CN102801309A

CN102801309A - 转换器电路

Info

Publication number: CN102801309A
Application number: CN2012101649142A
Authority: CN
Inventors: 弗朗切斯科·安杰林
Original assignee: Osram Co Ltd
Current assignee: Osram GmbH; Osram Co Ltd
Priority date: 2011-05-24
Filing date: 2012-05-24
Publication date: 2012-11-28
Also published as: EP2528216A1; EP2528216B1

Abstract

本发明公开了一种转换器电路。一种开关降压转化器包括：输出级，具有包括输出电容器的第一侧向支路，包括电感器的中间支路，和具有续流二极管的第二侧向支路。第一电子开关置于输入端和输出级之间。第二电子开关置于输出电容器和第一电子开关的控制电极之间。电流发生器向第二电子开关的控制电极（基极）注入电流，使第二电子开关导通，并引起转换器在第一操作情况和第二操作情况之间交替切换，在第一操作情况中，已由于第二电子开关变为导通而变为导通的第一电子开关产生电感器中的电流和输出电容器上的电荷积累，在第二操作情况中，当第二电子开关断开时，第一电子开关断开以产生流经续流二极管、电感器以及输出电容器的电流。

Description

转换器电路

技术领域

本公开涉及转换器电路。

各种实施例可能涉及以所谓的降压拓扑结构（降压转换器（buckconverter））实现的开关转换器电路。

实施例的可能应用涉及用作具有恒定电压输出的辅助电源，例如为光源供电。

背景技术

降压开关转换器电路可能具有振荡器，所述振荡器包括其自身部件并在自身频率下工作，如果必要，还具有来自附加电路的调制。时下，各种生产商提供适用于实现减压转换器（step-down converter）的单片电路的解决方案。

图1示出通过使用标准线性调节器实现的自激振荡的降压转换器的示图。这样的布置可以在National Semiconductor公司的产品范围中找到。

相反地，图2中的示图涉及在文献US-A-2010/0045204中描述的适用于为LED光源供电的转换器。

如在下面参考图4会看到的，这样的转换器适于置于施加电源电压V_S的输入端In和适于与标志为Load的负载相连的输出端子Out之间。

图1和2中所示的解决方案的共有特征是，提供具有“门”结构的输出级，其中，包括电感器L1的中间或横向支路置于两个侧向支路之间，这两个侧向支路分别包括：

二极管D1（称为续流二极管），其正极与地相连，负极与电感器L1（具体地在电感器L1的面向输入端In的一端）相连，以及

输出电容器Cout，其置于地和电感器L1的另一端之间，与电路的输出端Out相连。

在图1的示例性实施例中，振荡器的核心包括IC LM317。在图2描述的解决方案中，先前描述的输出电路（D1，L1，C1）经由振荡器被供电，振荡器包括两个晶体管（在当前考虑的示例中为双极性晶体管）Q1、Q2以及相关联的偏置电阻器R1和R2，还有晶体管Q3（在当前考虑的示例中也为双极性晶体管）和相应的偏置电阻器R3。也可提供具有滤波功能的输入电容器Cin。

图1和图2描述的解决方案代表了现有技术的众多情形，包括文献例如WO-A-2009/089912、WO-A-2009/089919、EP-A-1 988 517、DE 10349 196、DE 10 2007 015982，还包括本申请提出时尚未公开的文献DE 10 2010 001 807、DE 10 2010 031 657、DE 10 2010 031 669和DE 102010 028 804。

发明内容

在现有技术中，存在对自激振荡降压转换器的需要，也就是说，此类降压转换器中并没有特别配备振荡器，但是由于其电路拓扑结构而固有地获得振荡行为。

例如，当输入电压与市售的低压单片电路的可接受值相比过高时，或者当输入电压对于专用设备过低时，或者在输入的电压动态（voltagedynamics）较高的情况下，存在对于自激振荡装置的兴趣。

因此本发明的目的是利用如自激振荡转换器的降压技术来获得有效的转换器，所述转换器具有较少的部件、较低的加工成本，并适用于具有恒压输出的低功率应用，如果需要，具有中高输入电压。

根据本发明，通过具有在随后的权利要求中特别阐述的特征的转换器电路来实现这样的目标。

权利要求是在此提供的本发明的技术教导的组成部分。

在各种实施例中，可以获得没有明确配备振荡器、并且由于电路拓扑结构自身而固有地获得振荡行为的转换器电路。

在各种实施例中，操作频率可以根据负载和/或输入电压而正常改变，不同于装有振荡器的转换器，在装有振荡器的转换器中在系统层面限定了该参数。

附图说明

现在将参考附图仅通过非限制性示例来描述本发明，在附图中：

图1和2已经在前面描述，

图3是实施例的电路图，

图4示出了实施例的连接布置，

图5至图9示出了图3的实施例的可能的改进，以及

图10是基于图3并添加了图5至图9中所示的各种改进的实施例的电路图。

具体实施方式

在下面的描述中，给出了大量具体细节以提供对实施例的透彻理解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下实施，或者利用其他方法、部件、材料等实施。在其他实例中，没有详细示出或者描述公知的结构、材料或者操作，以避免模糊实施例的方面。

在本说明书通篇中提到的“一个实施例”或者“实施例”意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特点包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书各处的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”的出现不一定都指代同一实施例。此外，特定特征、结构或特点可以以任何适当的方式在一个或多个实施例中组合。

在此提供的标题只是为了方便，并非解释实施例的范围或含义。

在图3到图10中，以与先前在图1和2中使用的相同的附图标记来表示与参照图1和2所描述的那些部分、元件或者部件相同或者等同的部分、元件或者部件；在以下将不再重复对这些前述元件的描述，以不使当前的详细说明冗长。

另外，为了描述明晰，应注意在图3到图10中，彼此相同的元件、部分或者部件以相同的附图标记表示，因此参考这些图中的一个图提供的对这样的部分、元件或者部件中的一个的描述将不在余下图中重复。

简言之，在图3的示图中示出了具有用于输入电压V_S的输入端In和用于向负载Load馈送输出电压的输出端Out的降压开关转换器。

根据图3所示的实施例的转换器可以用在图4示出的连接布置中：在此转换器整体以10表示，经由输入端子In连接到输入电压V_S，经由输出端子Out连接到负载Load，并有公共的接地参考端。

将会理解，尽管为了清楚描述而示出电源V_S和负载Load，但是电源V_S和负载Load通常都不是转换器10的部分。

在图3的示例性实施例中，转换器10包括先前参考图1和图2描述的那种输出级（D1，L1，Cout），即具有以下部分的输出级：

第一侧向支路（面向输出端Out），包括输出电容器Cout，所述输出电容器Cout将被加载施加在端子Out上的输出电压。

中间支路，包括电感器L1，所述电感器L1使电流流入输出电容器Cout，以及

第二支路，包括续流二极管D1，以允许电流从地流向电感器L1。

图3所示的示例性实施例也包括提供（尽管是可选的）输入电容器Cin，其用于噪声滤除，置于输入端子In和地之间。

在当前描述的示例性实施例中，还提供了（第一）开关或电子开关Q1，其可以是晶体管，例如双极性晶体管，其主电流线路（在双极性二极管的情况下是发射极-集电极）布置于输入端子In和电感器L1之间。

部件L1、Cout（LC输出滤波器）、D1（续流开关/二极管）和Q1（通过开关（pass switch））与输入电容器Cin（如果存在）一起组成降压转换器的基本结构。这样的结构本身是公知的，其基本操作原理也是公知的，不必在此提供其详细说明。

出于介绍的目的，这里想要提醒，电感器L1和电容器Cout产生对于触发振荡是关键的相移（或延迟）（电抗单元），而开关Q1适于与第二开关或电子开关Q2（其也可以是晶体管，例如双极性）以闩锁结构协同工作，其中Q2的主电流线路（例如，在双极性晶体管的情况下是发射极-集电极线路）置于开关Q1的控制电极（在双极性晶体管的情况下是基极）和输出端Out之间。

偏置电阻器R1在当前情况下连接在晶体管Q1的发射极和晶体管Q2的基极之间，配合产生电流I_S，这将在下面特别是参考图5来更详细说明。

此外提供了偏置电阻器R2（或更精确地说是反馈电阻器，这将在下面描述），连接于晶体管Q1的集电极与晶体管Q2的基极之间。

还提供了连接在开关Q2的控制电极（在双极性晶体管的情况下是基极）和地之间的第三电阻器R3和齐纳二极管D_Z的串联连接，齐纳二极管D_Z正极朝向地连接。

在图3中的示图出于示例性目的所指示的实施例中，转换器10可以在输入端子In由参考地的电压发生器V3馈电，而（例如电阻类的）负载Load连接在输出端子Out与地之间，如图4所示，其中假设输出电压低于输入电压并具有与输入电压相同的极性。

当然，通过适当的改变部件的极性（例如在当前示出n-p-n晶体管的位置使用p-n-p晶体管，反之亦然），可以得到相反极性的操作。

在图3所指示的实施例中，晶体管Q1和Q2限定p-n-p-n结构，以便实际上组成具有闩锁操作、并具有由输出级组件（L1，Cout）组成的电抗单元LC的SCR设备，这引发其振荡，而齐纳二极管用作具有电压调节功能的参考元件。

除了和晶体管Q2一起得到闩锁结构外，晶体管Q1还用作降压转换器的通过开关（pass switch），而晶体管Q2除了完成闩锁，还执行调节功能以便获得恒定输出电压。

图3中的电路的操作可以示意性地解释如下：

假设初始时Q1和Q2都处于断开开关状态，即，在晶体管的情况下在截止范围内。

由图3中的电阻器R1实现的电流发生器将电流I_S注入至Q2的基极（同样参见图5），Q2将该电流放大并增大其集电极电流，使得也Q1导通。

通过电阻器R2（在图5中也指阻抗Z_F）引入再生反馈，以增大Q2的基极电流，直到Q1和Q2都达到完全导通的最终状态（在晶体管的情况中，为饱和状态）。

Q1的导通（饱和的晶体管）和输出电容器Cout上的电压低于输入端In上的电压的事实导致通过电感器L1的电流增大。此电流使电容器Cout充电，且使电流传送到负载Load中。

电感器L1中的电流持续增加，直到满足下列条件之一：

晶体管Q1因为其有限增益而不能继续支撑集电极电流，开始断开；这种情况是电容器Cout上的电压低于调节值的所有情况或者启动阶段的典型特征；

减去Q2的基极-发射极电压（V_BE），电容器Cout上的电压接近齐纳二极管设定的参考电压，Q2开始断开；这发生在正常操作情况中，即，当输出电压达到在该操作模式中精确设定的预期值时。

这样的条件启动晶体管Q1的关断阶段，Q1开始断开，同时Q1的集电极电流迅速下降。因为电流流经电感器L1，Q1的集电极电压现在低于地，反馈元件R2（图5中的Z_F）从I3汲取电流，确定了对于Q2的明显闩锁态。

当Q1完全断开，电流继续流经电感器L1、续流二极管D1和电容器Cout。此电流高于负载Load中的电流，这使输出电容器Cout和Q2的发射极上的电压升高。这确保并维持Q1的断开状态，直到通过L1的电流下降并使得电容器Cout上的电压下降。

最终，当相应发射极上的电压下降为使Q2回到激活态时，或者，当又建立了Q2的集电极电流以重新激活Q1时，结果是周期性地重复先前描述的操作情况。

因此，获得了转换器在以下情况之间的交替切换（即振荡）:

a)第一操作情况，其中第一电子开关（即Q1）已由于第二电子开关Q2的导通而导通，产生电感器L1中的电流以及输出电容器Cout上的电荷积累，和

b)第二操作情况，其中当第二电子开关Q2断开时，第一电子开关断开，产生经过续流二极管D1、电感器L1和输出电容器Cout的电流。

因此获得了转换器的行为，所述行为可以被认为是基于通过仅使用两个有源部件（Q1和Q2）同时执行开关、电压调节和功率放大的非稳态结构，通过峰值电流控制功能和滞后的电压控制降压转换器的行为，以组合方式被管理。

图5（利用轻微不同的部件布局，以获得更好的清楚度）示出：

图3中的电阻器R2的功能，作为反馈元件Z_F，适用于以先前所述的方式（再次注意，负载Load（虽然示出）本身不是转换器的一部分）恢复电流I_S；以及

开关Q1和Q2结合电抗单元（L1，Cout）并结合Z_F的反作用实际上实现了SCR功能（p-n-p-n）。

图6示出了在各种实施例中向图3的基本布置中加入作用于开关Q1的电流限制功能的选项；这是通过流入开关Q1的电流所经过的分流电阻器R4以及另外的晶体管Q3（在当前考虑的示例中为双极性二极管）实现的，Q3的基极和集电极通过分流电阻器R4相连。由于Q3的基极电流可以忽略，因此提供了以下限流器，所述限流器包括：分流电阻器（即R4），其对流经与限流器相关联的电子开关Q1的电流敏感；以及限制晶体管（即Q3），其对分流电阻器R4上的电压敏感，并作用于与限流器相关联的电子开关Q1的控制电极（基极）。

包括分流电阻器R4和晶体管Q3的组件使得可以控制流经电子开关Q1和电感器L1的峰值电流。以这样的方式，当转换器10可能不执行完全的电压控制功能时，例如在启动期间或者在过载的情况下，可以保证转换器10的所有确定性行为可控。

以这样的方式，还可以减少在输出电容器Cout上的电压波动，由此降低峰值电流并提高开关频率。

图7示出了在Q3的基极与Q1的集电极之间可能增加的关断网络（turn-off network）。

具体而言，该网络包括电容器C1，电容器C1的一侧连接到Q1的发射极，另一侧连接到另一电阻器R6和二极管D2的并联连接，D2的负极朝向电容器C1连接，以使得微分网络（derivative network）不对称。该微分网络具有通过Q3的作用使开关Q1的关断更快的功能。以此方式，可以提高转换效率并得到更高的开关频率。

可以通过移除电阻器R4来抑制电流限制效应，同时Q3保持驱动关断网络的功能。这样的网络还利于在不连续操作期间实现开关节点的缓冲功能（snubbing function）。

图8示出了为开关Q2提供限流器的选项。所述功能因此与在图6中所示的类似，但是所指的是开关Q2而不是开关Q1。

图8具体地示出在晶体管Q2的发射极和输出端子Out之间设置分流电阻器R7的可能性。还提供了另外的双极性晶体管Q4，Q4被连接为使得能够检测R7上的电压（以及因此流经开关Q2的电流，Q4的基极电流可以忽略），并且当R7上的电压（电流从Q2流来）超过特定电平时变为导通。在当前所示出的实施例中，晶体管Q4由双极性晶体管构成，电阻器R7因此置于晶体管Q4基极和发射极之间。

因此提供了以下限流器，所述限流器包括：分流电阻器（即R7），其对流经与限流器相关联的电子开关Q2的电流敏感；以及限制晶体管（即Q4），其对分流电阻器R7上的电压敏感，并作用于与限流器相关联的电子开关Q2的控制电极（基极）。

分流电阻器R7和晶体管Q4限制了Q2的集电极电流，保证了在与正常不同的操作条件下驱动级的更能够预期的行为，而且在任何情况下限制Q2上的功率损耗。

最后，图9示出了将误差放大器与电阻器R3相关联的可能性，其中电阻器包括在连接到Q2控制电极（基极）的支路中，误差放大器在所示出的示例中由双极性二极管Q5构成。

晶体管Q5自己的主电流线路（在双极性晶体管的情况下是发射极-集电极）连接于电阻器R3和地之间，而Q5的控制电极（在双极性晶体管的情况下是基极）连接到在Q2的发射极（即端子Out）和地之间设置的分压器（divider）的中点。具体而言，这样的分压器包括齐纳二极管D_Z，D_Z限定了分压器的上部支路，齐纳二极管的负极连接到Q2的发射极和端子Out，正极限定了其连接到的所述中点。分压器的下部支路包括置于所述中点和地之间的电阻器R8。

因此，在图9中所示的解决方案中，电阻器R3和误差放大器Q5的串联连接作用于第二关开关或者电子开关Q2的控制电极（基极），误差放大器Q5对通过连接到输出电压Out的齐纳二极管D2获得的输出电压Out的缩减表示（scaled-down version）敏感。

凭借图9中示意性示出的解决方案，使得转换器的输出电压在负载变化时更加稳定，并且由于通过Q5实现的滞后窗口的放大而减小了输出电压波动。

图10中的示图总结了将图3中的基本布置与图6至图9中涉及到的各种附加解决方案整合的可能性。

但是要注意，附加解决方案不需要同时实施。当实现电路时，实际上可以借助于图3所示的基本布置，并基于特定的应用需求来选择这样的基本结构与一个或多个这样的附加解决方案的整合。

通过调节注入到Q2的基极的电流触发电流I_S（实际上是通过“减去”电流）实施的调节功能，在此示出为通过电阻器R3和二极管D_Z（参见图3、6、7、8）或者利用电阻器R3和误差放大器Q5及其相关元件D_Z和R8（参见图9和10）实现，然而也可以以不同的方式实施，例如使用可操作的放大器或者特定的部件来实施。

例如，各种实施例可以通过提供连接到端子Out并通过频率补偿网络（例如RC类型的）作用于电阻器R3上的电阻性分压器，来结合图3、6、7、8中的示例性调节器特征以及图9和10中的示例性调节器特性。

当前描述的实施例是极其简单的。

即使在图10中的“完整”实现中，与传统解决方案相比部件数量也是减少的。由于输出电压只受基本结构中的有源元件（即开关Q1和Q2）的额定功率限制，因此可以实现很宽的输入电源范围而不导致单片结构所受的限制。

需要注意，当前所考虑到的各种实施例不需要辅助电压，并且也可以呈现出振荡频率，其在较宽的可能负载值内以较高的效率适用于各种负载状况。

申请人实施的实际实施方式显示在输入电压处于18V到150V之间、负载中的电流在0mA到80mA之间变化的情况下获得约13V的输出电压的可能性，平均效率为75%，而且功耗低于150mW。

当然，在不损害本发明的内在原理的情况下，在不偏离如所附权利要求限定的本发明的范围的情况下，细节和实施例可以相对于仅作为示例已描述的内容变化，甚至显著变化。

Claims

1.一种开关降压转换器，具有用于输入电压（V_S）的输入端（In）和用于提供给负载（Load）的输出电压的输出端（Out），所述转换器包括：

输出级，具有第一（Cout）和第二（D1）侧向支路以及置于第一和第二侧向支路之间的中间支路（L1），其中所述第一侧向支路包括用于在所述输出电压充电的输出电容器（Cout），所述中间支路包括用于使电流在所述输出电容器（Cout）中流动的电感器（L1），所述第二侧向支路包括用以允许电流从地流向所述电感器（L1）的续流二极管（D1），

第一电子开关（Q1），其置于所述输入端（In）和所述输出级（D1，L1，Cout）之间，所述第一电子开关（Q1）具有控制电极，

第二电子开关（Q2），其置于所述输出电容器（Cout）和所述第一电子开关（Q1）的控制电极之间，所述第二电子开关（Q2）具有相应的控制电极，以及

电流发生器（R1），其向所述第二电子开关（Q2）的控制电极注入电流（I_S），以使得所述第二电子开关导通，并引起所述转换器在以下情况之间的交替切换：

a)第一操作情况，其中已由于所述第二电子开关（Q2）变为导通而变为导通的所述第一电子开关（Q1）产生所述电感器（L1）中的电流以及所述输出电容器上（Cout）的电荷积累，以及

b)第二操作情况，其中当所述第二电子开关（Q2）断开时，所述第一电子开关（Q1）断开，以产生流经所述续流二极管（D1）、所述电感器（L1）以及所述输出电容器（Cout）的电流。

2.如权利要求1所述的转换器，其中所述第一（Q1）和第二（Q2）电子开关分别包括第一（Q1）和第二（Q2）双极性晶体管，所述第二双极性晶体管（Q2）的集电极连接到所述第一（Q1）双极性晶体管的基极。

3.如前述权利要求中任一项所述的转换器，包括反馈阻抗（R2,Z_F），所述反馈阻抗置于所述输出级（D1，L1，Cout）和所述第二电子开关（Q2）的所述相应控制电极之间。

4.如前述权利要求中任一项所述的转换器，包括限流器（Q3，R4，Q4，R7），所述限流器与所述第一（Q1）和第二（Q2）电子开关中的至少一个相关联，并且优选地与所述第一（Q1）和第二（Q2）电子开关二者相关联。

5.如权利要求4所述的转换器，其中所述限流器包括：

分流电阻器（R4，R7），其对流经与所述限流器相关联的电子开关（Q1，Q2）的电流敏感；以及

限制晶体管（Q3，Q4），其对所述分流电阻器（R4,R7）上的电压敏感，并作用于与所述限流器相关联的电子开关（Q1，Q2）的控制电极。

6.如前述权利要求中任一项所述的转换器，包括具有微分网络（C1，R6，D2）的关断电路（Q3，C1，R6，D2），所述微分网络作用于所述第一电子开关（Q1）。

7.如权利要求6所述的转换器，其中所述微分网络包括以下部分的串联连接：

关断电容器（C1），以及

电阻器（R6）和二极管（D2）的并联连接。

8.如前述权利要求中任一项所述的转换器，包括注入到所述第二电子开关（Q2）的所述相应控制电极的电流（I_S）的调节器（R3,D_Z；R3，Q5，R8,D_Z）。

9.如权利要求8所述的转换器，其中所述调节器包括电阻器（R3）和齐纳二极管（D_Z）的串联连接。

10.如权利要求8所述的转换器，其中所述调节器包括电阻器（R3）和误差放大器（Q5）的串联连接，其中所述误差放大器（Q5）对所述输出电压的缩减表示敏感，优选地提供连接到所述输出电压（Out）的齐纳二极管（D_Z），以提供所述输出电压的缩减表示。