CN116708092B - 适合低信噪比mc-cdma系统的导频参数设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适合低信噪比MC‑CDMA系统的导频参数设计方法，针对低信噪比场景下提出周期性块型梳状导频结构，与传统导频参数设计方法相比，改善了低信噪比下的信道估计精度，导频参数更灵活，可使用的场景更加广泛。本发明在导频结构上考虑多个导频块累积，形成周期性块型梳状导频结构，并将累积块长作为优化参数最小化导频开销，形成优化问题，并对提出的导频结构进行性能界分析，使得设计的导频在频谱效率角度是最优；导频结构在设计上兼容了传统导频结构。对于高信噪比场景，与传统星状导频设计一致，不考虑累积块长下；对于低信噪比场景，通过累积块改善信道估计性能，但在频谱效率上优于传统梳状和块状导频。

Description

适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法
技术领域
本发明属于MC-CDMA系统参数设计技术领域，具体涉及一种适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法。
背景技术
由码分多址技术（CDMA）和正交频分复用技术（OFDM）结合产生的多载波码分多址（MC-CDMA）技术凭借其强抗干扰能力、高频谱利用率、抗多径干扰小、容量大等优点，成为无线高速数据传输的热点技术。在MC-CDMA系统，接收端存在两种检测方式：差分检测和相干检测。相较于差分检测，相干检测更适用于有高传输速率和频谱效率要求的MC-CDMA系统，但在无线信道传输过程中，MC-CDMA通信系统虽然克服了ISI的影响，但每个子载波仍会受到许多随机性干扰而产生失真，例如噪声、多径衰落、多普勒效应等影响，因此，在相干解调前必须进行对信道估计来弱化这些随机性干扰的影响。无论是相位矫正还是分集合并，信道估计精度都对接收端误码率性能有着至关重要的影响。
传统OFDM系统的信道估计方法可分为三类，基于导频辅助的信道估计方法、盲信道估计方法和半盲信道估计方法。盲信道和半盲信道估计方法由于估计算法收敛较慢，限制了其在实时系统的应用。为更好地跟踪无线信道变化，实际系统通常采用基于导频辅助的信道估计方法。
导频辅助信道估计的基本原理是，在数据流中插入多个参考符号（即导频符号），接收机首先根据接受到的符号估计导频处信道状态信息CSI，然后利用插值或滤波得到整个信道响应的估计值。根据导频符号在OFDM帧中是排列方式，分为三种常见的导频图案，梳状导频、块状导频和星状导频。梳状导频和块状导频分别在时间和频率方向上连续放置，分别适用于时间和频率选择性衰落信道。与这两种方案相比，星状导频频谱利用率更高，在导频插入满足采样定理条件下，可依据信道相关性通过二维滤波或插值得到准确信道状态信息。克拉美罗界（Cramer-Rao Bound，CRB）为最优导频设计提供了统一衡量标准，决定了给定信道估计方差的下限。
在一般的MC-CDMA系统中，由于通信环境较好，信噪比区间跨度较小，无需量化信噪比和导频参数的关系，利用统一的导频结构即可兼顾最坏情况下信道估计问题。然而，传统最优导频设计没有考虑低信噪比下信道估计性能恶化的问题，从信道估计性能界角度已无法满足接收端解调精度需求，因此，针对低信噪比场景需考虑增加额外导频开销，从性能界角度讨论导频设计的最优性。
发明内容
针对MC-CDMA通信系统在低信噪比下，信道估计误差较大的问题，本发明提供一种适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法。
本发明保护一种适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法，包括以下步骤：
步骤1，由误码率指标BER确定信噪比和信道估计误差的约束关系，并对信道估计误差按照信噪比区间选择合适的量化颗粒度进行量化，量化颗粒度与量化信噪比成反比，以确定导频参数设计的档位，得到每个信噪比档位下信道估计精度的约束。
⑴由误码率指标BER确定信噪比和信道估计误差的约束关系
对于存在信道估计误差的OFDM系统，以QPSK和16QAM调制在瑞利衰落信道下传传输为例，平均误码率BER分别表示为
，；
，；
其中，为互补误差函数，/>和/>分别表示信道估计响应的能量及其均值，和/>分别表示信道估计误差的能量及其均值，/>为归一化的ICI方差，/>为平均信噪比。
由上可知，给定调制方式和误码率指标，即可确定信噪比和信道估计误差约束的关系。
⑵对信道估计误差按照信噪比区间选择合适的量化颗粒度进行量化
假设均匀量化，真实估计误差和量化后的估计误差分别记为m和m q ，量化噪声定义为n q =m－m q ，量化信噪比定义为。
假设信噪比区间和采样数分别为A和N，信噪比颗粒度为R=A/N。
量化颗粒度与量化信噪比成反比，如图1所示，信噪比颗粒度越大，量化信噪比越小，会导致设计的导频与实际性能需求相差较大；颗粒度越小，量化信噪比越大，但导频档位较冗余。量化信噪比决定了设计的导频档位是否能与实际信道估计精度较好匹配，因此需根据实际量化信噪比需求选择量化颗粒度。
步骤2，结合导频采样约束和信道估计精度约束，在CRB准则分析基础上，最小化导频开销，形成优化问题
；
其中，N p 表征频域导频符号数，T p 表征时域累积OFDM符号数，T PD 表征导频块周期，N s 表征OFDM符号总子载波数，N c 表征一帧内包含的OFDM符号总数，即一帧内包含N RE ＝N s *N c 个单位时频资源，N f 表征频域导频间隔，SNR表征信噪比，MSE con 表征信道估计精度约束，f d 表征最大多普勒频偏，T OFDM 表征OFDM符号周期数，τ max 表征信道最大时延扩展，Δf表征子载波间隔。
⑴导频采样约束
为利用导频通过插值得到时频空间内所有子载波信道估计值，插入的导频必须满足奈奎斯特采样定理。根据信道相干时间和相干带宽的计算，可得到导频在频域和时域间隔的约束分别为、/>。
⑵信道估计误差分析
导频参数设计主要包含导频模式（位置和能量分布）、数目和功率分配等参数的设计，本发明主要考虑以最小均方误差准则设计导频模式。理想同步条件下，第k个OFDM符号导频子载波处接收的频域信号表示为，其中/>和分别表示第k个OFDM符号处N p ×1维接收和N p ×N p 维发送的频域导频符号。
假设信道为准静态衰落，为第k个OFDM符号处信道时域冲击响应且，其中为由各径多普勒频偏引起的L×L维相位旋转矩阵，/>为各径归一化多普勒残余频偏；N cp 为CP的采样点数，例如1024 FFT点数1/16 CP时，N cp =64。
为加性高斯白噪声，方差矩阵为/>，/>为倍原始/>维傅里叶变换矩阵/>取前L列和导频位置/>处构成的N p ×L维矩阵
，/>。
在低信噪比场景下，为提高导频处信噪比，对多个接收符号在相同子载波处进行累积平均，假设时域累积窗长为T p 个OFDM符号，可得累积接收信号为
；
记，最小二乘（LS）信道估计为
；
记第条径上相位误差均值矩阵元素为/>，/>满足
。
要求累积产生的误差远小于信道估计误差，由于散射径能量较小，因此，相位旋转矩阵对估计影响可忽略，即/>，求取该估计下均方误差
其中，。
当导频模式满足等间隔等能量时，均方误差取得最小值，满足，假设信号和导频符号功率相等，均方误差表示为/>。
⑶最优导频设计CRB准则
累积接收信号可表示为，其中/>为平均后的高斯白噪声向量，方差矩阵为/>。对数似然函数等效为/>，可得到时域累积的Fisher信息矩阵和CRB界表达式为
前述最小均方误差与CRB分析一致，满足最优导频模式，按CRB界取得的导频参数可保证频谱效率的最优。
步骤3，求解优化问题得到指定估计精度下的最优导频参数，根据最优导频参数排列导频，与数据符号结合形成最终物理帧波形。
导频设计主要考虑以下两点：第一是对残余频偏的跟踪，前提是残余频偏较小确保无ICI，通过信道估计可实现逐OFDM符号残余频偏的分段补偿；第二是低信噪比约束，通过前述信道估计误差定量分析，利用累积增益提升低信噪比下信道估计性能，因此提出周期性块型梳状导频结构，参照图2所示，其中深色块P和白色块D分别代表含梳状导频的OFDM符号块和不含导频的OFDM符号块，块长分别为T P 和T D 个OFDM符号。导频块周期性以块状插入，P块内含有梳状导频，导频频域间隔为N f ，D块为纯数据符号块，导频块周期为T P +T D ，在最后一个D块后要额外插入一个P块以便插值。
本发明还保护一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现上述适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法，以及一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序可被处理器执行以实现上述适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法的各个步骤。
本发明针对低信噪比场景下提出周期性块型梳状导频结构，与传统导频参数设计方法相比，改善了低信噪比下的信道估计精度，导频参数更灵活，可使用的场景更加广泛。
本发明在导频结构上考虑多个导频块累积，形成周期性块型梳状导频结构，并将累积块长作为优化参数最小化导频开销，形成优化问题，并对提出的导频结构进行性能界分析，使得设计的导频在频谱效率角度是最优。
本发明的导频结构在设计上兼容了传统导频结构。对于高信噪比场景，与传统星状导频设计一致，不考虑累积块长下（T P =1）；对于低信噪比场景，通过累积块改善信道估计性能，但在频谱效率上优于传统梳状和块状导频。
附图说明
图1为量化颗粒度与量化信噪比关系示意图；
图2为周期性导频帧结构示意图；
图3为实施例1对应的QPSK信噪比与量化信道估计误差约束关系示意图；
图4为实施例1中的导频图案示意图；
图5为QPSK接收信噪比4dB时，三种导频结构下的误码率对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。本发明的实施例是为了示例和描述起见而给出的，而并不是无遗漏的或者将本发明限于所公开的形式。很多修改和变化对于本领域的普通技术人员而言是显而易见的。选择和描述实施例是为了更好说明本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够理解本发明从而设计适于特定用途的带有各种修改的各种实施例。
实施例1
本实施例中的MC-CDMA通信系统参数如表1所示。
假设最远传输距离为100km，系统传输带宽37.5M，根据链路预算接收最低信噪比。
表1
1、对信道估计误差按照信噪比区间选择合适的量化颗粒度进行量化，假设精度要求量化信噪比大于20dB，选定量化颗粒度R=5。在表1给定误码率指标BER下，根据信噪比和信道估计误差的约束关系确定信道估计精度约束。
QPSK调制在BER=10-2指标下，得到信噪比与信道估计误差的约束关系，在量化颗粒度R=5的设定下，每个信噪比档位下的具体估计精度约束参照图3和表2。
表2
2、根据信道估计精度约束设计不同档位的导频参数，根据信道多普勒频偏和最大时延扩展计算得到导频参数约束T PD ≤22、N f ≤8。
满足上述约束条件下，求解优化问题得到最优导频参数，得到QPSK调制下最优导频参数如表3所示。
表3
根据同样的方法，可以得到不同调制方式在BER=10-2指标下的导频参数设计方案，参照表4。
表4
3、根据最优导频参数排列导频，与数据符号结合形成最终物理帧波形。
图4为导频分布图案示例，深色块和白色块分别代表导频和数据占用的一个时频资源块，示例中导频参数取N f =4、T P =8、T D =8，可以看到在第1-8个OFDM符号中存在均匀分布的梳状导频，频域间隔为4个子载波，对应于图2中第一个P块，每两个P块间相隔16个OFDM符号，即T PD =16。
本发明提出的周期性块型梳状导频结构和块状导频结构均采用时域累积的形式，在块状导频间插值，而梳状导频不进行累积仅在频域插值。下面通过对比本发明提出的周期性块型梳状导频结构与现有梳状导频和块状导频的信道估计性能以及频谱效率。
以QPSK接收信噪比4dB为例，给出三种导频结构下的误码率，可以看到在低信噪比下，使用单符号进行信道估计的梳状导频不能满足解调性能要求，而本发明提出的周期性块型梳状导频结构通过累计块改善了信道估计性能，且在频谱效率上优于块状导频，参照表5。
表5
实施例2
一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现实施例1所述的适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法。
实施例3
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序可被处理器执行以实现实施例1所述的适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法的各个步骤。
显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域及相关领域的普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应属于本发明保护的范围。

Claims (3)

1.一种适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，由误码率指标BER确定信噪比和信道估计误差的约束关系，并对信道估计误差按照信噪比区间选择合适的量化颗粒度进行量化，量化颗粒度与量化信噪比成反比，以确定导频参数设计的档位，得到每个信噪比档位下信道估计精度的约束；
步骤2，结合导频采样约束和信道估计精度约束，在CRB准则分析基础上，最小化导频开销，形成优化问题
；
其中，N p 表征频域导频符号数，T p 表征时域累积OFDM符号数，T PD 表征导频块周期，N s 表征OFDM符号总子载波数，N c 表征一帧内包含的OFDM符号总数，即一帧内包含N RE ＝N s *N c 个单位时频资源，N f 表征频域导频间隔，SNR表征信噪比，MSE con 表征信道估计精度约束，f d 表征最大多普勒频偏，T OFDM 表征OFDM符号周期数，τ max 表征信道最大时延扩展，Δf表征子载波间隔；
步骤3，求解优化问题得到指定估计精度下的最优导频参数，根据最优导频参数排列导频，与数据符号结合形成最终物理帧波形；其中导频帧采用周期性块型梳状导频结构，导频块周期性以块状插入，每个导频块内含有T P 个含梳状导频的OFDM符号块，两个导频块之间有T D 个纯数据的OFDM符号块。
2.一种计算机设备，其特征在于，包括存储器、处理器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现权利要求1所述的适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法。
3.一种计算机可读存储介质，其特征在于，其上存储有计算机程序，所述计算机程序可被处理器执行以实现权利要求1所述的适合低信噪比MC-CDMA系统的导频参数设计方法的各个步骤。
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