2}---\left(1\right)$

此时，上桥臂投入子模块的输出电压v_p为：

$v_p=\left|v_i\right|-\frac{1}{2}---\left(2\right)$

而对应的下桥臂的子模块脉冲与之反相，则下桥臂投入子模块的输出电压v_n为：

$v_n=\frac{1}{2}-v_p=1-\left|v_i\right|---\left(3\right)$

由于此对子模块的控制脉冲反相，故任意时刻此对子模块只投入一个。而此时剩余的3个子模块投入分配，则是上桥臂投入3个子模块，下桥臂投入0个子模块。故此时的输出电压v_o为：

v_o=-1+1-|v_i|＝v_i                （4）

(2)当分区域后的调制波v_i处于[-0.5，0）区域时，PWM调制波v为：

v=|v_i|                          （5）

上桥臂投入子模块的输出电压为：

v_p=|v_i|                         （6）

而对应的下桥臂的子模块脉冲与之反相，则下桥臂投入子模块的输出电压为。

$v_n=\frac{1}{2}-v_p=\frac{1}{2}-\left|v_i\right|---\left(7\right)$

此时剩余的3个子模块投入分配，则是上桥臂投入2个子模块，下桥臂投入1个子模块。故此时的输出电压为：

$v_o=-1+\frac{1}{2}+\frac{1}{2}-\left|v_i\right|=v_i---\left(8\right)$

(3)当分区域后的调制波v_i处于[0，0.5）区域时，PWM调制波v为：

v＝v_i                           （9）

下桥臂投入子模块的输出电压为：

v_n=v_i                         （10）

而对应的上桥臂的子模块脉冲与之反相，则上桥臂投入子模块的输出电压为：

$v_p=\frac{1}{2}-v_n=\frac{1}{2}-v_i---\left(11\right)$

此时剩余的3个子模块投入分配，则是上桥臂投入1个子模块，下桥臂投入2个子模块。故此时的输出电压为：

$v_o=-1+\frac{1}{2}+\frac{1}{2}+v_i=v_i---\left(12\right)$

(4)当分区域后的调制波v_i处于[0.5，1）区域时，PWM调制波v为：

$v=v_i-\frac{1}{2}---\left(13\right)$

下桥臂投入子模块的输出电压为：

$v_n=v_i-\frac{1}{2}---\left(14\right)$

而对应的上桥臂的子模块脉冲与之反相，则上桥臂投入子模块的输出电压为：

$v_p=\frac{1}{2}-v_n=1-v_i---\left(15\right)$

此时剩余的3个子模块投入分配，则是上桥臂投入0个子模块，下桥臂投入3个子模块。故此时的输出电压为：

$v_o=-1+\frac{1}{2}+\frac{1}{2}+\frac{1}{2}+v_i-\frac{1}{2}=v_i---\left(16\right)$

故综上可得，通过积分比较互补调制和预设输出的相互配合，可以完满地使MMC电路输出调制波电压。此方法结构简单，在3相MMC调制时，在系统对称的情况下，只需要3个积分器并结合信号预置，也就是预置输出，即可实现MMC的调制输出。

步骤三：

双循环映射选择，其输入输出皆为对应2N个子模块的2N个控制脉冲，但此步骤将步骤二中得到的2N个控制脉冲进行次序优化，使其悬浮电容电压稳定，调节电容电压平衡。

虽然积分比较互补调制加上预设输出可以实现逆变，但是如果直接按照表1的次序输出，则会产生脉冲分配不均的情况，有的子模块投切频繁，有的子模块投入时间过长，势必会造成悬浮电容的电压不平衡。所以实际上，步骤二输出的脉冲信号只是一种虚拟调制输出信号，并非真正通到对应子模块上的控制信号。其中间过程还需要通过一种双循环映射选择方法，来对输入的脉冲进行重排序，使每个子模块的脉冲分配均匀，从而有利于电容电压的稳定。

图5展示了本发明涉及的双循环映射选择方法。图中的PWMp和PWMn分别表示采用互补PWM调制时的得到的虚拟调制输出信号，而In2~InN、InN+2~In2N表示根据所处区域得到的上下桥臂对应的剩余子模块的预设输出信号，而Pulse1~Pulse2N表示实际输出给从上到下2N个子模块的控制脉冲。对于虚拟映射表，将积分比较互补调制和预设输出的信号作为输入脉冲，实际输出给2N个子模块的控制脉冲作为输出脉冲，上下桥臂各自进行错位循环来选择虚拟映射表的映射次序，

本发明中，上下桥臂各自进行循环来选择积分比较互补PWM的子模块。每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器来控制虚拟输出信号与实际子模块的对应次序。计数器的频率和积分比较互补调制中的积分器清零脉冲频率相同，每经过一个采样周期，也就是积分比较互补调制的积分器每清零一次，计数器则进行一次计数。

当计数器为1时，输入脉冲即为输出脉冲。即对上桥臂：PWMp~Pulse1，In2~Pulse2，……，InN~PulseN；对下桥臂：PWMn~PulseN+1，InN+2~PulseN+2，……，In2N~Pulse2N。

当计数器为2时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位。对上桥臂即PWMp~Pulse2，In2~Pulse3，……，InN-1~PulseN，InN~Pulse1；对下桥臂：PWMn~PulseN+2，InN+2~PulseN+3，……，In2N-1~Pulse2N，In2N~PulseN+1。

当计数器为3时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位。对上桥臂即PWMp~Pulse3，In2~Pulse4，……，InN-2~PulseN，InN-1~Pulse1，InN~Pulse2；对下桥臂：PWMn~PulseN+3，InN+2~PulseN+4，……，In2N-2~Pulse2N，In2N-1~PulseN+1，In2N~PulseN+2。

照此规律，一直到计数器为N，此时的对应次序为：上桥臂PWMp~PulseN，In2~Pulse1，In3~Pulse2，……，InN~PulseN-1；对下桥臂：PWMn~Pulse2N，InN+2~PulseN+1，InN+3~PulseN+2，……，In2N~Pulse2N-1。

之后计数器再次回到1，开始下一轮循环。

计数器的每一个从1到N再回到1的循环周期之中，每一个实际子模块均有一次参与互补PWM调制的机会，而同样的每一个子模块也将N-1次接受预置输出信号，波形是具有对称性的，因此悬浮电容电压可以得到有效的均衡，从而实现了电容电压的平衡。

除此之外，上下桥臂的控制脉冲按照此种循环方式，对每个子模块而言，相同的输出电平是连续的，因此这种双循环选择策略还可以减少子模块的开关次数，降低了开关器件的实际工作频率。

关于这种双循环选择方法，具体实现方式可以通过FPGA编程控制实现。

步骤四：

悬浮电容电压反馈，即将步骤三中得到的2N个脉冲接到主电路中，采集主电路2N个子模块中的电容电压，并作为反馈量，通过一个PI环节，作为步骤二中积分比较互补调制中积分参数的调节量，形成闭环以控制电容电压的稳定。

以N=4的实施例为例，图6展示了针对上桥臂的变积分电压动态控制方法，图7展示了针对下桥臂的变积分电压动态控制方法。如图6、图7，其输入量为当前电容电压Vci与所述桥臂电容电压平均值的差值，经过一个PI环节得到一个反馈量ΔB来对B进行修正，其中，PI环节的传递函数K_P、K_I分别为PI环节的比例常数和积分常数。本方法同时可以通过改变积分常数B’来获得相应的动态调节效果，具体见公式（17）：

B′＝B+ΔB            （17）

其中，ΔB的取值不仅和电容电压相互间的偏差有关，而且与当前PWM对应的子模块的充放电状态有关。图6、图7中乘积项K＝1或－1，取决于桥臂当前电流的方向，当对子模块而言是充电方向时，取1，反之，取－1。

图8展示了调制信号及其对应的调制输出波形，可见本调制方法可以很好地输出调制波的波形。图9展示了载波信号及对应器件PWM实际输出波形，可见通过双循环映射模块选择策略不仅可以均衡电容电压，也可以将有效地降低开关器件的实际工作频率。

图10是电容电压动态平衡控制下的电容电压波形。图10（a）为子模块5的电容参数发生漂移时，其相对其它下桥臂的子模块6－8电容电压的比较情况。图10（b）为通过上述方法经电压动态平衡控制后的输出情况，图中可见电容电压的仿差得到了有效地控制。

Claims (2)

1.模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法，模块化多电平换流器MMC的电路拓扑结构中，每相由一系列子模块串联得到，上桥臂和下桥臂各有N个子模块，其特征是将调制波归一化到(-1,1)区间，分成N段进行分段处理，根据预设输出以及积分比较互补调制得到2N个PWM输出，然后通过双循环映射选择将所述2N个PWM输出分配到对应的子模块上，输入模块化多电平换流器MMC，使其输出调制波的电压波形，其中模块化多电平换流器电路的电容电压波动作为反馈量反馈到积分比较互补调制中，进行电容电压动态平衡控制，实现电容电压波动的稳定；

全部调制过程均通过DSP+FPGA软件编程进行控制，包括以下步骤：

步骤一：对调制波分段处理，

根据调制波的幅值范围把调制波分成N个区域，此步骤的输出为调制波的所处区域信息，即某时刻调制波正处于哪一个区域，其分段方法如下：对于一个上下桥臂共有2N个模块的MMC，将调制波幅值归一化到(-1,1)区间，并分成N个小区域，每段区域的长度为2/N，分别为：(-1,-1+2/N)，(-1+2/N,-1+4/N)，……，(1-4/N,1-2/N)，(1-2/N,1)，根据调制波的幅值来判断调制波处于哪一个区域；

步骤二：积分比较互补调制、预设输出，

根据分段处理后得到的区域信息、调制波形以及MMC电路电容电压波动的反馈量，来进行脉冲调制，其中积分比较互补调制的输入为分段处理后的区域信息及调制波形和MMC电路电容电压波动的反馈量，输出为对应上下桥臂各一个子模块的两个控制脉冲，默认设置为上下桥臂各自的第一个子模块；预设输出根据调制波所处区域，将预设好的2N-2个脉冲信号输出给除了互补调制的2个子模块之外的剩余的2N-2个子模块，所述预设输出与调制波所处区域对应，设(-1,-1+2/N)为第1区域，(1-2/N,1)为第N区域，则第k区域对应的预设输出情况为：上桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为0，其余为1，下桥臂除了互补调制的子模块外按顺序前k-1个子模块对应脉冲信号为1，其余为0，积分比较互补调制的输出与预设输出相互配合，输出2N个脉冲信号；

步骤三：双循环映射选择，

对步骤二得到的2N个脉冲信号，进行次序优化，即改变步骤二得到的2N个脉冲信号与实际输给MMC电路2N个子模块的脉冲信号之间对应而得的虚拟映射表，对MMC电路输出对应2N个子模块的2N个控制脉冲，所述次序优化为：上下桥臂各自对步骤二得到的虚拟映射表的映射关系进行错位循环，每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器指针来控制虚拟映射表的映射次序，根据循环后的虚拟映射表实现对实际子模块的驱动输出；

步骤四：悬浮电容电压反馈，

将步骤三中得到的2N个控制脉冲输入到MMC电路中，采集MMC电路2N个子模块中的电容电压，并作为反馈量，通过一个PI环节，作为步骤二中积分比较互补调制中积分参数的调节量ΔB，进行电容电压动态平衡控制，形成闭环以控制电容电压的稳定；

步骤四中接收2N个控制脉冲的MMC电路输出调制波的电压波形；

其中，积分比较互补调制首先根据调制波所处区域，对调制波进行预处理，预处理的处理方法是对调制波的幅值取绝对值使之为正，然后减去2/N的相应倍数使调制波的幅值处在(0,2/N)区域内，再进行积分比较调制；积分比较调制是根据面积等效原则，对积分常数B进行积分，再与调制波进行比较，B的值为MMC电路电容电压反馈经PI环节输出的ΔB与B的初始值的和，B的初始值取0.5，调制得到的对应上下桥臂的脉冲信号互为反相，从而使此对互补调制子模块每时刻始终只投入一个，实现MMC电路中每时刻只有N个子模块接入。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平换流器的可变积分双循环映射脉宽调制法，其特征是双循环映射选择具体为：设PWMp和PWMn分别表示采用积分比较互补调制时的得到的虚拟调制输出信号，In2～InN、InN+2～In2N表示根据调制波所处区域得到的上下桥臂对应的剩余子模块的预设输出信号，Pulse1～Pulse2N表示实际输出给从上到下2N个子模块的控制脉冲，对于虚拟映射表，将积分比较互补调制和预设输出的信号作为输入脉冲，实际输出给2N个子模块的控制脉冲作为输出脉冲，上下桥臂各自进行错位循环来选择虚拟映射表的映射次序，每一个循环通过一个值为1到N的循环计数器来控制虚拟输出信号与实际子模块的对应次序，计数器的频率和积分比较互补调制中的积分器清零脉冲频率相同，积分比较互补调制的积分器每清零一次，计数器则进行一次计数：

当计数器为1时，输入脉冲即为输出脉冲，即对上桥臂：PWMp～Pulse1，In2～Pulse2，……，InN～PulseN；对下桥臂：PWMn～PulseN+1，InN+2～PulseN+2，……，In2N～Pulse2N；

当计数器为2时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位，对上桥臂即PWMp～Pulse2，In2～Pulse3，……，InN-1～PulseN，InN～Pulse1；对下桥臂：PWMn～PulseN+2，InN+2～PulseN+3，……，In2N-1～Pulse2N，In2N～PulseN+1；

当计数器为3时，上下桥臂各自的输入脉冲和输出脉冲错位，对上桥臂即PWMp～Pulse3，In2～Pulse4，……，InN-2～PulseN，InN-1～Pulse1，InN～Pulse2；对下桥臂：PWMn～PulseN+3，InN+2～PulseN+4，……，In2N-2～Pulse2N，In2N-1～PulseN+1，In2N～PulseN+2；

一直到计数器为N，此时的对应次序为：上桥臂PWMp～PulseN，In2～Pulse1，In3～Pulse2，……，InN～PulseN-1；对下桥臂：PWMn～Pulse2N，InN+2～PulseN+1，InN+3～PulseN+2，……，In2N～Pulse2N-1；

之后计数器再次回到1，开始下一轮循环；

MMC电路的子模块根据虚拟映射表的输出脉冲，调制输出对应波形。