CN102752260A - 一种卫星cmmb系统ofdm体制的时频估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，在原始数据符号中先后插入频域导频符号和时域导频符号后组成OFDM符号，并作为传输信号进行发送。本发明使卫星CMMB系统OFDM体制可以同时均衡频域的多径干扰和补偿时域的多普勒干扰，解决了传统系统在单一信道估计模式下不能同时进行时域信道估计和频域信道估计的技术问题，使系统具有更优化的信道估计精度，从而大幅提升信道补偿与均衡的效果，并最终显著改善系统在卫星移动多径信道环境中的传输性能。

Description

一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，涉及一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法。

背景技术

2009年，中国移动多媒体广播(China Mobile Multimedia Broadcasting，CMMB)技术研究工作组发布了《移动多媒体广播第9部分：卫星分发信道帧格式、信道编码和调制》这一标准，在卫星移动广播通信系统中，将采用正交频分多路复用传输体制(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)。

OFDM体制属于一种多载波的通信系统，它具有高于一般系统的频谱利用率和很强的抗干扰性能，这些优势使得它在地面无线移动通信中得以广泛应用，并且在卫星移动通信系统中也受到越来越广泛的关注。然而，恶劣的卫星传输环境如无线信道中的多径衰落、多径延时、多普勒频偏等信道干扰因素却严重地影响了OFDM系统的性能，对接收信号的幅值和相位造成了不同程度的干扰。多径衰落信道对OFD数据符号的影响主要反映在它会使符号星座图发生偏转(多径延时)和畸变(多径衰落)，从而影响接收信号的相位和幅度，造成一定的误码。在实际系统中，当移动接收台处在中、高速移动情况(包括由于轨道漂移等因素造成的卫星与地面目标的相对移动以及地面移动车载接收机的本地运动等)时，除了上述多径衰落信道干扰因素外，还要考虑多普勒频率偏移对接收信号的影响。多普勒频偏对OFDM数据符号的干扰主要反映在它会使符号星座图的相位发生动态旋转，而且旋转速度会随着相位误差的增大而加快，从而造成大量误码，从而增加了系统的误比特率。为了最大限度地消除信道干扰带来的种种负面影响，在接收端，必须对这些干扰进行抑制和校正，来降低系统误比特率，这就是信道估计与均衡的问题。

目前，解决上述问题有两种基本途径：

(1)建立训练序列的时域信道估计方法，通过训练序列对信道响应特性进行“训练”，从而获得特定的信道响应信息，进而实现信道估计；但是这种方法需要执行计算复杂度较高的解卷积矩阵运算，而且由于训练序列在较长时间内不变，所获得的信道特性只适合于恒参信道或准静止信道，不适合卫星移动多媒体广播信道的深衰落、快衰落以及随参信道等特性，并且无法获得信道的频域信息。

(2)基于频域导频的信道估计方法，这种方法在频域数据符号中插入分布的导频信息，通过导频信息对信道响应特性进行估计，从而获得信道的频域响应信息，这种方法的优势在于能够跟踪信道频域响应的快速变化；但是这种方法只适合于统计信道在慢衰落条件下的信道响应，对于有较大多普勒频偏的快衰落信道，由于缺乏信道的时域特征信息——多普勒频偏及其造成的相位误差，其应用性能会大幅下降。

发明内容

本发明的技术解决问题是：针对现有技术的不足，提供了一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计装置，实现了时频双域信道估计，有效的提高了信道的补偿与均衡的效果，降低了信号传输误码率，改善了在卫星移动多径信道环境中的传输性能。

本发明的技术解决方案：

一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，包括以下步骤：

在原始数据符号中先后插入频域导频符号和时域导频符号后组成OFDM符号，并作为传输信号进行发送；

对接收到的传输信号先后进行时域校正和频域校正后恢复出原始数据符号。

所述频域导频通过下述方法插入：

将原始数据符号中每8个数据符号分为一组，每间隔7个数据符号插入1个频域导频符号；且使得频域导频符号在频率方向和时隙方向上的间隔比值为1∶1。

所述时域导频通过下述方法插入：

将插入频域导频符号的数据符号中每8个数据符号分为一组，每间隔7个数据符号插入1个时域导频符号；且使得时域导频符号在频率方向和时隙方向上的间隔比值为1∶1。

所述时域校正通过下式进行：

φ_C[n，k]＝φ_R[n，k]-φ_e[n，k]

其中，为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的相位误差；

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的时域校正后的相位；

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的初始相位；

所述相位误差

通过以下步骤获得：

采用相位线性分段插值函数对所述传输信号进行校正误差估计，所述相位线性分段插值函数为：

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤m\≤N_{\mathrm{TP}}-2\\ 0\≤n\≤N_F-1\end{array}\right.$

其中，φ(m，k)是传输信号中第k个OFDM时域符号中第m个时域导频符号的相位；N_T为一个OFDM时域符号的总符号数，N_TP为其中时域导频符号总数，N_F＝N_T-N_TP；p_T为时域导频符号的列变量；k为时域导频符号的行变量。

所述频域校正通过下式进行：

$Y_E[d,k]=\frac{Y_R[d,k]}{H_e[d,k]}$

其中，H_e[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的信道响应；Y_E[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的频域校正后的信道响应；Y_R[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的初始值；

所述信道响应H_e[d，k]通过以下步骤获得：

采用信道响应线性分段插值函数对时域校正后的传输信号进行信道估计，所述信道响应线性分段插值函数为：

$H_e[d,k]=(1-\frac{p_F}{N_F-1})\×H(g+1,k)+\left(\frac{p_F}{N_F-1}\right)\×H(g,k)$

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤g\≤N_{\mathrm{FP}}-2\\ 0\≤d\≤N_D-1\end{array}\right.$

其中，H(g，k)是第k个OFDM频域符号第g个频域导频符号的信道响应；N_F为一个OFDM频域符号的总符号数，N_FP为其中频域导频符号总数，N_D＝N_F-N_FP；p_F为频域导频符号的列变量；k为频域导频符号的行变量。

本发明与现有技术相比的优点：

本发明结合时频双域的特征分析，在发送端，插入的导频符号分为时域导频符号和频域导频符号两种，分别布置在OFDM信号的时域和频域中，在接收端，通过对这些导频符号的信道响应进行插值估计来获得数据符号在传输信道的时频双域的信道特征，从而同时实现时频双域信道估计，不仅可以均衡频域的多径延时以及衰落干扰，而且还可以补偿时域的多普勒频偏干扰。

同时，本发明在时域中插入的时域导频符号，取代了传统的训练序列，避免了繁琐的解卷积矩阵运算，有效降低了系统计算复杂度；分散的导频符号更适合于实时跟踪信道时域响应的动态变化，在多普勒频偏较大，快速波动以及大范围动态变化的情形下均能够有效估计多普勒频偏带来的数据符号相位误差，相位误差校正计算方法也十分简明。本发明比目前单独使用时域信道估计的方法具有更优的信道估计精度，在相同的信噪比(SNR＝10～20dB)条件下，仿真数据统计研究表明，本发明的方法比传统方法在信道估计精度(MSE)方面平均提升了93％，进而使得系统在传输性能(BER)方面提升了88％。

在频域中插入的频域导频符号与时域中的符号具有相同的规模和量级，使系统具有较好的时频一致性，借助于时域导频信道估计的结果，有效地消除了时域信道的动态、快衰落特性，将信道特征弱化为静态、慢衰落或中度衰落特性，使频域信道估计方法够跟踪信道频域响应的变化，信道均衡计算方法也十分简明。本发明比目前单独使用频域信道估计的方法具有更优的信道估计精度，在相同的信噪比(SNR＝10～20dB)条件下，仿真数据统计研究表明，本发明的方法比传统方法在信道估计精度(MSE)方面平均提升了94％，进而使得系统在传输性能(BER)方面提升了90％。

进一步的，本发明通过合理布置时频两域导频图案中导频符号和数据符号的位置关系，使得导频间隔在时域和频域具有良好的时频一致性；不同OFDM符号的导频起始位置相互错开，导频图案分布更加合理，使每个OFDM符号中的数据符号都可以获得优化的信道估计精度，从而提升系统整体的时频两域信道估计的准确度，进而降低系统传输误码率。本发明能够在时频双域对数据符号的信道幅相特性进行联合估计与均衡，实现时域和频域信道估计方法的优势互补，相对传统方法提升了系统传输性能，在相同的仿真数据统计条件下，能够大幅改善信道估计性能MSE和降低系统BER，具有更好的适应时频两域信道幅相特性动态变化的能力，显著提高了信道估计效果的时频兼容性与互补性。

附图说明

图1为本发明方法流程图；

图2为本发明频域导频排列图案；

图3为本发明时域导频排列图案；

图4为COST-207信道模型下信道估计MSE性能对比；

图5为SFN-3信道模型下信道估计MSE性能对比；

图6为COST-207信道模型下BER性能对比；

图7为SFN-3信道模型下BER性能对比。

具体实施方式

如图1所示，本发明一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法包括：频域导频插入步骤，时域导频插入步骤、时域估计步骤、时域校正步骤、频域估计步骤和频域校正步骤。

在发送端，原始数据符号处于频域中，利用频域导频插入步骤插入频域导频符号，然后经过IFFT多载波正交调制，将信号变换到时域，再通过时域导频插入步骤插入时域导频符号；在接收端，先通过时域估计对时域导频符号进行估计获得相位误差，再根据相位误差在时域校正步骤中对多普勒频偏进行校正，然后经过FFT多载波正交解调，将接收到的传输信号恢复到频域，再对频域导频符号进行频域估计的步骤获得传输信道在频域的特征，再传输信道在频域的特征根据通过频域校正消除传输信号的多径干扰和信道均衡后恢复出原始数据符号。

如图2所示，在频域导频插入步骤中：将原始数据符号中每8个单位符号分为一组，分别每间隔7个数据符号插入1个频域导频符号；在频率方向和时隙方向上，导频符号间隔的比值为1∶1，且不同OFDM频域符号中频域导频符号的位置相互错开，形成“V”字型频域导频图案排列形式。对于每个OFDM频域符号中的频域导频符号的位置编号FP_Pos，满足如下规则：

FP_POS(p_F，k)＝8p_F+MAP_FP(k mod 8)

where 0≤p_F≤N_FP-1

其中，列变量p_F和行变量k表示频域导频符号的二维位置坐标，N_FP为频域导频符号总数。MAP_FP(·)函数负责完成以下序列的映射转换：

{0，1，2，3，4，5，6，7}→{0，1，7，2，6，3，5，4}

如图3所示，在时域导频插入步骤中，将插入频域导频符号后的每8个数据符号分为一组，分别每间隔7个数据符号插入1个时域导频符号；在频率方向和时隙方向上，导频符号间隔的比值为1∶1，且不同OFDM时域符号中时域导频符号的位置相互错开，形成“X”字型频域导频图案排列形式。对于每个OFDM时域符号中的时域导频符号的位置编号TP_Pos，满足如下规则：

TP_POS(p_T，k)＝8p_T+MAP_TP(k mod 8)

where 0≤p_T≤N_TP-1

其中，列变量p_T和行变量k表示时域导频符号的二维位置坐标，N_TP为时域导频符号总数。MAP_TP(·)函数负责完成以下序列的映射转换：

{0，1，2，3，4，5，6，7}→{0，7，2，5，4，3，6，1}

在时域估计步骤中，根据传输信号中一个OFDM时域符号里的每两个相邻时域导频符号的相位来估计和补偿多普勒频偏对数据符号相位误差的影响，采用相位线性分段插值函数进行相位误差估计，所述相位线性分段插值函数如下式所示：

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤m\≤N_{\mathrm{TP}}-2\\ 0\≤n\≤N_F-1\end{array}\right.$

其中，

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的相位误差；φ(m，k)是传输信号中第k个OFDM时域符号中第m个时域导频符号的相位；N_T为一个OFDM时域符号的总符号数，N_TP为其中时域导频符号总数，N_F＝N_T-N_TP；p_T为时域导频符号的列变量；k为时域导频符号的行变量。此外，p_T、m、n三者还应满足下列约束条件：

p_T＝n-m×8-MAP_TP(k mod 8)

在时域校正步骤中，对所有数据符号进行一次减法运算就可以完成相位误差的校正。所述的时域校正模型为：

φ_C[n，k]＝φ_R[n，k]-φ_e[n，k]

其中，

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的初始相位；

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的时域校正后的相位。

在频域估计步骤中，根据传输信号中一个OFDM频域符号中的每两个相邻频域导频符号的信道响应来估计和均衡空间多径延时等信道干扰因素对数据符号衰落的影响，采用信道响应线性分段插值函数进行信道估计，所述信道响应线性分段插值函数如下式：

$H_e[d,k]=(1-\frac{p_F}{N_F-1})\×H(g+1,k)+$

$\left(\frac{p_F}{N_F-1}\right)\×H(g,k)$

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤g\≤N_{\mathrm{FP}}-2\\ 0\≤d\≤N_D-1\end{array}\right.$

其中，H_e[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的信道响应；H(g，k)是第k个OFDM频域符号第g个频域导频符号的信道响应；N_F为一个OFDM频域符号的总符号数，N_FP为其中频域导频符号总数，N_D＝N_F-N_FP；p_F为频域导频符号的列变量；k为频域导频符号的行变量。

此外，p_F、g、d三者应满足下列约束条件：

p_F＝d-g×8-MAP_FP(k mod 8)

在频域校正步骤中，对所有数据符号进行一次除法运算就可以完成信道补偿与均衡。所述的频域校正模型为：

$Y_E[d,k]=\frac{Y_R[d,k]}{H_e[d,k]}$

其中，Y_E[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的频域校正后的信道响应；Y_R[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的初始值。

进一步将本发明所采用的时域、频域联合估计的方法与传统单独使用时域导频或单独使用频域导频进行信道估计的方法对比。

模拟两种卫星移动多媒体广播接收环境，分别为COST207典型城市环境信道和SFN-3广播单频网信道这两种具有代表性的移动多径信道来进行仿真测试，其中，COST207/TU-6主要模拟城市移动多径衰落接收环境，考虑到城市高大建筑阴影衰落的特点，设置多径数量为6，最大多径延时距离1～2公里范围，接收端最大相对移动速度为120km/h；SFN-3广播单频网信道主要模拟更广阔区域的移动多径衰落接收环境，考虑诸如高速公路、高速移动物体(高速火车)等移动接收环境的特点，设置多径数量为3，最大多径延时距离10公里范围，接收端最大相对移动速度为300km/h。

如图4、5所示，仿真研究与数据分析表明，本发明的信道响应(幅相特性)估计的均方误差MSE在SNR为15～20dB时也大都低于10^-2，达到10^-3量级，比单独使用时域导频或频域导频的系统在信道估计精度性能方面提高了约一个数量级以上；证明了本发明能够更加有效地估计数据符号的信道响应，从而实现了更优化的信道补偿与均衡。

如图6、7所示，仿真研究与数据分析表明，在SFN-3信道环境下，进行单独时域或频域估计的系统在SNR为20dB时，BER处于10^-2～10^-3之间，而采用本发明时频联合估计的系统在同样的情况下BER已经可以下降至10^-4量级，比普通系统的误码性能提高了约一到两个数量级；对应地，在COST-207信道环境下，采用本发明所述方法得到的BER最低接近10^-5量级，显然对传输性能的改善十分可观。

此外，如图4、5、6、7所示，在COST-207信道环境下，单独进行时域估计的信道估计精度要低于单独进行频域估计，这是因为在COST-207信道环境中，频域的空间多径干扰因素更加突出；相反，在SFN-3信道环境下，时域的移动多普勒频偏干扰因素则更显突出。由此可见，采用本发明能够更有效的对时域和频域信道估计方法进行优势互补与综合，也就是说，本发明具有更好的适应时频两域信道幅相特性大范围动态波动与剧烈变化的能力，一定程度上提高了信道估计效果的时频兼容性与互补性。

本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。

Claims (5)

1.一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

在原始数据符号中先后插入频域导频符号和时域导频符号后组成OFDM符号，并作为传输信号进行发送；

对接收到的传输信号先后进行时域校正和频域校正后恢复出原始数据符号。

2.如权利要求1所述的一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，其特征在于：所述频域导频通过下述方法插入：

将原始数据符号中每8个数据符号分为一组，每间隔7个数据符号插入1个频域导频符号；且使得频域导频符号在频率方向和时隙方向上的间隔比值为1∶1。

3.如权利要求1所述的一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，其特征在于：所述时域导频通过下述方法插入：

将插入频域导频符号的数据符号中每8个数据符号分为一组，每间隔7个数据符号插入1个时域导频符号；且使得时域导频符号在频率方向和时隙方向上的间隔比值为1∶1。

4.如权利要求1所述的一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，其特征在于：所述时域校正通过下式进行：

φ_C[n，k]＝φ_R[n，k]-φ_e[n，k]

其中，

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的相位误差；为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的时域校正后的相位；

为传输信号中第k个OFDM时域符号中第n个数据符号的初始相位；

所述相位误差

通过以下步骤获得：

采用相位线性分段插值函数对所述传输信号进行校正误差估计，所述相位线性分段插值函数为：

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤m\≤N_{\mathrm{TP}}-2\\ 0\≤n\≤N_F-1\end{array}\right.$

其中，φ(m，k)是传输信号中第k个OFDM时域符号中第m个时域导频符号的相位；N_T为一个OFDM时域符号的总符号数，N_TP为其中时域导频符号总数，N_F-N_T-N_TP；p_T为时域导频符号的列变量；k为时域导频符号的行变量。

5.如权利要求1所述的一种卫星CMMB系统OFDM体制的时频估计方法，其特征在于：所述频域校正通过下式进行：

$Y_E[d,k]=\frac{Y_R[d,k]}{H_e[d,k]}$

其中，H_e[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的信道响应；Y_E[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的频域校正后的信道响应；Y_R[d，k]为传输信号中第k个OFDM频域符号中第d个数据符号的初始值；

所述信道响应H_e[d，k]通过以下步骤获得：

采用信道响应线性分段插值函数对时域校正后的传输信号进行信道估计，所述信道响应线性分段插值函数为：

$H_e[d,k]=(1-\frac{p_F}{N_F-1})\×H(g+1,k)+\left(\frac{p_F}{N_F-1}\right)\×H(g,k)$

$\mathrm{where}\left\{\begin{array}{c}0\≤g\≤N_{\mathrm{FP}}-2\\ 0\≤d\≤N_D-1\end{array}\right.$

其中，H(g，k)是第k个OFDM频域符号第g个频域导频符号的信道响应；N_F为一个OFDM频域符号的总符号数，N_FP为其中频域导频符号总数，N_D＝N_F-N_FP；p_F为频域导频符号的列变量；k为频域导频符号的行变量。

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