CN102832822A - 开关电源装置 - Google Patents

开关电源装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102832822A
CN102832822A CN2012102049583A CN201210204958A CN102832822A CN 102832822 A CN102832822 A CN 102832822A CN 2012102049583 A CN2012102049583 A CN 2012102049583A CN 201210204958 A CN201210204958 A CN 201210204958A CN 102832822 A CN102832822 A CN 102832822A
Authority
CN
China
Prior art keywords
level
unit
resonance current
detection
detecting
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2012102049583A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102832822B (zh
Inventor
土山智令
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Publication of CN102832822A publication Critical patent/CN102832822A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102832822B publication Critical patent/CN102832822B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

控制电路执行以下至少一个：检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且当检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平时，检测所述谐振电流降到低于第二检测电平，并检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且当检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平时，检测所述谐振电流超过第二检测电平，并且当检测到所述谐振电流降到低于或超过所述第二检测电平时，将使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通或截止的驱动控制信号的电平进行翻转。

Description

开关电源装置
技术领域
本技术涉及各种电子设备（如电视机）中所使用的谐振开关电源装置。
背景技术
已经提出了各种不同的谐振开关电源装置（例如，参见日本专利申请特开No.2005-198457，下文称为专利文献1）。
图1是图示专利文献1中公开的开关电源装置（谐振电路）的结构的电路图。
图1中图示的开关电源装置具有这样的串联电路：其包括第一开关元件（高压侧开关元件）2和第二开关元件（低压侧开关元件）3，并且连接至DC电源1的两端。
第一开关元件2和第二开关元件3中每一个的栅极端子连接至用于作为来自控制电路9的驱动控制脉冲的栅极信号的输出端子。第一开关元件2和第二开关元件3交替地导通或截止。
此外，第二开关元件3并联连接至变压器4的初级绕组（线圈、电感器）5和次级绕组6（它们之间绝缘）之中的包括谐振电容器7和初级侧电感器5的串联电路。此外，谐振电容器7串联连接至包括阻性元件的电流检测单元8。
对于经过第一和第二开关元件2和3的电流流经元件2和3的体二极管之一期间的时间段，控制电路10禁止栅极信号的翻转，使得此电流流经的开关的导通状态被维持。
当检测到非谐振条件时，在经过开关元件2和3的电流流经其体二极管之后，控制电路10将对于开关元件2和3的栅极信号翻转。
此开关电源装置（谐振电路）采用这样的技术，其通过在存在非谐振条件时降低电源的振荡频率，避免由于di/dt模式等引起的过多应力而导致的第一开关元件2和第二开关元件3的损坏。
发明内容
然而，专利文献1中公开的技术在噪声免疫方面是不充分的，使得当用于检测电流的端子在重负载检测时段期间经历噪声时可能引起故障。
此外，如果在期望的重负载时段后超过作为与非谐振相关联的阈值的第一检测电平（level），则操作被禁止。
本技术针对于提供一种具有高噪声免疫的开关电源装置，使得可以没有故障地确保防止非谐振，这又可以提供构成开关元件的晶体管的稳定操作。
根据本技术的一实施例，提供了一种开关电源装置，包含：DC电源，其包括高压端子和低压端子；第一开关元件和第二开关元件，其串联连接在所述DC电源的高压端子和低压端子之间；谐振电感器和谐振电容器，其串联连接至第一和第二开关元件的连接点；输出电路，其配置为基于所述谐振电感器和所述谐振电容器提供的谐振电流将功率提供给负载；电流检测单元，其配置为检测经过所述第一开关元件和所述第二开关元件中至少一个的谐振电流；以及控制电路，其配置为：产生处于使所述第一开关元件和所述第二开关元件交替导通或截止的电平的驱动控制信号；根据来自所述电流检测单元的检测信号控制所述驱动控制信号的周期，使得来自所述输出电路的输出功率维持恒定；执行以下至少一个：检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流降到低于第二检测电平，以及检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流超过第二检测电平，并且在检测到所述谐振电流降到低于或超过所述第二检测电平的情况下，将使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通或截止的驱动控制信号的电平进行翻转。
根据本技术的实施例，提供了高噪声免疫，使得可以确保防止非谐振而没有故障的发生，这继而可以提供构成开关元件的晶体管的稳定操作。
本公开的这些和其它目标、特征和优点将通过考虑如附图中所图示的本公开的具体实施方式的以下详细描述而变得更加明显。
附图说明
图1是图示专利文献1中公开的开关电源装置（谐振电路）的结构的电路图；
图2是图示根据本技术一实施例的开关电源装置的结构的电路图；
图3是图示根据本技术实施例的控制电路的示例性结构的示图；
图4A到4F是图示图3中控制电路中的主要组件处的波形的示图；以及
图5是示意性地图示根据本技术实施例的控制电路中的检测到非谐振状态和未检测到非谐振状态的示图。
具体实施方式
下文参照附图，以如下的顺序描述本技术的实施例。
1．开关电源装置的示例性基本总体结构
2．控制电路的示例性特定结构
3．控制电路的操作
（1.开关电源装置的示例性基本总体结构）
图2是图示根据本技术实施例的开关电源装置的示例性总体结构的电路图。
根据此实施例的开关电源装置（下文简称为“电源装置”）10具有基准电源11、第一开关元件12、第二开关元件13、变压器14、电流检测单元15以及驱动器16和17。
电源装置10进一步具有输出电路20、反馈单元30和控制电路40。
基准电源11是DC电源，并且包括高压侧端子11H和低压侧端子11L。低压侧端子11L连接至基准电位（例如，地电位GND）。
第一开关元件12和第二开关元件13串联连接在基准电源11的高压侧端子11H和低压侧端子11L（GND）之间。
特别地，第一开关元件12连接至高压侧端子11H，而第二开关元件13连接至低压侧端子11L。
此外，第一开关元件12和第二开关元件13的连接点ND11连接至变压器14的初级侧绕组的一端。
确切地，连接点ND11连接至变压器14（其初级侧和次级侧彼此绝缘）的初级绕组L11和次级绕组L12与L13（线圈、电感器）之中的谐振电容器C11和初级侧谐振电感器L11的串联电路。
此外，谐振电容器C11串联连接至包括阻性元件的电流检测单元15。
第一开关元件12例如由n沟道绝缘栅场效应晶体管（FET,NMOS晶体管）形成。
第一开关元件12具有与基准电源11的高压侧端子11H连接的漏极、以及与连接点ND11（其又连接至第二开关元件13）连接的源极。
第一开关元件12具有在源极和漏极之间形成的体二极管（寄生二极管）D11，使得将正向方向从源极引向漏极。
第一开关元件12还具有经由驱动器16与控制电路40的驱动端子T41连接的栅极。控制电路40将指示两个电平（即，高电平和低电平）之一的作为第一驱动控制信号的第一驱动控制脉冲DR1提供给栅极。
第一开关元件12基本上受控以在第一驱动控制脉冲DR1处于高电平的时段期间保持在导通状态，并且受控以在第一驱动控制脉冲DR1处于低电平的时段期间保持在截止状态。
根据来自控制电路40的第一驱动控制脉冲DR1，将第一开关元件12反复地控制为导通或截止。
第二开关元件13例如由n沟道绝缘栅场效应晶体管（FET,NMOS晶体管）形成。
第二开关元件13具有与基准电源11的低压侧端子11L连接的源极、以及与连接点ND11（其又连接至第一开关元件12）连接的漏极。
第二开关元件13具有在源极和漏极之间形成的体二极管（寄生二极管）D12，使得将正向方向从源极引向漏极。
第二开关元件13还具有经由驱动器17与控制电路40的驱动端子T42连接的栅极。控制电路40将具有两个电平（即，高电平和低电平）的第二驱动控制脉冲DR2提供给栅极。
第二开关元件13基本上受控以在第二驱动控制脉冲DR2处于高电平的时段期间保持在导通状态，并且受控以在第二驱动控制脉冲DR2处于低电平的时段期间保持在截止状态。
根据来自控制电路40的第二驱动控制脉冲DR2，将第二开关元件13反复地控制为导通或截止。
产生第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2以具有互补电平。即，第一开关元件12和第二开关元件13彼此交替地（互补地）导通或截止。
确切地，当第一驱动控制脉冲DR1处于高电平时，将第二驱动控制脉冲DR2控制为处于低电平，而当第一驱动控制脉冲DR1处于低电平时，将第二驱动控制脉冲DR2控制为处于高电平。
形成第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2，以使得在电平切换时段期间提供其中驱动控制脉冲DR1和DR2两者均保持在低电平的死区。
变压器14包括初级侧电感器（线圈）L11和次级侧电感器（线圈）L12与L13。初级侧电感器L11和次级侧电感器L12与L13彼此绝缘。
初级侧谐振电感器L11的一端连接至第一开关元件12和第二开关元件13的连接点ND11，而其另一端连接至谐振电容器C11的一端。
谐振电感器L11和谐振电容器C11部分地形成谐振电路，双向谐振电流根据第一开关元件12和第二开关元件13的互补导通或截止操作流经该谐振电路。
在变压器14中，次级侧电感器L12的一端和次级侧电感器L13的一端连接至中点抽头TP。
电流检测单元15由阻性元件形成。电流检测单元15的一端连接至谐振电容器C11的另一端，而电流检测单元15的另一端连接至地电位GND。
电流检测单元15检测经过第一开关元件12和第二开关元件13的谐振电流，并且将检测信号VIR提供给控制电路40的端子T43。
输出电路20基于由谐振电感器L11和谐振电容器C11确定出的谐振电流，将电源（电压）提供给负载。
输出电路20对来自初级侧电感器L11和次级侧电感器L12与L13的输出电压进行整流以输出DC电压。
输出电路20对次级侧电感器L12和L13提供的输出电压整流，并且输出DC电压。
图2中的输出电路20包括第一二极管D21、第二二极管D22、平滑电容器C21、阻性元件R21~R23、形成光电耦合器的发光器件的发光二极管D23、齐纳二极管ZD21和电容器C22。
输出电路20进一步包括输出节点ND21、基准节点ND22、连接节点ND23和ND24以及输出端子TO1。
第一二极管D21连接在变压器14的次级侧电感器L12的另一端（有点的端子（dot terminal））与输出节点ND21之间，以使得将正向方向从次级侧电感器L12的另一端引向输出节点ND21。
换言之，第一二极管D21的阳极连接至次级侧电感器L12的另一端（有点的端子），并且第一二极管D21的阴极连接至输出节点ND21。
第二二极管D22连接在变压器14的次级侧电感器L13的另一端（没有点的端子（non-dot terminal））和输出节点ND21之间，以使得将正向方向从次级侧电感器L13的另一端引向输出节点ND21。
换言之，第二二极管D22的阳极连接至次级侧电感器L13的另一端（没有点的端子），并且第一二极管D21的阴极连接至输出节点ND21。
基准节点ND22连接至变压器14的中点抽头TP。
平滑电容器C21的一端（第一电极）连接至输出节点ND21，而其另一端（第二电极）连接至基准节点ND22。
此外，基准节点ND22连接至地GND（基准电位）。
阻性元件R21和R22串联连接在输出节点ND21和基准节点ND22之间，并且连接至作为其连接点的连接点ND23。
阻性元件R23、发光二极管D23和齐纳二极管ZD21串联连接在输出节点ND21和基准节点ND22之间。此外，连接节点ND24由发光二极管D23的阴极和用于电压稳定的齐纳二极管ZD21的阴极之间的连接点形成。
此外，电容器C22连接在连接节点ND23和ND24之间。
输出电路20通过阻性元件R21和R22对输出电压分压，并且通过发光二极管D23将分压信号传送到反馈单元30作为光学信号形式的输出电压信息。
反馈单元30将从次级侧控制电路20输出的DC电压输出信息反馈到初级侧控制电路（开关控制器）40。
反馈单元30包括与输出电路20的发光二极管D23一起形成光电耦合器的光电晶体管TR31、以及阻性元件R31和R32。
光电晶体管TR31的发射极和阻性元件R31的一端两者均连接到地电位GND。
光电晶体管TR31的集电极连接至阻性元件R32的一端，并且阻性元件R31和R32的另一端两者均连接至控制电路40的端子T44。
控制电路40产生作为具有用于交替地导通或截止第一开关元件12和第二开关元件13的两个电平的驱动控制信号的第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2。
控制电路40从驱动端子T41输出作为第一驱动控制信号的第一驱动控制脉冲DR1，并且通过驱动器16将第一驱动控制脉冲DR1提供给第一开关元件12的栅极。
控制电路40控制第一开关元件12，使得其在第一驱动控制脉冲DR1处于高电平的时段期间保持在导通状态，并且使得其在第一驱动控制脉冲DR1处于低电平的时段期间保持在截止状态。
控制电路40使用第一驱动控制脉冲DR1反复地控制第一开关元件12导通或截止。
控制电路40从驱动端子T42输出作为第二驱动控制信号的第二驱动控制脉冲DR2，并且经由驱动器17将第二驱动控制脉冲DR2提供给第二开关元件13的栅极。
控制电路40控制第二开关元件13，使得其在第二驱动控制脉冲DR2处于高电平的时段期间保持在导通状态，并且使得其在第二驱动控制脉冲DR2处于低电平的时段期间保持在截止状态。
控制电路40使用第二驱动控制脉冲DR2反复地控制第二开关元件13导通或截止。
控制电路40产生第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2以使得具有互补的电平。即，第一开关元件12和第二开关元件13彼此交替地（互补地）导通或截止。
确切地，控制电路40在第一驱动控制脉冲DR1处于高电平时将第二驱动控制脉冲DR2设置在低电平，而在第一驱动控制脉冲DR1处于低电平时将第二驱动控制脉冲DR2设置在高电平。
此外，控制电路40控制第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2，以使得在电平切换时段期间提供其中驱动控制脉冲DR1和DR2两者均指示低电平的死区。
控制电路40根据来自电流检测单元15的检测的谐振电流信号VIR控制第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的周期，以使得来自输出电路20的输出功率维持在恒定电平。
控制电路40检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否在预定时间段上保持超过第一正检测电平V1。
当检测到谐振电流在预定时间段上保持超过第一正检测电平V1并且进一步检测到谐振电流降到低于第二正检测电平V2时，控制电路40使得驱动控制信号的电平被翻转。以此方式，控制电路40使得分别用以导通或截止第一开关元件12和第二开关元件13的驱动控制脉冲DR1和DR2的电平被翻转。
此外，控制电路40还检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否在预定时间段上保持低于第一负检测电平-V1。
当检测到谐振电流在预定时间段上保持低于第一负检测电平-V1并且进一步检测到谐振电流超出（即，超过）第二负检测电平-V2时，控制电路40使得驱动控制信号的电平被翻转。以此方式，控制电路40使得分别用以导通或截止第一开关元件12和第二开关元件13的驱动控制脉冲DR1和DR2的电平被翻转。
在此实施例中，通过示例的方式，将第一正检测电平V1和第二正检测电平V2设置为相等的值，并且将第一负检测电平-V1和第二负检测电平-V2设置为相等的值。
此外，所述预定时间段根据第一开关元件12和第二开关元件13的驱动频率而改变。
(2.控制电路的示例性的特定结构)
图3是图示根据本技术此实施例的控制电路的示例性结构的示图。
图4A~4F图示图3的电路中主要组件处的波形。
在图4A~4F中，根据仿真的观点，矩形波用于指示高电平。
图3中所示的控制电路（开关控制器）40包括振荡器单元41、脉冲整形单元42和相位控制单元43。
振荡器单元41包括电流镜电路411、用于三角波产生的电容器412、以及开关413。
电流镜电路411的输入端一侧连接至作为频率控制端子的端子T44，并且电流镜电路411的输出端子一侧连接至电容器412的一端，所述电容器412又在另一端连接至地电位GND。
振荡器单元41以与通过端子T44从反馈单元30反馈的输出电压信息S30对应的频率提供振荡，从节点ND41产生如图4D中所示的三角波S41，并且将三角波S41提供给脉冲整形单元42。
开关413连接在节点ND41和地电位GND之间，并且通过来自脉冲整形单元42的反馈信号S42经历通-断控制。开关413控制为在三角波产生时段期间保持断开。当开关413接通时，由此产生的三角波被复位。
脉冲整形单元42包括基准电压源V421、比较器421、2-输入OR门422、SR触发器423、死区脉冲形成电路424、反相器425、脉冲分配单元426和脉冲反馈单元427。
比较器421具有与振荡器单元41的三角波S41供给线连接的同相输入端子(+)、以及与基准电源V421连接的反相输入端子(-)。
比较器421输出在三角波S41的电平高于基准电压电平的电平的时段期间保持在高电平的脉冲信号（时钟信号）S421。
OR门422的一个输入端子连接至比较器421的脉冲信号S421供给线，另一个输入端子连接至相位控制单元43的检测信号S43供给线，并且输出端子连接至触发器423的复位端子R。
触发器423具有与死区脉冲产生电路424的输入端子和脉冲反馈单元427的输入端子连接的反相输出端子/Q（“/”表示“反相”），并且具有与死区脉冲产生电路424的输出端子连接的置位端子S。
响应于来自OR门422的处于高电平的检测信号S43或脉冲信号S421，触发器423被复位，并且从反相输出端子/Q输出被转变到高电平的信号S423。
此外，当在置位端子S接收来自死区脉冲产生电路424的输出信号S424时，触发器423被置位，并且将来自反相输出端子/Q的信号S423转变到低电平。
以此方式，触发器423将在从触发器423被复位的时间到触发器423被置位的时间的时段期间为高电平的脉冲信号S423输出至死区脉冲产生电路424和脉冲反馈单元427。
死区脉冲产生电路424与来自触发器423的脉冲信号S423的上升时序同步地产生包括死区脉冲的脉冲信号S424。
死区脉冲产生电路424将由此产生的脉冲信号S424的电平翻转，并且将电平翻转的脉冲信号S424输出至触发器423的置位端子S和反相器425。
反相器425将作为电平翻转脉冲信号S424的电平翻转信号的脉冲信号S425输出至脉冲分配单元426。
响应于来自反相器425的脉冲信号S425，脉冲分配单元426形成包括死区的第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2。
脉冲分配单元426与脉冲信号S425的上升时序同步地产生第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2，每当接收到脉冲信号S425时，将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转（切换），并且输出由此电平翻转的第一和第二驱动控制脉冲DR1和DR2。
脉冲分配单元426将第一驱动控制脉冲DR1输出至第一开关元件12的驱动端子T41，并且将第二驱动控制脉冲DR2输出至第二开关元件13的驱动端子T42。
每当脉冲信号S421或检测信号S43将触发器423复位时，脉冲分配单元426将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转。
随着检测信号S43将触发器423复位，脉冲分配单元426强迫地将与检测到非谐振条件有关的第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转。
图4B图示如何交替地翻转第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平。
在输入端子IN从触发器423接收到脉冲信号S423时，在维持脉冲信号S423的下降时序和上升时序的同时，脉冲反馈单元427在自脉冲信号S423的上升时序稍后的预定时间段之后将脉冲信号S42输出至开关413。
脉冲反馈单元427在预定时间段内将开关413保持在导通状态，从而将振荡器单元41产生的三角波S421复位。
相位控制单元43包括电平检测块431、选择单元432、电平持续期检测单元433和输出单元434。
电平检测块431包括作为第一正电平检测单元的比较器4311、作为第二正电平检测单元的比较器4312、作为第一负电平检测单元的比较器4313和作为第二负电平检测单元的比较器4314。
电平检测块431进一步包括第一正基准电压源V431、第二正基准电压源V432、第一负基准电压源V433和第二基准电压源V434。
作为第一正电平检测单元的比较器4311具有与检测的谐振电流信号VIR从电流检测单元15输入到的端子T43连接的同相输入端子(+)、以及与第一正基准电压源V431连接的反相输入端子(-)。
比较器4311将通过端子T43接收到的检测的谐振电流信号VIR与第一正基准电压源V431提供的第一正基准电压V1相比较，并且如果检测的谐振电流信号VIR高于第一正基准电压V1，则比较器4311输出高电平的第一正检测信号S4311。
以此方式，作为第一正电平检测单元的比较器4311检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否超过第一正检测电平V1。如果谐振电流超过第一正检测电平V1，则比较器4311输出高电平的第一正检测信号S4311。
作为第二正电平检测单元的比较器4312具有与检测的谐振电流信号VIR从电流检测单元15输入到的端子T43相连接的反相输入端子(-)、以及与第二正基准电压源V432连接的同相输入端子(+)。
比较器4312将通过端子T43接收到的检测的谐振电流信号VIR与第二正基准电压源V432提供的第二正基准电压V2相比较，并且如果检测的谐振电流信号VIR低于（或者降至低于）第二正基准电压V2，则比较器4312输出高电平的第二正检测信号S4312。
以此方式，作为第二正电平检测单元的比较器4312检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否降至低于第二正检测电平V2。如果谐振电流降至低于第二正检测电平V2，则比较器4312输出高电平的第二正检测信号S4312。
第一正检测电平V1例如设置在60mV。第二负检测电平V2例如设置在与第一正检测电平V1相同的60mV。第二正检测电平V2可以设置在与第一正检测电平不同的值，例如设置在诸如50mV、70mV或诸如此类的自由选择的值。
作为第一负电平检测单元的比较器4313具有与检测的谐振电流信号VIR从电流检测单元15输入到的端子T43相连接的反相输入端子(-)、以及与第一负基准电压源V433连接的同相输入端子(+)。
比较器4313将通过端子T43接收到的检测的谐振电流信号VIR与第一负基准电压源V433提供的第一负基准电压-V1相比较，并且如果检测的谐振电流信号VIR比第一负基准电压-V1更低（或者降至其以下），则比较器4313输出高电平的第一负检测信号S4313。
以此方式，作为第一负电平检测单元的比较器4313检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否降至低于第一负检测电平-V1。如果谐振电流降至低于第一负检测电平-V1，则比较器4313输出高电平的第一负检测信号S4312。
作为第二负电平检测单元的比较器4314具有与检测的谐振电流信号VIR从电流检测单元15输入到的端子T43相连接的同相输入端子(+)、以及与第二负基准电压源V434连接的反相输入端子(-)。
比较器4314将通过端子T43接收到的检测的谐振电流信号VIR与第二负基准电压源V434提供的第一负基准电压-V2相比较，并且如果检测的谐振电流信号VIR高于第一负基准电压-V2，则比较器4314输出高电平的第二负检测信号S4314。
以此方式，作为第二负电平检测单元的比较器4314检测电流检测单元15检测到的谐振电流是否超过第二负检测电平-V2。如果谐振电流超过第二负检测电平-V2，则比较器4314输出高电平的第二负检测信号S4314。
第一负检测电平-V1例如设置在-60mV。第二负检测电平V2例如设置在与第一负检测电平-V1相同的-60mV。第二负检测电平V2可以设置在与第一负检测电平不同的值，例如设置在诸如-50mV、-70mV或诸如此类的自由选择的值。
选择单元432根据第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2之一的电平，选择性地将来自电平检测块431的第一正检测信号S4311和第一负检测信号S4313之一输出至电平持续期检测单元433。
类似地，选择单元432根据第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2之一的电平，选择性地将来自电平检测块431的第二正检测信号S4312和第二负检测信号S4314之一输出至输出单元434。
选择单元432包括2输入AND门4321~4324、以及2输入OR门4325和4326。
AND门4321的一个输入端子连接至作为第一正电平检测单元的比较器4321的第一正检测信号S4311供给线，而另一个输入端子连接至第一驱动控制脉冲DR1供给线。AND门4321的输出端子连接至OR门4325的输入端子之一。
AND门4322的一个输入端子连接至作为第二正电平检测单元的比较器4322的第二正检测信号S4311供给线，而另一个输入端子连接至第一驱动控制脉冲DR1供给线。AND门4322的输出端子连接至OR门4326的输入端子之一。
AND门4323的一个输入端子连接至作为第一负电平检测单元的比较器4323的第一负检测信号S4313供给线，而另一个输入端子连接至第二驱动控制脉冲DR2供给线。AND门4323的输出端子连接至OR门4325的另一个输入端子。
AND门4324的一个输入端子连接至作为第二负电平检测单元的比较器4324的第二负检测信号S4314供给线，而另一个输入端子连接至第二驱动控制脉冲DR2供给线。AND门4324的输出端子连接至OR门4326的另一输入端子。
OR门4325的输出端子连接至电平持续期检测单元423的输入端子，并且OR门4326的输出端子连接至输出单元434的一个输入端子。
当第一驱动控制脉冲DR1处于用于导通第一开关元件12的高电平时，具有如上所述的结构的选择单元432分别选择来自第一正电平检测单元（比较器4311）和第二正电平检测单元（比较器4312）的第一正检测信号S4311和第二正检测信号S4312。
当第二驱动控制脉冲DR2处于用于导通第二开关元件13的高电平时，选择单元432分别选择来自第一负电平检测单元（比较器4313）和第二负电平检测单元（比较器4314）的第一负检测信号S4313和第二负检测信号S4314。
在第一驱动控制脉冲DR1处于高电平的时段期间，根据接收到的由选择单元432选择的第一正检测信号S4311，电平持续期检测单元433检测是否在预定时间段T上保持了谐振电流超过第一正检测电平V1的状态。
在第二驱动控制脉冲DR2处于高电平的时段期间，根据接收到的由选择单元432选择的第一负检测信号S4313，电平持续期检测单元433检测是否在预定时间段T上保持了谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
电平持续期检测单元433包括电流源4331、开关4332和4333、电容器4334、比较器4335、用于提供预定时间段T的阈值的基准电压源V435、反相器4336、触发器4337和节点ND433。
电流源4331和开关4332串联连接在电源电位VDD和节点ND433之间。电容器4334和开关4333并联连接在节点ND433和地电位GND之间。
开关4332在来自选择单元432的OR门4235的输出信号处于高电平时接通，而在该输出信号处于低电平时断开。
反相器4336通过对来自选择单元432的OR门4325的输出信号进行电平转换所获得的信号被供给开关4333。由此，开关4333在来自选择单元432的OR门4325的输出信号处于低电平时接通，而在该输出信号处于高电平时断开。
比较器4335具有与节点ND433连接的同相输入端子(+)和与基准电压源V435连接的反相输入端子(-)。
此外，比较器4335的输出端子连接至触发器4337的置位端子S，并且触发器4337的输出端子又连接至输出单元434的另一输入端子。
随着将死区脉冲信号提供给触发器4337的复位端子R，触发器4337被复位。
在检测的谐振电流信号VIR超过第一正检测电平的时段期间，或者在检测的谐振电流信号VIR低于第一负检测电平并且来自OR门4325的输出处于高电平的时段期间，电平持续期检测单元433如下面描述的那样操作。
在这种情形下，开关4332接通，开关4333断开，并且在节点ND433形成如图4E中所示那样在电平方面逐渐增大的三角波S433。随着三角波S433的电平变得高于基准电压，来自比较器4335的输出信号S4335转变到高电平，触发器4337被置位，并且来自触发器4337的输出信号S4337转变到高电平。
这指示在预定时间段T上保持谐振电流超过第一正检测电平V1的状态或者谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
在一会之后，当谐振电流降至低于第一正检测电平V1时，或者当谐振电流超过第一负检测电平-V1时，来自OR门4325的输出信号转变到低电平。
结果，在电平持续期检测单元433中，开关4332断开，开关4333接通，节点ND433的电位复位到地电位，并且三角波S433被复位。如上所述的操作序列反复地进行。
输出单元434包括AND门434。
AND门4341的一个输入端子连接至选择单元432的OR门4326的输出信号S4326供给线，而另一个输入端子连接至电平持续期检测单元433的触发器4337的输出信号S4337供给线。
输出单元434识别随着以高电平输入来自电平持续期检测单元433的输出信号S4337，在预定时间段T上保持谐振电流超过第一正检测电平V1的状态或者谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
随着输出单元434接收处于高电平的如图4A中所示的信号S4326，在识别在预定时间段T上保持前面提到的状态的同时，输出单元434检测谐振电流降至低于第二正检测电平V2或者超过第二负检测电平-V2。
然后，输出单元434将检测信号S43输出至脉冲整形单元42。
如图4F中所图示的，将检测信号S43输出至脉冲整形单元42作为像非常窄的尖峰（spike）的信号。如图4B中所图示的，与此检测信号S43同步地将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2电平移位。
在具有如上所述的结构的相位控制单元43中，作为第二正电平检测单元的比较器4312、AND门4322、OR门4326和输出单元434用作第二正电平检测和输出单元。
当满足谐振电流在预定时间段T上超过第一检测电平的条件时，第二正电平检测和输出单元检测谐振电流降至低于前面提到的第二检测电平，并且输出检测结果。
此外，作为第二负电平检测单元的比较器4314、AND门4324、OR门4326和输出单元434用作第二负电平检测和输出单元。
当满足谐振电流在预定时间段T上低于第一检测电平的条件时，第二负电平检测和输出单元检测谐振电流超过前面提到的第二检测电平，并且输出检测结果。
在根据此实施例的相位控制单元43中，在第一正电平检测单元、第二正电平检测单元、第一负电平检测单元和第二负电平检测单元之中共享电平持续期检测单元433和输出单元434。
（3．控制电路的操作）
下面，关注于图3中所示的控制电路40的操作，将对具有如上所述的结构的开关电源装置的操作进行描述。
在控制电路40中，将经由端子T44从反馈单元30反馈的输出电压信息S30提供给振荡器单元41，并且振荡器单元41以与输出电压信息S30对应的频率提供振荡。
结果，振荡器单元41产生三角波S41，三角波S41又被提供给脉冲整形单元42。
在振荡器单元41中，开关413根据来自脉冲整形单元42的反馈信号S42被导通或截止。开关413受控为在三角波产生时段期间保持截止。当开关413接通时，由此产生的三角波被复位。
在脉冲整形单元42中，比较器421通过OR门422将在三角波S41的电平高于基准电压电平的时段期间转变为高电平的脉冲信号（时钟信号）S421输出至触发器423的复位端子R。
此外，来自相位控制单元43的检测信号S43也被提供给OR门422。
当从OR门422接收到高电平的脉冲信号S421或者检测信号S43时，触发器423被复位，并且触发器423从反相输出端子/Q输出被转变到高电平的信号S423。
此外，当在置位端子S接收到来自死区脉冲产生电路424的输出信号S424时，触发器423被置位，并且继而来自反相输出端子/Q的信号S423被转变到低电平。
死区脉冲产生电路424与来自触发器423的脉冲信号S423的上升时序同步地产生包括死区脉冲的脉冲信号S424。
然后，由此产生的脉冲信号S424被电平移位，并且通过触发器423的置位端子S和反相器425输出至脉冲分配单元426。
响应于来自反相器425的脉冲信号S425，脉冲分配单元426形成包括死区的第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2。
脉冲分配单元426与脉冲信号S425的上升时序同步地产生第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2，每当输入脉冲信号S425时将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转（切换），并且输出由此电平翻转的第一和第二驱动控制脉冲DR1和DR2。
脉冲分配单元426将第一驱动控制脉冲DR1输出至第一开关元件12的驱动端子T41，并且将第二驱动控制脉冲DR2输出至第二开关元件13的驱动端子T42。
注意，每当脉冲信号S421或检测信号S43将触发器423复位时，脉冲分配单元426将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转。
随着检测信号S43将触发器423复位，脉冲分配单元426强迫地将与检测到非谐振条件有关的第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转。
当在输入端子IN接收到来自触发器423的脉冲信号S423时，在维持脉冲信号S423的下降时序和上升时序的同时，脉冲反馈单元427在自脉冲信号S423的上升时序稍后的预定时间段之后将脉冲信号S42输出至开关413。
脉冲反馈单元427在预定时间段期间将开关413保持在导通状态，从而将振荡器单元41产生的三角波S421复位。
在相位控制单元43中，比较器4311将来自端子T43的检测的谐振电流信号VIR与第一正基准电压源V431提供的第一正基准电压V1相比较。如果检测的谐振电流信号VIR高于第一正基准电压V1，则将高电平的第一正检测信号S4311输出至选择单元432。
以此方式，比较器4311检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否超过第一正检测电平V1，并且如果谐振电流超过第一正检测电平V1，则比较器4311输出高电平的第一正检测信号S4311。
比较器4312将从端子T43输入的检测的谐振电流信号VIR与第二正基准电压源V432提供的第二正基准电压V2相比较。如果检测的谐振电流信号VIR低于第二正基准电压V2，则将高电平的第二正检测信号S4312输出至选择单元432。
以此方式，比较器4312检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否低于第二正检测电平V2，并且如果谐振电流低于第二正检测电平V2，则比较器4312输出高电平的第二正检测信号S4312。
比较器4313将来自端子T43的检测的谐振电流信号VIR与第一负基准电压源V433提供的第一负基准电压-V1相比较。如果检测的谐振电流信号VIR低于第一负基准电压-V1，则将高电平的第一负检测信号S4313输出至选择单元432。
以此方式，比较器4313检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否低于第一负检测电平-V1，并且如果谐振电流低于第一负检测电平-V1，则比较器4313输出高电平的第一负检测信号S4313。
比较器4314将来自端子T43的检测的谐振电流信号VIR与第二负基准电压源V434提供的第二负基准电压-V2相比较。如果检测的谐振电流信号VIR高于第二负基准电压-V2，则将高电平的第二负检测信号S4314输出至选择单元432。
以此方式，比较器4314检测由电流检测单元15检测到的谐振电流是否超过第二负检测电平-V2，并且如果谐振电流超过第二负检测电平-V2，则比较器4311输出高电平的第二负检测信号S4314。
选择单元432根据第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平，选择性地将来自电平检测块431的第一正检测信号S4311和第一负检测信号S4313之一输出至电平持续期检测单元433。
选择单元432根据第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平，选择性地将来自电平检测块431的第二正检测信号S4312和第二负检测信号S4314之一输出至输出单元434。
在第一驱动控制脉冲DR1处于高电平的时段期间，根据接收到的由选择单元432选择的第一正检测信号S4311，电平持续期检测单元433检测在预定时间段T上是否保持谐振电流超过第一正检测电平V1的状态。
在第二驱动控制脉冲DR2处于高电平的时段期间，根据接收到的由选择单元432选择的第一负检测信号S4313，电平持续期检测单元433检测在预定时间段T上是否保持谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
在检测的谐振电流信号VIR超过第一正检测电平的时段期间、或者在检测的谐振电流信号VIR低于第一负检测电平并且来自OR门4325的输出处于高电平的时段期间，电平持续期检测单元433如下面描述的那样操作。
在这种情形下，开关4332接通，开关4333断开，并且在节点ND433形成在电平方面逐渐增大的三角波S433。随着三角波S433的电平变得高于基准电压，来自比较器4335的输出信号S4335转变到高电平，触发器4337被置位，并且来自触发器4337的输出信号S4337转变到高电平。
这指示在预定时间段T上保持谐振电流超过第一正检测电平V1的状态或者谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
在一会之后，当谐振电流降至低于第一正检测电平V1时，或者当谐振电流超过第一负检测电平-V1时，来自OR门4325的输出信号转变到低电平。
结果，在电平持续期检测单元433中，开关4332断开，开关4333接通，节点ND433的电位复位到地电位，并且三角波S433被复位。如上所述的操作序列反复地进行。
输出单元434识别随着以高电平输入来自电平持续期检测单元433的输出信号S4337，在预定时间段T上保持谐振电流超过第一正检测电平V1的状态或者谐振电流低于第一负检测电平-V1的状态。
随着输出单元434接收高电平的信号S4326，在识别在预定时间段T上保持前面提到的状态的同时，输出单元434检测谐振电流降至低于第二正检测电平V2或者超过第二负检测电平-V2。
输出单元434将指示检测到非谐振的检测信号S43输出至脉冲整形单元42。
脉冲整形单元42与检测信号S43同步地将第一驱动控制脉冲DR1和第二驱动控制脉冲DR2的电平翻转。
图5是示意性地图示根据本技术此实施例的控制电路中检测到非谐振状态和未检测到非谐振状态的示图。
图5通过示例的方式图示了正侧（positive side）的示例性检测操作。
如图5中的A所指示的区域中所示，谐振电流超过第一检测电平V1的时间段少于预定时间段T。由此，来自相位控制单元43的输出是无效的，从而检测信号S43维持在低电平。
相比之下，如图5中的B所指示的地带中所示，谐振电流超过第一检测电平V1的时间段等于或大于预定时间段T。由此，来自相位控制单元43的输出是有效的，从而以用于指示检测到非谐振的高电平输出检测信号S43。
注意，可以将各种条件用作用于决定非谐振的存在的有效性条件。例如，如果谐振电流在预定时间段期间（即，每个脉冲的后几十的百分比（例如，后30%））超过第一检测电平V1，则来自相位控制单元43的输出是有效的。可替代地，可以不提供这种限制。
如上所述，本技术的实施例可以实现下面的有益效果。
根据本技术的实施例，即使在重负载检测时段期间将噪声施加至用于电流检测的端子，也基本上避免了故障的发生，由此确保了高的噪声免疫。
此外，如果谐振电流在期望的重负载时段后超过作为用于非谐振的阈值的第一检测电平，则操作未被禁止。
如上所述，根据本技术的实施例，提供高的噪声免疫，使得可以没有故障地确保防止非谐振的发生，这又可以提供构成开关元件的晶体管的稳定操作。
本技术可以采取如下面叙述的配置。
（1）一种开关电源装置，包含：
DC电源，其包括高压侧端子和低压侧端子；
第一开关元件和第二开关元件，其串联连接在所述DC电源的高压侧端子和低压侧端子之间；
谐振电感器和谐振电容器，其串联连接至第一和第二开关元件的连接点；
输出电路，其配置为基于所述谐振电感器和所述谐振电容器提供的谐振电流将功率提供给负载；
电流检测单元，其配置为检测经过所述第一开关元件和所述第二开关元件中至少一个的谐振电流；以及
控制电路，其配置为：
产生处于使所述第一开关元件和所述第二开关元件交替导通或截止的电平的驱动控制信号，
根据来自所述电流检测单元的检测信号控制所述驱动控制信号的周期，使得来自所述输出电路的输出功率维持恒定，
执行以下至少一个：
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流降至低于第二检测电平，以及
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流超过第二检测电平，并且
在检测到所述谐振电流降至低于或超过所述第二检测电平的情况下，将使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通或截止的驱动控制信号的电平进行翻转。
（2）如（1）所述的开关电源装置，其中
所述控制电路包括相位控制单元和脉冲整形单元，
所述相位控制单元包括：
第一电平检测单元，其配置为检测以下中的至少一个：
所述电流检测单元检测到的谐振电流是否超过所述第一检测电平，以及
所述电流检测单元检测到的谐振电流是否低于所述第一检测电平，
电平持续期检测单元，其配置为检测是否在所述预定时间段上保持所述谐振电流超过所述第一检测电平的状态和所述谐振电流低于所述第一检测电平的状态之一，以及
第二电平检测和输出单元，其配置为执行以下之一：
在所述预定时间段上保持所述谐振电流超过所述第一检测电平的状态的情况下，检测所述谐振电流是否降至低于所述第二检测电平，以及
在所述预定时间段上保持所述谐振电流低于所述第一检测电平的状态的情况下，检测所述谐振电流是否超过所述第二检测电平，
并且所述第二电平检测和输出单元配置为根据检测到的结果输出检测信号，
所述脉冲整形单元配置为：
对作为导通或截止所述第一开关元件和所述第二开关元件的所述控制驱动信号的驱动控制脉冲进行整形，
从所述相位控制单元的所述第二电平检测和输出单元接收检测信号，该检测信号指示所述谐振电流降至低于或超过所述检测电平，以及
响应于所述检测信号将所述驱动控制脉冲的电平进行翻转。
（3）如（2）所述的开关电源装置，进一步包括：
第一正电平检测单元，其配置为检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否超过所述第一正检测电平；
第二正电平检测和输出单元，其配置为在所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一正检测电平的情况下，检测所述谐振电流是否降至低于所述第二正检测电平；
第一负电平检测单元，其配置为检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否低于所述第一负检测电平；以及
第二负电平检测和输出单元，其配置为在所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一负检测电平的情况下，检测所述谐振电流是否超过所述第二负检测电平。
（4）如（3）所述的开关电源装置，其中
所述第二正电平检测和输出单元包括
第二正电平检测单元，其配置为检测所述谐振电流是否降至低于所述第二正检测电平，以及
输出单元，其配置为将根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二正电平检测单元的结果的检测信号输出至所述脉冲整形单元，
所述第二负电平检测和输出单元包括：
第二负电平检测单元，其配置为检测所述谐振电流是否超过所述第二负检测电平，以及
输出单元，其配置为将根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二负电平检测单元的结果的检测信号输出至所述脉冲整形单元，并且
所述输出单元由第一正电平检测单元、第二正电平检测单元、第一负电平检测单元和第二负电平检测单元共享，所述输出单元根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二正电平检测单元与第二负电平检测单元的检测结果提供信号。
（5）如（3）或（4）所述的开关电源装置，其中
所述控制电路中的所述脉冲整形单元配置为：
产生用于驱动与所述高压侧端子连接的第一开关元件的第一驱动控制脉冲，以及
产生用于驱动与所述低压侧端子连接的第二开关元件的第二驱动控制脉冲，所述第二驱动控制脉冲具有相对于所述第一驱动控制脉冲的电平的互补电平，并且
所述脉冲控制单元配置为：
在所述第一驱动控制脉冲处于使所述第一开关元件导通的电平的情况下，选择和处理来自所述第一正电平检测单元的信号以及来自第二正电平检测和输出单元的信号，以及
在所述第二驱动控制脉冲处于使所述第二开关元件导通的电平的情况下，选择和处理来自所述第一负电平检测单元的信号以及来自所述第二负电平检测和输出单元的信号。
（6）如（1）～（5）中的任何一个所述的开关电源装置，其中
所述第一检测电平和所述第二检测电平彼此相等。
（7）如（1）～（6）中的任何一个所述的开关电源装置，其中
所述预定时间段根据所述第一开关元件的频率和所述第二开关元件的频率而改变。
（8）如（1）～（7）中的任何一个所述的开关电源装置，其中
所述控制电路将每个脉冲的预定的后面时间段用作用于非谐振有效条件的预定时间段，所述非谐振状态通过进行以下中的至少一个而被检测到
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流降至低于第二检测电平，以及
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流超过作为非谐振的第二检测电平。
本公开包含与2011年6月17日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2011-135654中公开的主题有关的主题。
本领域技术人员应当理解，依据设计需要和其它因素，可以出现各种修正、组合、部分组合和替换，只要其在权利要求或其等效的范围内即可。

Claims (8)

1.一种开关电源装置，包含：
DC电源，其包括高压侧端子和低压侧端子；
第一开关元件和第二开关元件，其串联连接在所述DC电源的高压侧端子和低压侧端子之间；
谐振电感器和谐振电容器，其串联连接至第一和第二开关元件的连接点；
输出电路，其配置为基于所述谐振电感器和所述谐振电容器提供的谐振电流将功率提供给负载；
电流检测单元，其配置为检测经过所述第一开关元件和所述第二开关元件中至少一个的谐振电流；以及
控制电路，其配置为：
产生处于使所述第一开关元件和所述第二开关元件交替导通或截止的电平的驱动控制信号，
根据来自所述电流检测单元的检测信号控制所述驱动控制信号的周期，使得来自所述输出电路的输出功率维持恒定，
执行以下至少一个：
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流降到低于第二检测电平，以及
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流超过第二检测电平，并且
在检测到所述谐振电流降到低于或超过所述第二检测电平的情况下，将使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通或截止的驱动控制信号的电平进行翻转。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其中
所述控制电路包括相位控制单元和脉冲整形单元，
所述相位控制单元包括：
第一电平检测单元，其配置为检测以下中的至少一个：
所述电流检测单元检测到的谐振电流是否超过所述第一检测电平，以及
所述电流检测单元检测到的谐振电流是否低于所述第一检测电平，
电平持续期检测单元，其配置为检测是否在所述预定时间段上保持所述谐振电流超过所述第一检测电平的状态和所述谐振电流低于所述第一检测电平的状态之一，以及
第二电平检测和输出单元，其配置为执行以下之一：
在所述预定时间段上保持所述谐振电流超过所述第一检测电平的状态的情况下，检测所述谐振电流是否降至低于所述第二检测电平，以及
在所述预定时间段上保持所述谐振电流低于所述第一检测电平的状态的情况下，检测所述谐振电流是否超过所述第二检测电平，
并且所述第二电平检测和输出单元配置为根据检测到的结果输出检测信号，
所述脉冲整形单元配置为：
对作为导通或截止所述第一开关元件和所述第二开关元件的所述控制驱动信号的驱动控制脉冲进行整形，
从所述相位控制单元的所述第二电平检测和输出单元接收检测信号，该检测信号指示所述谐振电流降至低于或超过所述检测电平，以及
响应于所述检测信号将所述驱动控制脉冲的电平进行翻转。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，进一步包括：
第一正电平检测单元，其配置为检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否超过所述第一正检测电平；
第二正电平检测和输出单元，其配置为在所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一正检测电平的情况下，检测所述谐振电流是否降到低于所述第二正检测电平；
第一负电平检测单元，其配置为检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否低于所述第一负检测电平；以及
第二负电平检测和输出单元，其配置为在所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一负检测电平的情况下，检测所述谐振电流是否超过所述第二负检测电平。
4.如权利要求3所述的开关电源装置，其中
所述第二正电平检测和输出单元包括：
第二正电平检测单元，其配置为检测所述谐振电流是否降至低于所述第二正检测电平，以及
输出单元，其配置为将根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二正电平检测单元的结果的检测信号输出至所述脉冲整形单元，
所述第二负电平检测和输出单元包括：
第二负电平检测单元，其配置为检测所述谐振电流是否超过所述第二负检测电平，以及
输出单元，其配置为将根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二负电平检测单元的结果的检测信号输出至所述脉冲整形单元，并且
所述输出单元由第一正电平检测单元、第二正电平检测单元、第一负电平检测单元和第二负电平检测单元共享，所述输出单元提供根据来自所述电平持续期检测单元的检测结果和来自所述第二正电平检测单元与第二负电平检测单元的检测结果的信号。
5.如权利要求3所述的开关电源装置，其中
所述控制电路中的所述脉冲整形单元配置为：
产生用于驱动与所述高压侧端子连接的第一开关元件的第一驱动控制脉冲，以及
产生用于驱动与所述低压侧端子连接的第二开关元件的第二驱动控制脉冲，所述第二驱动控制脉冲具有相对于所述第一驱动控制脉冲的电平的互补电平，并且
所述脉冲控制单元配置为：
在所述第一驱动控制脉冲处于使所述第一开关元件导通的电平的情况下，选择和处理来自所述第一正电平检测单元的信号以及来自第二正电平检测和输出单元的信号，以及
在所述第二驱动控制脉冲处于使所述第二开关元件导通的电平的情况下，选择和处理来自所述第一负电平检测单元的信号以及来自所述第二负电平检测和输出单元的信号。
6.如权利要求1所述的开关电源装置，其中
所述第一检测电平和所述第二检测电平彼此相等。
7.如权利要求1所述的开关电源装置，其中
所述预定时间段根据所述第一开关元件的频率和所述第二开关元件的频率而改变。
8.如权利要求1所述的开关电源装置，其中
所述控制电路将每个脉冲的预定的后面时间段用作用于非谐振有效条件的预定时间段，所述非谐振状态通过进行以下中的至少一个而被检测到
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上超过第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上超过所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流降至低于第二检测电平，以及
检测由所述电流检测单元检测到的谐振电流是否在预定时间段上低于第一检测电平，并且在检测到所述谐振电流在所述预定时间段上低于所述第一检测电平的情况下，检测所述谐振电流超过作为非谐振的第二检测电平。
CN201210204958.3A 2011-06-17 2012-06-18 开关电源装置 Expired - Fee Related CN102832822B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-135654 2011-06-17
JP2011135654A JP2013005631A (ja) 2011-06-17 2011-06-17 スイッチング電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102832822A true CN102832822A (zh) 2012-12-19
CN102832822B CN102832822B (zh) 2016-06-22

Family

ID=47335826

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210204958.3A Expired - Fee Related CN102832822B (zh) 2011-06-17 2012-06-18 开关电源装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8873257B2 (zh)
JP (1) JP2013005631A (zh)
CN (1) CN102832822B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107800296A (zh) * 2016-08-29 2018-03-13 英飞凌科技股份有限公司 用于电源电流整形的系统和方法
CN109428470A (zh) * 2017-08-30 2019-03-05 三垦电气株式会社 电流谐振电源装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6323258B2 (ja) * 2014-08-29 2018-05-16 サンケン電気株式会社 電流共振型電源装置
JP6562618B2 (ja) * 2014-11-17 2019-08-21 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6201713B1 (en) * 1998-10-29 2001-03-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply unit having sub-switching element and time constant circuit
CN1388635A (zh) * 2001-05-29 2003-01-01 株式会社村田制作所 开头电源装置
JP2003299351A (ja) * 2002-03-29 2003-10-17 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
CN101192797A (zh) * 2006-11-30 2008-06-04 三美电机株式会社 开关电源电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1199956B (it) * 1985-02-28 1989-01-05 Selenia Spazio Spa Invertitore-convertitore a durata di impulsi variabile(pwm)e forma d'onda trapezoidale smussata della tensione alternativa,in grado di trasferire dalla sorgente primaria alle linee di uscita in continua,energia con basse perdite nei diodi di raddrizzamento della tensione alternativa di uscita
US4843532A (en) * 1988-07-01 1989-06-27 General Electric Company Regulating pulse width modulator for power supply with high speed shutoff
US20030095421A1 (en) * 2000-05-23 2003-05-22 Kadatskyy Anatoly F. Power factor correction circuit
JP4386744B2 (ja) 2004-01-09 2009-12-16 新電元工業株式会社 共振回路
US7262981B2 (en) * 2004-05-25 2007-08-28 General Electric Company System and method for regulating resonant inverters
KR101370650B1 (ko) * 2007-04-25 2014-03-10 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법 및 이를 이용하는컨버터 및 그 구동방법
TWI338996B (en) * 2007-10-16 2011-03-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system having synchronous rectifier control circuit and controlling method thereof
US7558037B1 (en) * 2008-04-30 2009-07-07 Infineon Technologies Ag Over current protection circuit and method
CN101728954B (zh) * 2008-10-21 2013-04-10 成都芯源系统有限公司 用于dc-dc变流器的控制电路及其方法
JP5237756B2 (ja) * 2008-10-28 2013-07-17 パナソニック株式会社 放電灯点灯装置及び照明器具
CN102474962A (zh) * 2009-08-21 2012-05-23 奥斯兰姆施尔凡尼亚公司 具有休眠电路的谐振逆变器
TW201134073A (en) * 2010-03-22 2011-10-01 Skynet Electronic Co Ltd Series resonant converter with overload delay and short circuit protection mechanism

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6201713B1 (en) * 1998-10-29 2001-03-13 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply unit having sub-switching element and time constant circuit
CN1388635A (zh) * 2001-05-29 2003-01-01 株式会社村田制作所 开头电源装置
JP2003299351A (ja) * 2002-03-29 2003-10-17 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
CN101192797A (zh) * 2006-11-30 2008-06-04 三美电机株式会社 开关电源电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107800296A (zh) * 2016-08-29 2018-03-13 英飞凌科技股份有限公司 用于电源电流整形的系统和方法
CN109428470A (zh) * 2017-08-30 2019-03-05 三垦电气株式会社 电流谐振电源装置
CN109428470B (zh) * 2017-08-30 2021-09-07 三垦电气株式会社 电流谐振电源装置

Also Published As

Publication number Publication date
US8873257B2 (en) 2014-10-28
CN102832822B (zh) 2016-06-22
US20120320636A1 (en) 2012-12-20
JP2013005631A (ja) 2013-01-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20160111468A (ko) 공진형 강압 dc-dc 파워 컨버터
US9496862B2 (en) Circuit arrangement for actuating a semiconductor switching element
US8174850B2 (en) Method and circuit for avoiding hard switching in half bridge converters
CN104837237A (zh) 车辆用灯具及其驱动装置、控制方法
US10020731B2 (en) Power switch circuit
US20110096581A1 (en) Inverter and method for operating the inverter
CN105449997A (zh) 一种功率变换器的功率开关管隔离栅驱动电路
KR102005881B1 (ko) Dc-dc 변환 시스템
CN102832822A (zh) 开关电源装置
JP2016158240A (ja) 駆動装置
US20110089993A1 (en) Electronic device and method for dc-dc conversion
US9178435B2 (en) Switching power supply
KR102005880B1 (ko) Dc-dc 변환 시스템
US9184742B2 (en) High side driver with power supply function
US9350255B2 (en) DC-DC conversion device including pulse width modulation control
JP2017028878A (ja) 電力変換装置
CN103703662A (zh) 缓冲电路
JP2011055597A (ja) スイッチング素子駆動回路及び電力変換装置
JP6767714B2 (ja) 信号生成回路
US20080037299A1 (en) Method for driving dc-ac converter
JP5108600B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2019054349A (ja) ゲート駆動回路、および、パワースイッチングシステム
JP2018085873A (ja) ゼロボルトスイッチング方式のスイッチング電源装置
JP2007166794A (ja) 電源回路
JP2018074619A (ja) ゲートパルス発生回路およびパルス電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20160622

Termination date: 20200618