CN102761507A - 信号处理方法 - Google Patents

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CN102761507A CN2012101790431A CN201210179043A CN102761507A CN 102761507 A CN102761507 A CN 102761507A CN 2012101790431 A CN2012101790431 A CN 2012101790431A CN 201210179043 A CN201210179043 A CN 201210179043A CN 102761507 A CN102761507 A CN 102761507A
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Abstract

本发明涉及一种用于处理经由连接传输的并且由数字接口接收的信号的方法，其中利用所述信号传输各个数据帧作为被调制的符号的序列，并且其中利用修正器修正接收的信号，其中修正器对接收的信号进行采样，并且修正器的适应由协议控制地仅以确定的时间间隔进行。

Description

信号处理方法
技术领域
本发明涉及一种用于处理经由连接传输的并且由数字接口接收的信号的方法，以及涉及这样的数字接口。
背景技术
已知结合诸如ISDN、以太网、DSL的确定的传输方法或者传输标准使用修正器。但是这些传输方法规定借助发送的信号连续地传输数据或者信息。然而在例如在机动车中结合专门的数字接口应用的所谓的突发传输的情况下，不规定数据的连续传输。
特别在汽车技术中关于消耗效率、有害物质排放最小化和安全性的要求持续地增长。这导致必须在传感器或者执行器和控制设备、即中央控制器之间越来越快地传输越来越大的数据量。表明的是，这只有通过引入新的数字接口才可能，利用所述新的数字接口能够快速并且可靠地传输高数据速率。在此要注意，较高数据速率的传输需要把数字数据调制到比在过去为在传感器和控制设备之间进行数据传输所使用的频率更高的传输频率上。
以高的位速率进行数据传输的副效应是，与这当在较低频率范围中传输时的情况相比，强烈得多地使被调制的信号失真。信号的失真能够导致显著提高被传输的数据的位误差率。
该信道失真基本上可以通过在接收器处的修正器补偿。在此情况下，自适应滤波器自动地匹配于未知的或者变化的信道环境。这种自适应修正器当今在数字通信技术的许多领域中使用。
下面要介绍的新的修正器结构使得能够在通过在汽车技术中引入的新的数字接口和数据总线进行数据传输的情况下既显著减小误差率，又把数据传输速率提高多倍。由于在汽车领域中数据传输的特色，对于在汽车领域中的数字传输系统中使用，与从文献和实践中所知的修正器结构相比，必须对修正器概念进行相当很多改变。
中期，修正器在汽车技术中在高位速率的传输系统中的使用是不可避免的，因为诸如较低数据速率、较短传输线路或者使用高度准确的和从而昂贵的器件的替代方案带来显著的缺点。
此外在汽车技术中在传动系和在底盘区域内使用根据CAN标准、SENT标准和PSI5标准的数字接口。PSI5(PSI：Peripheral Sensor Interface(外围传感器接口))是用于传感器的数字接口，该数字接口作为电流接口基于双线线路，并且被用于将所扩张(ausgelagert)的传感器连接到电子控制设备上。在这些新的数字传输方法中特别对于PSI5技术而言信道失真的影响具有大的意义，因为信道失真的结果限制可能的线路长度、数据速率和总线拓扑或者导致高的位误差率。
发明内容
以此为背景介绍一种具有权利要求1的特征的方法和根据权利要求6的数字接口。扩展方案从从属权利要求中和说明书中得出。
因此介绍一种为在例如在汽车技术中使用的数字接口中应用的新的修正器类型。下面说明与已知的修正器概念的区别。
所介绍的方法既可以在电流调制的传输情况下也可以在电压调制的传输情况下使用。
本发明的其他优点和扩展方案从说明书和附图中得出。
不言而喻，上述的以及还要在下面阐述的特征不仅可以以分别给出的组合的方式、而且还可以以其他组合的方式或者单独地使用，而不偏离本发明的范围。
附图说明
图1示出用于电流调制的数据传输的系统。
图2示出PSI5数据传输的时间曲线：控制设备侧以固定的间隔发送电压脉冲作为同步信号。在由此预先给定的时间间隔内，传感器发送电流调制的数据包。
图3以图形示例性地示出在电感性信道时PSI5信号的失真。
图4以图形示例性地示出在电容性信道时PSI5信号的失真。
图5以图形根据信噪比示出位误差率。
图6以四个图形示出按照现有技术的应该使信道失真的影响最小化的脉冲形成的比较。
图7以示意图示出具有星形拓扑的传感器总线系统。
图8示出传感器总线系统中的不同的传输信道。
图9示出在总线系统内对于不同的信道脉冲应答的例子。
图10示出具有自适应修正器和不具有自适应修正器的PSI5传输路段。
图11示出具有自适应修正器的PSI5接收器的原理。
图12示出自适应线性横向修正器的原理。
图13以两个图形示出借助自适应修正器对接收信号的信道失真的补偿。
图14以电路图示出具有量化反馈的非线性修正器。
图15示出修正器的适应阶段与PSI5帧结构的耦合。
图16示出为PSI5接收数据控制修正器。
图17示出关于PSI5传输的时间曲线对修正器系数组交换的控制。
图18示出用于交换修正器的系数组的电路。
图19示出具有修正器的PSI5接收器的可替代的基本结构。
图20示出采样间隔、数据-符号间隔和曼彻斯特编码的位的间隔的定义。
具体实施方式
根据实施方式在附图中示意示出本发明，并且下面参考附图详细说明。
在图1中描绘用于通过双线接口进行电流调制的数据传输的系统的结构。该图示示出电子控制单元或ECU(electronic control unit)10和传感器12，所述传感器包括ASIC14。ECU10和传感器12通过连接20或者线路彼此连接。箭头16表示在ECU接口处的电压。另一个箭头18表示在传感器接口处的电压。其间以等效电路图描绘连接20的总电阻。
PSI5接口使用电流调制的双线传输技术，如这例如在图1中所示。按照PSI5标准，数字数据被曼彻斯特编码。在此情况下，每一位(0或1)被调制到数据符号的组合低/高或者高/低。
高或者低相位的持续时间在PSI5传输情况下标称地为4μs，由此曼彻斯特编码的数据的位周期持续8ms。这相应于125kbit/s的数据速率。可替代地，PSI5标准也允许53μs的位周期，这相应于189kbit/s的数据速率。
PSI5数据在数据帧中被组织，其长度可以为11到33位。在数据帧之间存在停顿(Pausen)，其中不进行数据传输。除异步传输模式外，PSI5还具有同步传输模式。在此情况下，控制设备传输电压调制的脉冲，例如同步脉冲或“Sync脉冲”，其也可以称为触发脉冲，传感器从其中推导出用于发送其数据帧的时间协调或者定时。在同步模式中PSI5还能够实现总线传输，因为总线的各个用户能够从同步脉冲推导出用于发送其数据的时间点。因为传感器可能不具有高度准确的时钟作为时钟脉冲发生器，所以传感器的时基可能相对于控制设备的时基变化。这具有的结果是，传感器发送其PSI5数据帧的时间点也可能相对于控制设备的时基变化。在异步模式中发送器、例如传感器或者执行器自身发送数据。接收器，通常是控制设备，必须接收数据并且相应地修正。因此接收器适应于所接收的数据自身。
图2示出通过信号30触发的PSI5数据传输，所述信号在同步传输的情况下由控制设备输出，并且所述信号传输同步脉冲32。以对同步脉冲固定的时间比定义时间窗口34，其中存在由传感器发送的实际的PSI5数据帧36。为每一传感器可以编程PSI5数据帧36的标称开始时间38。
被传输的信号的振幅和相位的线性失真导致脉冲形状改变和被展开的脉冲互相干扰。
图3和图4示出被发送的曼彻斯特编码的PSI5信号的例子和在接收器处的相应的失真的脉冲。在图3中在横坐标100处绘出以μs为单位的时间和在纵坐标102处绘出以A为单位的电流。在该图形中示出要传输的信号104的曲线和通过传输(电感性信道)失真的信号106的曲线。
在图4中在横坐标120处绘出以μs为单位的时间和在纵坐标122处绘出以A为单位的电流。在该图形中示出要传输的信号124的曲线和通过传输(电容性信道)失真的信号126的曲线。
PSI5信号的失真非常强烈地取决于线路的长度和相应布线。图3和4中的例子示出所传输的PSI5信号的失真，其在点对点连接的情况下在线路和布线参数的在PSI5标准中规定的容差的范围内完全可能。
图3和4表明，传输信号的失真导致传输质量显著变差。
图5根据图3的传输信道的例子示出位误差率可以如何由于信道失真而显著升高。在此，在横坐标150处绘出以dB为单位的信噪比和在纵坐标152处绘出在PSI5传输时位误差概率。第一曲线154示出通过PSI5误差识别检测的误差(理想信道)，第二曲线156示出所检测的误差(电感性信道)，第三曲线158示出未检测的误差(理想信道)，和第四曲线160示出未检测的误差(电感性信道)。双箭头162表示位误差率由于信道失真的增长。
在实际应用中在调制数字信号时代替具有大的带宽的矩形脉冲更确切地说使用带宽受限的脉冲，例如具有S形倒圆的边沿的脉冲。这首先用于减少通过所述信号在高频范围内的辐射。此外该造型或者成形具有能够减少通过信道在许多可能的线路类型情况下引起的失真的优点。
为此图6以四个图形关于信道失真示出矩形脉冲和具有倒圆的边沿(成形)的脉冲的传输的比较。在此，分别在横坐标180处绘出以μs为单位的时间和在纵坐标182处绘出信号电平。如图6中的例子所示，虽然信道的影响可以通过信号的带限制被减小，但是所接收的信号继续失真。
在汽车技术中为在控制设备(ECU：electronic control unit(电子控制单元))和外围单元(如传感器或者执行器)之间通信使用下面不同的线路拓扑：
·点对点连接
·总线连接。
在点对点连接的情况下，给每一外围单元(传感器、执行器)为与控制设备通信而提供专用的线路。而在总线连接的情况下多个外围单元(传感器、执行器)共享一个到控制设备的线路连接。数据总线系统的大的优点在于能够节省车辆中的线路。此外在控制设备处需要较少的数字接口。
图7示出具有星形拓扑的传感器总线系统的例子。该图示示出具有ECU202的控制设备200、第一传感器204、第二传感器206和第n传感器208。
对于PSI5系统可选地对于点对点传输计划通过简单的总线拓扑传输。然而所述总线拓扑的缺点是，比在点对点连接的情况下引起强烈得多的信号失真。虽然在总线系统中不同的用户(外围单元)共享一个物理传输线路，然而在每一用户和接收器之间的传输信道基本不同。
图8示出传感器总线系统中的传输信道。在此示出控制设备220、第一传感器222、第二传感器224和第n传感器226。相应地可以看到第一传输信道230、第二传输信道232和第n传输信道234。
该图示示出，在每一传感器222、224、226和控制设备220之间存在不同的信道，它们也可以分别具有不同的信道脉冲应答，如例如在图9中所示。
图9示出在总线系统内不同的信道脉冲应答的例子。在此，在横坐标250处绘出以μs为单位的时间和在纵坐标252处绘出信号电平。该图示示出对于具有不同线路拓扑和信道传输功能的不同信道的信道脉冲应答，这导致不同的失真。
传输信道的线性失真可以在接收器处再次借助自适应修正器取消，使得再次建立最初的发送信号。为此滤波所接收的信号，以便补偿信道失真。修正器的自适应滤波器在此可以自动地匹配于未知的或者变化的信道环境。
自适应修正器在通信技术中在很多线路连接的系统和无线系统中使用。然而在汽车技术中的数字数据传输的情况下自适应修正器迄今未被使用。对此的一个可能的原因是自适应修正器的使用以模数转换器为前提，所述模数转换器具有多个位的分辨率，而在汽车技术中当前大多数被调制的(数字)接收信号借助简单的并且适宜的1位比较器被转换回其数字值。另一个可能的原因在于，在迄今使用的频率范围和传输线路情况下失真尚未如此之大，以致用简单的比较器解调即已足够。
然而要注意的是，在PSI5传输的情况下达到或者超过关于数据速率和线路拓扑的极限，其中在无修正器的情况下能够以小的误差率传输。通过传输线路和布线的影响引起的PSI5信号的失真，如上述，可能导致传输质量强烈地变差。通过所接收的信号的失真，信噪比变差，这导致传输误差率升高。此外被展开的脉冲互相干扰，这称为符号间干扰，并且同样导致传输误差。但是这些失真可以通过接收器处的简单的修正器电路取消。
PSI5系统中的自适应修正器的使用与仅使用简单的取样比较器用于衡数转换的系统比较带来显著的优点。修正器的使用的优点对于PSI5系统来说特别在于：
·毫无问题地可以在较长的线路(＞10m)上传输。虽然信道失真随线路长度增加，然而修正器能够补偿所述失真。
·无限制地可以以高于125kbit/s的数据速率进行PSI5传输。因此能够实现以189kbit/s或者甚至250kbit/s的PSI5传输。通过接收信号的修正在高的数据速率的情况下也不产生符号间干扰。
·能够实现总线拓扑，因为修正器补偿在此情况下产生的信道失真。
·所使用的构件的容差不遭受如此严格的要求，因为修正器匹配于未知的信道条件。这也适用于对于传输线路的要求。
·通过关于尽可能小的辐射优化发送信号的脉冲形成，能够减低通过PSI5传输引起的辐射。修正器能够把该经磨平的脉冲再次转换为矩形脉冲。
在图10中说明目前典型的具有取样比较器的PSI5传输路段和具有在接收器处的自适应修正器的PSI5传输路段之间原理区别。
图10示出典型的PSI5传输路段与具有自适应修正器的PSI5传输路段的比较。在此，在左侧示出传感器270的区域，和在右侧示出控制设备272的区域，其分别通过双线连接274彼此连接。该图在上部在传感器270的区域中示出曼彻斯特编码的信号276，其借助斜坡成形被调制278。在传输后，该信号在控制设备272中的取样比较器中被采样280。所检测的符号在框282中表示。使所述符号经受多数判决，使得存在在框284中表示的符号。
在该图示下部再次示出曼彻斯特编码的信号290和其调制292。在控制设备272中用n位模数转换器采样294所接收的信号并且接着用自适应修正器进行修正296。然后在框298中表示所检测的符号。
在典型的PSI5接收器中借助取样比较器作出1位判决(电平0或1)。基于所述判决解码曼彻斯特编码的符号。
在具有修正器的PSI5接收器中，利用多级n位模数转换器把接收器信号转换为数字数据字。自适应修正器是后随判决器(0，1)的滤波器。自适应修正器补偿信道失真，使得滤波器输出信号已经(近似地)具有电平0或1。
在图11中以图形方式概略地示出具有自适应线性修正器的PSI5接收器的原理。在此，在第一图形300中描绘接收的信号301的曲线，在第二图形302中描绘ADC输出信号的曲线、所采样的接收信号303，和在第三图形304中描绘自适应滤波器的输出信号的曲线。在下面示出各个处理级，亦即采样装置306、n位量化器308、自适应滤波器310、判决器或者判决装置312和曼彻斯特解码器314。
在实际的修正器实现中借助迭代方法得到自适应滤波器的最优的系数ci。例如最小均方(LMS)算法是已知的用于(基于均方误差准则)优化修正器系数的自适应方法。
修正器系数的迭代优化借助被最小化的误差信号实现。误差信号en是希望的修正器输出信号an和实际的修正器输出信号yn之间的差别。利用该误差信号和修正器输入数据矢量xn，如在下面的方程中所述的那样，迭代地适配修正器系数：
Figure BSA00000728234100081
cn+1＝cn+Δ·en·xn
c：滤波器系数权重的矢量
x：输入矢量(接收数据)
yn：自适应滤波器的输出信号
en：估计误差
Figure BSA00000728234100082
en·xn：梯度矢量的估计
Figure BSA00000728234100083
判决符号
Δ：步长参数(步距)。
线性自适应横向修正器的在图12中所示的框图实施这里叙述的修正器方程。在简化的实施情况下，代替误差信号en，en的正负号可以用作系数更新机制的输入信号。
在图13中根据PSI5信号示例性地示出借助自适应修正器对接收信号的信道失真的补偿。该图示示出两个图形，其中在第一图形450中示出修正器处的信号输入，和在第二图形452中示出修正器处的信号输出。在两个图形450和452中，分别在横坐标454处绘出以μs为单位的时间和在纵坐标456处绘出信号电平。
在具有单采样(每一数据符号一个采样值)的修正时，需要使接收器精确地同步到接收信号的时钟脉冲速率。修正器性能在准确的时钟脉冲同步方面非常灵敏(定时相位的误差导致修正器信号的混淆误差)。不同于此，具有双采样或者多采样的修正器能够补偿采样的任意的定时相位。因此具有双采样或者多采样的修正器(Fractionally-spaced equalizer(微弱间隔均衡器))等效于后随具有单采样的修正器的匹配滤波器。
迄今根据具有线性修正器(非递归修正器)的接收器结构示出修正器原理。在一些传输信道情况下，单位圆上的信道零点会导致修正器的奇数解。在线性修正器的情况下以这种方式会放大噪声。
在这种情况下使用具有量化反馈的非线性修正器(Decision FeedbackEqualizer(判决反馈均衡器))。具有量化反馈的修正器具有两个自适应滤波器，即前馈滤波器(或Feed forward Filter)以及反馈滤波器(或Feedback Filter)。前馈滤波器的输入信号是接收的数据，而在反馈滤波器的输入处存在所探测的符号。
图14示出具有量化反馈的非线性失真器(Verzerrer)，其总体用附图标记460表示。该非线性失真器包括前馈滤波器462和反馈滤波器464。
用于修正PSI5信号的边界条件在一些基本点处不同于用于修正已知的线路连接的传输系统如DSL、ISDN或者以太网的信号的边界条件。
用于PSI5系统中的修正器的特别的边界条件：
·突发传输(短的带有数据的帧，其间是无信号的阶段)
·在t＜1ms上发送器频率的飘移
·发送频率的方差±5％
·直至10％的相继的帧的频率差
·总线结构体系导致在相继的数据帧中变换的信道脉冲应答。
PSI5传输对于已知的线路连接的传输系统的基本差别在于，在PSI5情况下信号不作为连续的数据流传输，而是各个数据帧作为被调制的符号的序列传输，例如在图2中所示。在帧之间并且在(控制设备侧的)同步脉冲的持续时间期间存在PSI5传输的停顿，其中不传输被调制的信号。关于修正，PSI5传输可以视为突发传输。
出于该原因，与已知的修正器概念不同，到发送器的时钟的同步是非常耗费的，因为仅在短的突发持续时间期间能够执行对发送器的时钟脉冲相位的获取。因此难以使用接收器和修正器同步到时钟脉冲相位的修正器概念。
如上所述，而具有双采样或者多采样的修正器的性能对于采样阶段的选择不灵敏(因为这里仅必须同步到接收信号的时钟脉冲速率)。关于在PSI5系统中的实施，这意味着代替以单采样工作的修正器，使用具有多采样的修正器类型(Fractionally-spaced equalizer(微弱间隔均衡器))。也就是说，修正器对于每一个曼彻斯特半符号使用两个或者多个采样值作为输入信号。
为修正总线系统中的PSI5信号，还添加另外的困难：
·各个用户的信道分别具有不同的信道脉冲应答，如已经在图7、8和9中所示。这引起总线系统中的相继的PSI5帧的信号能够以不同的方式失真。修正器不能适配于确定的信道，因为在总线运行中信号以分别不同的信道脉冲应答变换。
·各个用户的时钟能够具有不同的频率。因此各个用户的发送信号的符号速率也彼此不同。由此相继的帧的符号间隔持续时间彼此强烈不同。
用于PSI5接收器的修正器系统在下面的点方面与从文献和实际中已知的修正器系统不同：
用于PSI5接收器的修正器既能够为同步模式中的运行也能够为异步模式中的运行配置。在同步模式中点对点传输以及总线运行是可能的。
如上所述，控制设备在同步模式中发送脉冲，利用所述脉冲在传感器处触发PSI5帧的发送。在异步模式中传感器的与ECU异步的时钟确定PSI5信号的发送速率。
用于PSI5系统的修正器的重要特征是，所述修正器支持接收信号的双采样或者多采样(Fractionally-spaced equalizer(微弱间隔均衡器))。也就是说修正器以符号速率的多倍(Fractionally-spaced equalizer(微弱间隔均衡器))工作，如上所述。
在同步模式中，接口能够用触发信号或者同步信号监控发送器的数据传输阶段，由此能够将修正器的运行状态与发送器的数据传输阶段耦合。在异步模式中，修正器的运行状态的顺序(Abfolge)从接收信号的数据传输阶段推导出。
修正器的适应仅以确定的时间间间隔(Zeitinterintervallen)进行。适应阶段可以由另一个单元(例如状态机(或state machine))起动和终止。要么修正器处于适应模式，要么修正器系数的适应机制停止(Equalizer frozen(均衡器冻结))。适应阶段被耦合到PSI5传输和PSI5协议。
在总线运行中使用PSI5时必须如下扩展已知的修正器概念，即为各个传感器的不同的传输信道分别有自己的修正器系数组可供使用。因为相继的PSI5帧的信道脉冲应答不同，所以必须分别交换修正器系数。修正器交替使用系数组。每一个分配给相应传感器的信道因此能够用其适当的系数修正。需要状态机，所述状态机控制下面的任务和功能：
·交换修正器系数
·将系数交换与PSI5协议耦合。
该状态机为修正器执行多个任务：
一方面状态机控制阶段的变换，在所述阶段中修正器或者处于适应模式或者在所述阶段中修正器适应停止(Equalizer frozen(均衡器冻结))。在用于PSI5总线运行的修正器情况下，该状态机还控制修正器系数的交换，所述修正器系数分配给总线处的各个传感器的相应传输信道。此外状态机可以(可选地)仅在系统的运行的确定的阶段允许修正器的适应(例如仅在系统初始化时)。
为获知何时可以期待PSI5帧和该PSI5帧在预先规定的时间间隔内何时实际上到达，状态机需要不同的输入信息。
接收器可以期待PSI5数据帧的时间窗口通过PSI5协议和PSI5收发器的定时器确定。关于PSI5数据帧窗口的序列的信息，PSI5修正器的状态机从PSI5监控(Kontroll)和调节单元获得，所述PSI5监控和调节单元还负责PSI5协议的执行。
收发器的计时器的还触发PSI5Sync脉冲(同步脉冲)的时间信息同样可供状态机使用。由此状态机能够确定在其内期待PSI5帧的窗口的时间位置。
图15示出修正器的适应阶段与PSI5帧结构的耦合。在此在图示上部470示出修正器的状态，并且在下部471示出接收的PSI5数据帧。在时间点472，用于传感器n的系数组从存储器加载到自适应滤波器中。修正器采取第一状态473“系数冻结”。在另一个时间点474，检测帧的开始。接着修正器采取第二状态475“适应模式”直到另一个时间点476，在该另一个时间点，检测帧的结束。接着修正器采取第三状态477“系数冻结”。在时间点478，在自适应滤波器的存储器中写用于传感器n的系数组。
在图示中下部用双箭头480表示PSI5数据帧窗口并且用双箭头481表示PSI5数据帧。双箭头483表示时间区间并且双箭头485表示时间容差。另一个双箭头487表示开始序列。修正器的适应阶段取决于协议和同步脉冲或者触发脉冲。
修正器可以适应的时间窗口位于可以期待PSI5帧的时间窗口内(参见图15)。为能够确定修正器适应阶段，状态机需要接收的PSI5帧何时开始和所述接收的PSI5帧何时结束的信息。状态机从PSI5解调器和解码器获得关于PSI5帧开始和PSI5帧结束的信息。PSI5解调器包含用于探测帧起始和帧结束的机制。
以这种方式可以使在其内修正器系数能够适应的适应窗口与到达的PSI5帧同步。
在总线运行中，状态机的PSI5监控和调节单元提供关于总线处的传感器数目和关于相应的传感器的发送时间窗口的顺序序列的信息。这些信息对于修正器系数交换是需要的。
图16示出用于PSI5接收数据的修正器的控制。由此修正器的状态能够与PSI5数据传输的时间流程耦合。该图示示出状态机500、自适应修正器502、具有接收器、解调器和PSI5解码器的单元504、定时器或计时器506、具有脉冲发生器的发射器508和PSI5控制器510。
PSI5信号512被接收，并且在修正器502中被修正，并且向单元504转发。修正器502为交换系数组而与单元516交换读写系数514。该单元516由状态机500触发518。为此状态机500从单元504获得数据帧的开端和结束的信息520。此外状态机500从与定时器506通信的PSI5控制器510获得信息。该定时器506又向发射器508发送触发信号522，所述发射器发送脉冲524。
当在点对点连接(同步或者异步)的情况下在修正器处不需要系数交换时，在总线模式中接收器必须交替地使用分别给各个传感器或者信道分配的系数组。
图17以时间曲线示出PSI5传输的时间间隔。在此说明修正器系数组的交换的控制。该图示示出时间轴540和由控制设备输出的信号541，该信号载有同步脉冲542。相应地示出总线用户的时隙或时间间隙(Time slots)550，其中修正器系数组554通过读过程560和写过程562与读写存储器570交换。
总线处的各个传感器可以在其中传输的时间间隙550通过控制设备的同步信号表示。各个总线用户的传输窗口的次序和可能的持续时间通过预先给定的传输协议确定。由此知道，在修正器的哪一个时间间隔内需要分配给相应的传感器的系数组。
这些系数组在为相应的传感器设置的时间窗口的开端从写/读存储器向修正器的自适应滤波器读入，并且在该时间窗口的结束再次回写到该存储器中。
图18示出如何交替地从存储器读以及又回写适当的系数。在此，示出开关600用于交换修正器的在读写存储器602中存放的系数组。因此系数组被读(箭头604)和被写(箭头606)。
为初始化接收器存在不同的可能性：确定用以开始修正器的适应的开始系数组。一种简单的解决方案在于，修正器系数在每次运行时重新适应。修正器系数组不被存储。另一种可能性是修正器以对典型的信道适用的固定的折衷系数组开始。以这种方式能够缩短适应阶段。
如果所适配的系数组在传输结束时被存储并且然后在下一运行时在初始化时再次可供使用，则修正器的最快的适应是可能的。信道的变化通常非常小并且非常慢。
在用于在PSI5接收器中使用的修正器的情况下不同的基础结构是可能的。这些基础结构基本上在修正器系数更新与采样速率或者接收的数据速率耦合方面和在为修正器系数更新选择误差信号方面不同。
修正器的系数更新可以以在ADC处的采样的速率执行或者较慢地、例如以接收的数据符号的速率执行。
图19示出具有自适应修正器的接收器的不同的结构。在此示出结构A650、结构B 652、结构C 654和结构D 656。在所有结构情况下，接收660信号，所述信号在ADC 662中被采样。这些结构的主要区别在于把接收路径分成不同的时钟脉冲域和域，在所述时钟脉冲域中信号处理以过采样的速率进行(n*符号速率，其中信号以符号速率被处理，和在所述域中信号以位速率被处理。此外在结构A 650中是滤波器系数调整器664、自适应滤波器666、判决装置(High/Low(高/低))668和曼彻斯特解码器670，所述曼彻斯特解码器输出解码的数据位672。
判决装置668输出误差信号674和所检测的采样值(low/high(低/高))676。界线678表示以过采样(1/2*n*位速率＝n*符号速率)进行信号处理的域的范围和以位速率进行信号处理的域680。在框670中执行曼彻斯特符号的检测、根据接收的数据符号的同步和降采样(Dezimation)。
在结构B 652中示出滤波器系数调整器690、自适应滤波器692、判决装置(High/Low(高/低))694、降采样和符号同步696和曼彻斯特解码器698。在框696中使高速率采样的信号同步到符号时钟脉冲，并且将信号降采样到符号速率。误差信号700以符号速率输出。判决装置694输出所检测的采样值(low/high(低/高))702。曼彻斯特解码器698执行曼彻斯特符号的检测。箭头710表示其中以n*符号速率过采样信号处理的域，双箭头712表示其中以符号速率进行信号处理的域，和箭头714表示其中以位速率进行信号处理的区域。
在结构C 654中示出滤波器系数调整器720、修正器的自适应滤波器722(前馈/反馈)、判决装置(High/Low(高/低))724、降采样和符号同步装置726和曼彻斯特解码器728。降采样和符号同步装置726输出误差信号729和所检测的数据符号(high/low(高低))730。箭头732表示其中以过采样n*符号速率进行信号处理的域，双箭头734表示以符号速率进行信号处理的域，和箭头736表示以位速率进行信号处理的域。曼彻斯特解码器执行曼彻斯特符号的检测。
在结构D 656中包含滤波器系数调整器800、自适应滤波器802、判决装置(High/Low(高/低))804和曼彻斯特解码器806。判决装置804和曼彻斯特解码器806构成单元810，该单元输出所检测的符号812。此外曼彻斯特解码器806输出误差信号814。箭头820表示以过采样进行信号处理的域，箭头822表示以位速率进行信号处理的域。在框810中执行曼彻斯特符号的检测、根据接收的数据符号的同步和降采样。
在结构A 650中，接收的数据在ADC处以对数据符号速率n倍的比例被过采样。图20说明采样值、数据符号和曼彻斯特编码的数据位的比例。在图示中，在上部示出数据值900。双箭头902表示采样间隔。其下示出数据符号904。双箭头906表示数据符号的间隔。最后该图示示出曼彻斯特编码的数据位908。该图示示出三个级：以哪个速率处理接收的信号。
修正根据n倍(n-fach)采样的数据符号进行。在自适应滤波器后连接的判决装置668(Level High/Low(电平高低))同样以n倍符号速率的取样值工作并且对于以该速率的修正器系数更新产生误差信号。
曼彻斯特解码器670获得n倍采样的高/低(High/Low)信号作为输入信号。在曼彻斯特解码器670中现在进行到接收的数据符号的同步和到位速率的降采样。
如果在ADC 662处的采样速率充分大于符号速率，则不需要使ADC 662处的采样频率与符号频率同步。而在ADC 662处的采样速率低(例如2x符号速率)时需要使ADC 662处的采样频率到符号频率的同步。
结构B 652与结构A 650的不同在于，基于修正器输出信号以n倍符号速率确定数据符号。进行降采样和到符号间隔的同步。曼彻斯特解码器698根据接收的数据符号产生接收的位值。修正器系数更新也可以以符号速率执行。与结构B 652不同，在结构C 654中具有量化反馈的修正器使用判决符号作为输入信号。因此修正器的反馈滤波器可以以符号速率或其多倍运行。
在结构D 656中，判决装置804和曼彻斯特解码器806联合。该组合的判决器和曼彻斯特解码器也对于修正器的系数更新产生误差信号814。
如果在具有非常小的相加的干扰的接收信号情况下修正器适应，则由此构成系数组，所述系数组对于非常小的干扰的情况是最优的。但是在这样的修正器系数组的情况下可能发生：通过修正器放大突然出现的相加的干扰。为避免通过修正器放大相加的干扰，可以给修正器适应信号添加人为的相加的噪声。在这种情况下，修正器这样适应，使得使信道失真以及相加的干扰最小化。
PSI5接收器中的修正器的适应能够用典型的曼彻斯特编码的PSI5数据帧毫无问题地进行。曼彻斯特编码的数据具有特性：所述数据对于相同的分量具有高和低相位，这对于修正器的适应具有优点。
可替代地，可以利用发送器在传输开始时发送的专门的训练信号实现修正器的快速适应。这样的训练信号例如可以由快速交替的高和低电平的较长序列组成。

Claims (10)

1.用于处理经由连接(20)传输的并且由数字接口接收的信号(301)的方法，其中利用信号(301)传输各个数据帧(36)作为被调制的符号的序列，并且其中利用修正器(502)修正接收的信号(301)，其中被采样的接收的信号(303)对于修正器(502)用作输入信号，并且修正器(502)的适应由协议控制地仅以确定的时间间隔进行。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，适应阶段由状态机(500)开始和结束。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，修正器(502)进行接收的信号(301)的多倍采样。
4.根据权利要求1到3之一所述的方法，其中，信号(301)经由点对点连接传输。
5.根据权利要求1到3之一所述的方法，其中，信号(301)经由总线系统传输，并且执行至少一个自适应滤波器(310、666、722)的系数组(514)的变换。
6.数字接口，特别用于执行根据权利要求1到5之一所述的方法，所述数字接口具有修正器(502)，其中修正器(502)被构造用于进行接收的信号(301)的采样以及修正器(502)的适应由协议控制地仅以确定的时间间隔进行。
7.根据权利要求6所述的数字接口，其被构造为用于电流调制的或者电压调制的信号的接口。
8.根据权利要求6或7所述的数字接口，其能够利用触发或者同步信号(32、542)监控发送器的数据传输阶段，由此能够将修正器(502)的运行状态与发送器的数据传输阶段耦合。
9.根据权利要求6或7所述的数字接口，其中，修正器(502)的运行状态的顺序从接收信号的数据传输阶段推导出。
10.根据权利要求6到9之一所述的数字接口，其中，为修正器(502)的适应设置状态机(500)。
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