CN102801317A - 自适应分段驱动dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及集成电路技术，特别涉及一种负载自适应分段驱动电路，在降压式稳压电路（也称为BUCK电路）中的应用。本发明公开了一种自适应分段驱动DC-DC变换器。本发明用并联的m只PMOS功率管和NMOS功率管构成开关转换电路，根据不同的负载电流大小，驱动不同数量的功率管进行开关转换，在轻载情况下驱动的功率管数量较少，相当于降低了功率管的功率，从而在轻载情况下降低驱动损耗和开关损耗。本发明改变了功率管的驱动方式，通过检测负载电流的变化改变功率管开启数目，从而使功率管的导通损耗和驱动损耗之和最小化，进而提高DC-DC变换器的效率，特别是轻载下的效率。本发明特别适合用于降压式稳压电路中。

Description

自适应分段驱动DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及集成电路技术，特别涉及一种负载自适应分段驱动电路，在降压式稳压电路（也称为BUCK电路）中的应用。

背景技术

集成的降压式电压变换器（BUCK）电路结构如图1所示，包括能量转换单元1、驱动单元2和反馈控制单元3。能量转换单元1通常包括2只功率管构成的开关转换电路，一只PMOS（P沟道金属氧化物半导体）功率管和一只NMOS（N沟道金属氧化物半导体）功率管，图1中分别标注为PMOS和NMOS。在驱动单元2输出信号控制下PMOS功率管和NMOS功率管工作在开关状态，将输入的高压直流电Vdd转换为一个方波信号输出，最后经过电感L和电容C构成的滤波电路输出低压直流电Vout，从而实现DC-DC（直流到直流）降压变换。图1中，2只功率管始终工作在不同的状态，PMOS功率管开启则NMOS功率管关断，PMOS功率管关断则NMOS功率管开启，完成输入电压的开关转换。反馈控制单元3的作用是对输出电压Vout进行采样并产生脉冲信号，然后通过驱动单元2进行缓冲放大，控制能量转换单元1的PMOS功率管和NMOS功率管的开启、关断时间，使输出电压保持恒定。对于常见的BUCK电路，根据其不同的控制模式分为：PWM（脉冲宽度调制）控制模式、PFM（脉冲频率调制）控制模式、PSM（脉冲跨周期调制模式）控制模式，以及混合控制模式（上述两种或多种控制模式的组合）。其中PWM模式最为常见，具有输出电压波动小，重载（负载电流大）时转换效率高等优点。PFM、PSM模式通常用于轻载（负载电流较小）的情况下，以提高变换器的转换效率。但这两种模式都有一个明显的缺点：功率管开关频率随着负载的变化而变化，从而限制了其在某些领域的中应用，如RF（射频）领域。所以，在电压变换器中，PWM模式仍然是最为有效的一种。在轻载条件下，PWM模式变换器的损耗主要体现在功率管的驱动损耗和开关损耗，功率管功率越大这种损耗越大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提供一种自适应分段驱动DC-DC变换器，通过对功率管进行分段驱动，并采用自适应死区控制，可以在很大程度上提高变换器在轻载下的转换效率。

本发明解决所述技术问题，采用的技术方案是，自适应分段驱动DC-DC变换器，包括能量转换单元、反馈控制单元和驱动单元；所述反馈控制单元采集能量输出单元的输出电压进行处理后，通过驱动单元对能量转换单元的输出电压进行控制，所述能量转换单元将输入电压转换为脉冲电压经过滤波电路输出到负载；其特征在于，所述能量转换单元包括m只PMOS功率管和m只NMOS功率管；所述m只PMOS功率管源极与电源正极连接，所述m只PMOS功率管栅极与驱动单元连接，所述m只PMOS功率管漏极与m只NMOS功率管漏极连接在一起并与滤波电路连接，所述m只NMOS功率管栅极与驱动单元连接，所述m只NMOS功率管源极接地；所述驱动单元输出的信号分别控制PMOS功率管和NMOS功率管开启和关断；n只PMOS功率管开启则对应有n只NMOS功率管关断，n只PMOS功率管关断则对应有n只NMOS功率管开启，且其他功率管均处于关断状态；所述PMOS功率管开启数量随负载电流变化，负载电流大，PMOS功率管开启数量大，负载电流小，PMOS功率管开启数量小；m、n为正整数，n≤m，m≥2。

本发明用并联的m只PMOS功率管和NMOS功率管构成开关转换电路，根据不同的负载电流大小，驱动不同数量的功率管进行开关转换，在轻载情况下驱动的功率管数量较少，相当于降低了功率管的功率，从而在轻载情况下降低驱动损耗和开关损耗。

具体的，当负载电流为最大值Imax时，n=m；当负载电流为最小值Imin时，n=1。

该方案在最大负载（负载电流为最大值Imax）条件下，所有的功率管均开启，充分利用所有功率管。

进一步的，所述m只PMOS功率管和m只NMOS功率管分为k段，每段中PMOS功率管和NMOS功率管数量相同，各段的PMOS功率管数量相同或不同；k为正整数，k≤m。

这种方案采用分段驱动的方式，有利于简化控制逻辑，降低成本。由于PMOS功率管和NMOS功率管是成对配置的，所以每段中PMOS功率管和NMOS功率管数量是相同的。但是，各段的PMOS功率管数量可以相同或不同。

进一步的，每段中PMOS功率管和NMOS功率管功率相同，各段的PMOS功率管功率相同或不同。

各段中采用不同功率的功率管，可以根据不同的负载电流大小，选择需要驱动的功率管，以适应负载电流的大小，并保证转换效率。各段中采用相同功率的功率管，则有利于简化生产工艺，提高生产效率。

具体的，所述m=13。

该方案采用13只PMOS功率管和NMOS功率管功率组成能量转换单元，在现有集成电路工艺条件下，能够满足大多数DC-DC变换器的使用要求，选择适当的分段驱动方式，能够降低轻载下的损耗。

具体的，所述13只NMOS功率管和13只PMOS功率管为分4段，其中3段各包括1只功率为x的NMOS功率管和PMOS功率管，另一段包括10只功率为x/10的NMOS功率管和PMOS功率管，x为功率管的瓦特数。

这是一种针对13只NMOS功率管和13只PMOS功率管构成的能量转换单元的优选分段方式，能够在负载电流大于200mA到1mA的范围内高效率地完成DC-DC转换。

具体的，所述反馈控制单元包括误差放大电路、PWM比较器、死区控制电路、模式检测电路；所述误差放大电路的输入端分别连接能量转换单元的输出电压和基准电压，其输出信号作为PWM比较器的一个输入，PWM比较器另一输入为锯齿波信号，PWM比较器的输出送入死区控制电路，死区控制电路的输入信号还包括过零比较器的输出信号zcc_out、NMOS功率管的栅极信号gn和PMOS功率管的栅极信号gp，所述死区控制电路的输出端与驱动单元连接；所述驱动单元另一个输入端与模式检测电路的输出端连接。

这是本发明推荐的反馈控制单元的基本结构，其中模式检测电路为本发明增加的电路模块，主要作用是通过检测负载电流对功率管的工作模式作出判断，输出相应的切换信号。该方案适合在集成电路中实现。

具体的，所述驱动单元包括电流采样模块、时间数字转换器、查找表模块、缓冲电路，所述电流采样模块输入端与模式检测电路连接，输出端与查找表连接；所述时间数字转换器一个输入端与模式检测电路连接，另一个输入端与死区控制电路连接，所述时间数字转换器的输出端与查找表连接；所述查找表模块根据电流采样模块和时间数字转换器输入的编码信号，以及死区控制电路的输出信号进行逻辑运算输出栅极信号，该栅极信号通过缓冲电路与PMOS功率管和NMOS功率管栅极连接，进行分段驱动。

该方案给出了本发明驱动单元的基本结构，其中电流采样模块、时间数字转换器和查找表模块，为本发明的增加功能单元，其作用是根据反馈控制单元输出的信号，产生驱动功率管的栅极信号。本发明电流采样模块具有两中工作模式，工作于CCM（连续）模式下，通过检测PMOS功率管的峰值电流间接检测负载电流，然后通过模数转换电路得到栅极信号控制码。随着负载电流的减小，由于延时等原因电流检测电路的精度也随之降低。在DCM（断续）模式下，负载电流与驱动脉冲占空比成一定的关系，当电路的工作频率保持恒定时，采用时间数字转换器（TDC）通过量化PMOS功率管的导通时间就可以得到占空比的信息，同时间接检测负载电流的变化。在保证对负载电流检测精度的同时，尽可能是减小负载检测本身所带来的损耗，从而保证高效率。

具体的，所述模式检测电路包括一个电流比较器和一个模式检测逻辑电路，电流比较器的输出通过一个反相器连接到一个D型触发器的时钟端clk，D型触发器的D端连接电源，使能端连接PMOS功率管的栅极，D型触发器的输出与电流采样模块连接，用于DCM/CCM模式切换。

该方案是本发明模式检测电路的一种结构，主要由电流比较器和模式检测逻辑电路构成，用于电流检测模块和时间数字转换器的DCM/CCM模式切换。

本发明的有益效果是，改变了功率管的驱动方式，通过检测负载电流的变化改变功率管开启数目，从而使功率管的导通损耗和驱动损耗之和最小化，进而提高DC-DC变换器的效率，特别是轻载下的效率。

附图说明

图1是现有技术DC-DC变换器结构示意图；

图2是本发明DC-DC变换器结构示意图；

图3是实施例的结构示意图；

图4是开关转换电路及缓冲电路结构示意图；

图5是电流采样模块结构示意图；

图6是时间数字转换器结构示意图；

图7是模式检测电路的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明的自适应分段驱动DC-DC变换器，包括能量转换单元1、反馈控制单元3和驱动单元2，如图2所示。反馈控制单元3采集能量输出单元的输出电压Vout进行处理后，输出控制信号通过驱动单元2对能量转换单元1的输出电压Vout进行控制。能量转换单元的作用是将输入电压转换为脉冲电压Vsw，经过电感L和电容C组成的滤波电路输出到负载产生负载电流，完成DC-DC直流变换。本发明的能量转换单元包括m只PMOS功率管和m只NMOS功率管，他们共同构成了本发明的开关转换电路。m只PMOS功率管源极与电源正极连接，m只PMOS功率管栅极与驱动单元连接，m只PMOS功率管漏极与m只NMOS功率管漏极连接在一起并与滤波电感L连接，m只NMOS功率管栅极与驱动单元连接，m只NMOS功率管源极接地。本发明的驱动单元输出的信号具有m种状态，分别对应控制PMOS功率管开启和NMOS功率管关断。n只PMOS功率管开启则对应有n只NMOS功率管关断，同样的，n只PMOS功率管关断则对应有n只NMOS功率管开启。其他功率管均处于关断状态，不参与工作。本发明的DC-DC变换器中，PMOS功率管开启数量随负载电流增加，当负载电流为最大值Imax时，n=m，即所有功率管均参与工作。当负载电流为最小值Imin时，n=1，即只有一只PMOS功率管和NMOS功率管参与工作。这里，m、n为正整数，m的具体数字根据DC-DC变换器的功率和功率管的功率决定，n的具体数字根据负载电流Iload决定。n≤m，m≥2。对于这种结构的开关转换电路，本发明推荐采用分段驱动的方式，如将m只PMOS功率管和m只NMOS功率管分为k段进行分段驱动，k为正整数，k≤m。根据不同的负载电流和功率管的功率大小，驱动不同的段数进行开关转换，可以进一步简化控制逻辑和电路结构。由于结构的对称性，这种分段驱动方式，每段中PMOS功率管和NMOS功率管数量相同，PMOS功率管和NMOS功率管功率相同。但各段的PMOS功率管数量可以相同也可以不同，各段的PMOS功率管功率也可以相同或不同。

实施例

本例自适应分段驱动DC-DC变换器结构如图3所示，开关转换电路中功率管数量为13只PMOS功率管和13只NMOS功率管，驱动单元输出的栅极信号gp和gn分别有13种状态，可以分别控制各功率管的开启和关闭，即m=13的情况。其中反馈控制单元的内部结构包括误差放大电路、PWM比较器、死区控制电路、模式检测电路。误差放大电路包括误差放大器EA和频率补偿电路，误差放大器EA的输入端分别连接能量转换单元的输出电压Vout和基准电压Vref，其输出信号经过频率补偿电路后作为PWM比较器的一个输入，PWM比较器另一输入为锯齿波信号，PWM比较器输出的方波信号drive送入死区控制电路。图3中，死区控制电路包括PMOS功率管死区控制模块和NMOS功率管死区控制模块，分别控制PMOS功率管死区时间和NMOS功率管死区时间。死区控制电路的输入信号还包括过零比较器的输出信号zcc_out、NMOS功率管的栅极信号gn和PMOS功率管的栅极信号gp。死区控制电路的输出的ndrive信号和pdrive信号与驱动单元连接，驱动单元另一个输入端与模式检测电路输出的模式判断信号dcm连接，该信号为模块检测电路根据输入信号Vsw得到的输出。驱动单元输出的两个13bit的驱动信号gp和gn分别连接到PMOS功率管和NMOS功率管的栅级，控制其开启或关断。

下面描述反馈控制单元各模块的功能和工作原理：

图3中，误差放大电路包括误差放大器EA和频率补偿电路，其作用有两个：1、对环路进行补偿，使系统始终趋于稳定；2、放大输出电压与基准电压之间的差值。输入信号Vout首先连接到误差放大器EA的反相输入端，误差放大器EA的正相输入端与外部一个基准电压信号Vref相连，误差放大器EA将Vout与Vref的差值进行放大，其输出经过频率补偿电路进行频率补偿后作为误差放大电路的输出。引入频率补偿电路是为了保证电路的稳定性。

PWM比较器是一个高速电压比较器，通过比较其两个输入端的电压产生一定占空比的方波信号drive，该信号经过后续的处理用于驱动PMOS功率管和NMOS功率管的开启或关断。PWM比较器反相输入端与误差放大电路的输出相连，正相输入端为一个外部锯齿波信号。

死区控制电路内部包括NMOS功率管死区控制模块和PMOS功率管死区控制模块，其中PMOS功率管死区控制模块有两个输入端，分别连接PWM比较器的输出和NMOS功率管的栅电压信号gn，输出端pdrive信号用于PMOS功率管的驱动信号。其工作原理是只有当gn信号降为低时，drive信号才能传递到输出端输出pdrive信号，从而避免NMOS功率管未完全关闭前将PMOS功率管开启。图3中，NMOS功率管死区控制模块共有三个输入，分别为drive信号、功率PMOS栅电压gp和模式检测电路中过零比较器的输出信号zcd_out。其工作原理是只有当功率PMOS管完全关断，并且电压Vsw变为0V时，drive信号才传递到输出端输出ndrive信号，用于驱动NMOS功率管。这样既可以避免两个功率管同时导通，还可以减小NMOS功率管的开关损耗。

图3中，模式检测电路的作用是检测DC-DC变换器何时工作在DCM模式下，并相应的给出一个模式切换信号。因为本发明的负载电流检测包含两个不同的模块，两者分别工作在CCM和DCM模式下，因此需要一个模式切换信号开启相应的模块。模式检测电路内部包括一个过零比较器zcd和一个DCM检测器，其中过零比较器zcd通过比较Vsw与地之间的压差得到输出信号zcd_out，当该信号由0翻转为1时，表明Vsw电压已经降至0；由1翻转为0时，表明Vsw向上过零。DCM检测器输入信号为gp和zcc_out，根据两者之间的逻辑关系得到模式切换信号dcm。这种模式检测电路非常简单实用。

本例驱动单元包括电流采样模块、时间数字转换器（TDC）、查找表模块和缓冲电路，如图3所示。电流采样模块输入端与模式检测电路连接，输出端与查找表连接。时间数字转换器一个输入端与模式检测电路连接，另一个输入端与死区控制电路连接，时间数字转换器的输出端与查找表连接。查找表模块根据电流采样模块和时间数字转换器输入的编码信号，以及死区控制电路的输出信号进行逻辑运算输出13bit的Pgat信号和13bit的Ngat信号，这两个13bit的信号通过缓冲电路与PMOS功率管和NMOS功率管栅极连接，驱动其开启或关闭。

本发明通过检测功率管的峰值电流或通过量化占空比间接实现对负载电流的检测，再根据理论分析得到不同负载电流情况下，功率管的最小损耗和导通的功率管数目的关系，并在查找表模块中建立相应的查找表。查找表模块根据负载检测的结果给出相应负载电流下的最优功率管的数目。

DCM模式检测电路的输出dcm信号连接到TDC和电流采样模块的使能端，TDC在CCM模式下使能无效，电流采样模块在DCM模式下使能无效。电流采样模块的输出为一个3bit的数字码，TDC的输出为一个10bit的数字码。这13位数字码共同送入与门阵列。与门阵列另外两个输入端为死区控制电路的两个输出ndrive和pdrive信号。ndrive和pdrive分别作为NMOS功率管和PMOS功率管栅驱动信号，这两个信号分别与上述13位数字码做逻辑运算得到两个13位的输出信号，其中一路连接到PMOS功率管的缓冲电路，另一路连接到NMOS功率管的缓冲电路，分别用于驱动相应的PMOS功率管和NMOS功率管。

本例将13只NMOS功率管和13只PMOS功率管为分4段，其中3段各包括1只功率为1W的NMOS功率管和1W的PMOS功率管，另一段包括10只功率为0.1W的NMOS功率管和0.1W的PMOS功率管，本例DC-DC转换器功率为4W。本例中的开关转换电路、电流采样模块、时间数字转换器和模式检测电路是组成本发明实现分段驱动的四个关键模块。由于本发明的开关转换电路将功率管拆分为多个子段，以便根据不同的负载电流（反映了负载的轻重）对不同的子段进行独立驱动控制，所以缓冲电路也做分段处理以保证驱动信号的同步达到，所驱动的功率管同时开启或关断。当电流采样模块工作于CCM模式下的时候，通过检测PMOS功率管的峰值电流间接检测负载电流，然后通过模数转换电路得到分段控制码。随着负载电流的减小，由于延时等原因电流检测电路的精度也随之降低。在DCM模式下，负载电流与占空比成一定的关系，当电路的工作频率保持恒定时，采用时间数字转换器（TDC）通过量化PMOS功率管的导通时间就可以得到占空比信息，间接检测负载电流的变化。由于两种检测方式工作在不同的模式下，所以电路需要一个模式检测模块，用于切换两种电流检测方式。

本例开关转换电路和缓冲电路结构如图4所示，开关转换电路和缓冲电路拆分为四个大段，分别为seg<1:10>、seg<11>、seg<12>、seg<13>，其中的第一大段seg<1:10>共分为10个小段。在功率管分段的同时对缓冲电路进行分段处理，保证驱动信号到达到功率管栅级的延迟一致。该模块接收外部两个13bit的驱动信号，再经过三级缓冲后，连接到功率管的栅级，分别控制PMOS功率管和NMOS功率管。以下仅给出本例中一种分段数与电流间的关系：

负载电流Ilad	PMOS功率管开启数
		200mA＜Iload	开通4大段（所有功率管）
100mA＜Iload＜200mA	开通3大段：seg<11>、seg<12>、seg<1：10>
		Iload＜100mA且DC-DC工作在CCM	开通2大段：seg<11>、seg<1：10>
Iload＞80mA且DC-DC工作在DCM	开通1大段：seg<1：10>
		60mA＜Iload＜80mA	开通9小段：seg<1:10>中的9只PMOS功率管
45mA＜Iload＜60mA	开通8小段：seg<1:10>中的8只PMOS功率管
		35mA＜Iload＜45mA	开通7小段：seg<1:10>中的7只PMOS功率管
25mA＜Iload＜35mA	开通6小段：seg<1:10>中的6只PMOS功率管

20mA＜Iload＜25mA	开通5小段：seg<1:10>中的5只PMOS功率管
		15mA＜Iload＜20mA	开通4小段：seg<1:10>中的4只PMOS功率管
10mA＜Iload＜15mA	开通3小段：seg<1:10>中的3只PMOS功率管
		5mA＜Iload＜10mA	开通2小段：seg<1:10>中的2只PMOS功率管
1mA＜Iload＜5mA	开通1小段：seg<1:10>中的1只PMOS功率管

本例电流采样模块的输出信号为3位，即seg<11>、seg<12>、seg<13>，分别对应3种不同的功率管分段数。该模块包括电流采样模块和模数转换电路两部分。基本结构如图5所示，包括分段采样管MP1、运放OP1，采样电阻R_sense和采样保持电容C5，采样管的数目与功率管的开启数目的比例始终保持一致，采样管导通与否受到外部分段控制信号seg<1:3>的控制。采样管MP1总共分为三个部分，它们的源端都连接到电源Vdd，它们的栅极分别与三个反相器的输出相连，三个反相器的输入为三位的数字控制码。通过三个数字码可以开启不同数目的采样管。采样管MP1的漏极与OP1的反相输入端相连，而OP1的正相输入端通过开关M3连接到PMOS功率管的漏极。图5中开关管M3、M4的作用是通过开启M3或M4来决定OP1正相输入端的电位。在gp信号为低时，此时PMOS功率管开启，OP1的正相输入端连接到PMOS功率管的漏端;在gp信号为高时，此时功率NMOS管关断期间，OP1的正相输入端则通过M4连接到电源。OP1的输出端连接到M2管，M2为PMOS管，其源端反馈回OP1的反相输入端，其漏端与采样电阻R_sense的一端相连，同时与NMOS M5的源端相连，M5是一个开关管，其开关动作受到栅电压ngp信号的控制，ngp信号为gp通过一个反相器得到的输出。M5的漏端与采样保持电容C5相连。采样电阻Rsense和采样电容的另一端连接到地。本电路的工作原理：当gp信号为低时，意味着功率PMOS管开启，运放OP1的两输入分别连接到采样管的漏端和功率管的漏端，由于运放OP1与M2形成一个闭环，从而使得采样管与功率管的漏端电压相等。同时由于采样管与功率管的源端均接电源电压，栅端都接地，两者都工作在深线性区，那么根据公式：

$I_{\mathrm{pmos}}={\mathrm{\&mu;}}_p\&times;C_{\mathrm{ox}}\&times;{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{pmos}}\&times;[(V_{\mathrm{gs},n}-V_{\mathrm{th},n})\&times;(V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{lx}})]$

可以得到

$I_{\mathrm{sense}}=\frac{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{sense}}}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{pmos}}}\&times;I_{\mathrm{pmos}}$

说明流过两者的电流比就等于它们的W/L的比值，从而实现对功率PMOS管的电流采样。采集的电流流过采样电阻Rsense转换为采样电压，该电压信息同时存储在电容C5上。当gp信号切换为高时，意味着功率PMOS管关闭，这时流过功率管的电流达到峰值。同时M5栅级电压立刻变低，从而切断采样电阻与电容之间的连接，这样在切换时，采集的电压便保持到电容上。另外，这里运放OP1的正相输入端通过M4连接到电源，通过OP1与M2的钳位，采样管的漏端电压也被挂至电源电压，采样电路停止工作。

模数转换电路通过三个比较器，将电流采样模块的输出采样电压Vs与三个不同的基准电压（Vref1、Vref2、Vref3）进行比较，比较的结果再通过三个D触发器进行锁存。其中三个不同的基准电压利用一个外部的基准电流流过三个低温度系数的电阻产生。D触发器在gp信号产生上升沿的时候（即功率PMOS管关断期间），对比较的结果进行锁存，得到三位稳定的数字码。

图6为本例的时间数字转换器的结构示意图。包括一个10级延迟单元构成的延迟链和一个由11个D型触发器组成的锁存单元。其作用是：根据负载电流与Ton（PMOS功率管的开启时间）之间的关系，将pdrive的高电平（与PMOS功率管的开启时间Ton对应）持续时间量化为一个10位的数字码。该数字码用于控制分段功率管中四大段中的最低段（即seg<1:10>）。该TDC中，pdrive作为外部输入信号，通过一个反相器后与外部使能信号en相与得到输出信号Ton，Ton分三路分别送入延迟链、锁存单元的第一个D触发器的D端和反相器F的输入端。反相器F的输出端与锁存单元中所有的D触发器的clk（时钟）端相连。第i（i=1,2,…,10）延迟单元的输出作为第i+1延迟单元的输入，同时连接到第i个D触发器的D端。本例的TDC电路简单实用，虽然分辨率较低，但用于本发明中完全可以达到要求，最为重要的是该电路相比于其它的TDC结构，其功耗非常低，从而保证了系统整体的高效率。

图7为本例的模式检测电路的结构示意图。包括一个高速电流比较器和一个模式检测逻辑电路。该电流比较器相比于电压比较器有着明显的速度优势，从而避免由于比较器的延迟带来的误差。输入电压信号Vsw通过电阻R连接到比较器的源端，电阻R的作用在于引入一个较小的失调，避免电压转换器工作在极轻负载情况下的误触发。当PMOS功率管关断后，Vsw从高电平向下过零时，即电感L电流降为0时，此时比较器的输出zcd_out由低翻转为高。意味着死区时间结束，应该立即开启NMOS功率管。zcd_out通过一个反相器连接到一个D触发器的clk端，D触发器的D端连接到电源，使能端连接到PMOS功率管的栅信号gp。在gp为低电平期间（即PMOS功率管关断，NMOS功率管开启），如果clk端信号产生一个上升沿（即Vsw由低电平向上过零，电感L电流反流），D触发器的输出端Q’将由高翻转为低。表明此时电路工作在DCM模式下。同时应屏蔽NMOS功率管的驱动信号，将功率NMOS管断开。

Claims (9)

1.自适应分段驱动DC-DC变换器，包括能量转换单元、反馈控制单元和驱动单元；所述反馈控制单元采集能量输出单元的输出电压进行处理后，通过驱动单元对能量转换单元的输出电压进行控制，所述能量转换单元将输入电压转换为脉冲电压经过滤波电路输出到负载；其特征在于，所述能量转换单元包括m只PMOS功率管和m只NMOS功率管；所述m只PMOS功率管源极与电源正极连接，所述m只PMOS功率管栅极与驱动单元连接，所述m只PMOS功率管漏极与m只NMOS功率管漏极连接在一起并与滤波电路连接，所述m只NMOS功率管栅极与驱动单元连接，所述m只NMOS功率管源极接地；所述驱动单元输出的信号分别控制PMOS功率管和NMOS功率管开启和关断；n只PMOS功率管开启则对应有n只NMOS功率管关断，n只PMOS功率管关断则对应有n只NMOS功率管开启，且其他功率管均处于关断状态；所述PMOS功率管开启数量随负载电流变化，负载电流大，PMOS功率管开启数量大，负载电流小，PMOS功率管开启数量小；m、n为正整数，n≤m，m≥2。

2.根据权利要求1所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，当负载电流为最大值Imax时，n=m；当负载电流为最小值Imin时，n=1。

3.根据权利要求1所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述m只PMOS功率管和m只NMOS功率管分为k段，每段中PMOS功率管和NMOS功率管数量相同，各段的PMOS功率管数量相同或不同；k为正整数，k≤m。

4.根据权利要求3所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，每段中PMOS功率管和NMOS功率管功率相同，各段的PMOS功率管功率相同或不同。

5.根据权利要求1所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述m=13。

6.根据权利要求5所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述13只NMOS功率管和13只PMOS功率管为分4段，其中3段各包括1只功率为x的NMOS功率管和PMOS功率管，另一段包括10只功率为x/10的NMOS功率管和PMOS功率管，x为功率管的瓦特数。

7.根据权利要求1所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述反馈控制单元包括误差放大电路、PWM比较器、死区控制电路、模式检测电路；所述误差放大电路的输入端分别连接能量转换单元的输出电压和基准电压，其输出信号作为PWM比较器的一个输入，PWM比较器另一输入为锯齿波信号，PWM比较器的输出送入死区控制电路，死区控制电路的输入信号还包括过零比较器的输出信号zcc_out、NMOS功率管的栅极信号gn和PMOS功率管的栅极信号gp，所述死区控制电路的输出端与驱动单元连接；所述驱动单元另一个输入端与模式检测电路的输出端连接。

8.根据权利要求7所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述驱动单元包括电流采样模块、时间数字转换器、查找表模块、缓冲电路，所述电流采样模块输入端与模式检测电路连接，输出端与查找表连接；所述时间数字转换器一个输入端与模式检测电路连接，另一个输入端与死区控制电路连接，所述时间数字转换器的输出端与查找表连接；所述查找表模块根据电流采样模块和时间数字转换器输入的编码信号，以及死区控制电路的输出信号进行逻辑运算输出栅极信号，该栅极信号通过缓冲电路与PMOS功率管和NMOS功率管栅极连接，进行分段驱动。

9.根据权利要求7所述的自适应分段驱动DC-DC变换器，其特征在于，所述模式检测电路包括一个电流比较器和一个模式检测逻辑电路，电流比较器的输出通过一个反相器连接到一个D型触发器的时钟端clk，D型触发器的D端连接电源，使能端连接PMOS功率管的栅极，D型触发器的输出与电流采样模块连接，用于DCM/CCM模式切换。

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