CN102752257A - 一种正交频分复用系统的频域到达检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用系统的频域到达检测方法。频域同步发送单元采用两段长度相同但相位不同的频域伪随机序列，分别补一个零得到伪随机扩展序列后再进行快速傅里叶逆变换运算得到时域序列，再将这两段时域序列级联得到同步前导训练序列。频域同步接收单元采用与一段伪随机扩展序列长度相同的时间窗，将窗内数据进行快速傅里叶变换运算，然后经过削峰限幅处理后再与已知的本地伪随机扩展序列作相关，利用伪随机序列优良的自相关特性，同时结合基于门限和位置的检测方法来判定信号到达。这种正交频分复用系统的频域到达检测方法，能有效抵抗单音和窄带等的干扰，在较恶劣的信道条件下，也能实现可靠的信号到达检测。

Description

一种正交频分复用系统的频域到达检测方法

技术领域

本发明涉及移动通信系统中的数据传输技术领域，尤其涉及基于正交频分复用系统中频域帧同步的信号发送与到达检测方法。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，正交频分复用（OFDM）技术在通信系统中的应用越来越广泛。这种特殊的多载波传输方式，由于各子载波之间存在正交性，因此能够允许子信道间的频谱相互重叠，可以最大限度地利用频谱资源，降低子信道的信息速率，因而具有良好的抗噪声、抗多径干扰能力，适于在频率选择性衰落信道中进行高速数据传输。

数据帧到达检测的主要目标和任务是准确检测数据帧的到达以及其起始位置。这对于接收机同步来说具有非常重要的意义，特别是对于突发OFDM传输系统。如果无法准确检测到数据帧的到达，则会造成整帧数据的丢失，无法保证正常的通信。同时，如果无法准确判断数据帧的起始位置，将会对后续的解调工作造成一定的困难，并影响系统的性能。

目前常用的同步方法都是利用时域相关来检测信号是否到达，如果是通过发送训练序列来进行同步，那么能够通过几段训练序列的时域互相关和自相关特性来判断信号是否到达。如果通过循环前缀CP来进行同步，那么把循环前缀部分和OFDM符号中被复制成循环前缀的那部分数据做时域相关来检测信号。此类方法简单易实现，但是对信道的依赖条件较高，如果信道条件比较恶劣，存在多径或频带内干扰时，信号的时域相关特性会受到极大影响，导致误检漏检概率提升，可靠性降低。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有OFDM同步技术的不足，提供了一种正交频分复用系统的频域到达检测方法。

正交频分复用系统的频域到达检测方法是：频域同步发送单元采用两段长度相同但相位不同的频域伪随机扩展序列，在频域同步接收单元利用伪随机序列优良的自相关特性以及同时基于门限和位置的检测来判定信号到达，具体包含如下步骤：

1）频域同步发送单元在数据成帧前，先发送两个正交频分复用符号的前导训练序列，这两个符号都是伪随机扩展序列经过快速傅里叶逆变换得来的；

2）频域同步接收单元的频域相关单元先将接收到的前导训练序列快速傅里叶变换到频域，经过削峰限幅处理后再与本地伪随机扩展序列作相关运算；

3）频域同步接收单元的判决变量值计算单元记录判决点的位置，并根据相关运算的结果，分别计算出判决点的相关能量值、错位参考能量值以及判决变量值；

4）频域同步接收单元的判决器单元根据判决变量值以及判决点的位置来判决信号是否到达。

所述的步骤1）中，所述的前导训练序列在频域上为双极性伪随机扩展序列，通过以下方式获得，即选取两段长度同为2^N-1点但相位不同的伪随机序列，在最前端各补一个零后得到长度为2^N的伪随机扩展序列，分别快速傅里叶逆变换到时域后再级联得到前导训练序列；所述的前导训练序列成帧时将其置于要发送的数据部分前，用于频域同步接收单元的同步。

所述的步骤2）中，所述的削峰限幅的处理是指对快速傅里叶变换后得到的频域子载波信号，剔除10个幅值最大点后，对剩余点求出子载波能量的平均值，当子载波能量超过均值的100倍时，进行削峰限幅的处理，使该子载波的能量等于平均值的100倍。

所述的步骤3）中，所述的判决变量值的计算是在频域上进行的，同时错位参考能量值的引入考虑了接收信号中噪声的影响，判决变量值计算单元利用当前判决点的频域相关结果计算出判决点的相关能量值，利用判决点之前2^N个点相关能量值的平均作为判决点的错位参考能量值。

所述的步骤4）中，所述的判决器单元同时考虑了门限和位置的要求，判决器单元包括门限判决器和综合判决器；在门限判决器中，当步骤3）中的判决变量值超过门限阈值T1时，判定信号到达，当此判决变量值是通过与第一个本地伪随机扩展序列相关得来时，则同步定时点为当前判决点后2^N个点；当此判决变量值是通过与第二个本地伪随机扩展序列相关得来时，则同步定时点为当前判决点；在综合判决器中，当两个间隔2^N个点的判决变量值累加和超过门限阈值T2时，且后一个点为当前判决点，也判定信号到达，同步定时点为当前判决点。

所述的判决门限T1、T2的选取符合以下规则：

频域同步接收单元信噪比为SNR，相应的判决门限T1、T2分别为：

$T1=\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$ $T2=\sqrt{2}\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$

其中SNR_min为信号到达检测要求的信噪比下限，2^N为伪随机扩展序列长度。

本发明利用频域相关结合门限和位置的双重检测，在带干扰的恶劣信道条件下，实现可靠的信号到达检测，且具有较好的性能。频域同步接收单元对信号进行快速傅里叶变换（FFT）后再进行检测，对频域信号进行削峰限幅处理，避免了信道中单音窄带等的干扰，同时利用了伪随机（PN）序列优良的自相关特性，因而使得检测成功概率大大提升。另外，同时基于门限和位置的判决方法，使得虚警概率也大大降低。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。

图1是本发明正交频分复用系统的频域到达检测方法框图；

图2是本发明的频域同步发送单元框图；

图3是本发明的频域同步接收单元框图；

图4是本发明中削峰限幅模块的框图；

图5是本发明中参考能量值计算模块的框图；

图6是本发明中综合判决模块的框图。

具体实施方式

下面结合图1对本发明再做进一步说明。

正交频分复用（OFDM）系统的频域到达检测方法是：在频域同步发送单元采用两段长度相同但相位不同的频域伪随机（PN）扩展序列，在频域同步接收单元利用伪随机序列优良的自相关特性以及同时基于门限和位置的检测方法来判定信号到达，具体包含如下步骤：

1）频域同步发送单元在数据成帧前，先发送两个正交频分复用符号的前导训练序列，这两个符号都是伪随机扩展序列经过快速傅里叶逆变换（IFFT）得来的；

2）频域同步接收单元频域相关单元先将接收到的前导训练序列快速傅里叶变换（FFT）到频域，经过削峰限幅处理后再与本地伪随机扩展序列作相关运算；

3）频域同步接收单元判决变量值计算单元记录判决点的位置，并根据相关运算的结果，分别计算出判决点的相关能量值、错位参考能量值以及判决变量值；

4）频域同步接收单元判决器单元根据判决变量值以及判决点的位置来判决信号是否到达。

频域同步发送单元在数据成帧前，先发送由两个OFDM符号组成的前导训练序列。这两个前导训练序列为频域上的双极性PN扩展序列。选取两段长度同为2^N-1点但相位不同的PN序列，在最前端各补一个零后得到长度为2^N的PN扩展序列。分别IFFT变换到时域后再级联，成帧时将其置于要发送的数据前，用于频域同步接收单元的同步。

频域同步接收单元采用与PN扩展序列长度相同的时间窗，将窗内数据送入FFT模块，将时域数据转换为频域，利用频域同步发送单元频域PN优良的自相关特性，同时结合门限与位置的判决方法，来判决信号是否到达。可分为频域相关单元，判决变量值计算单元和判决器单元。

频域相关单元先将接收到的时域训练序列FFT变换到频域，然后对频域信号进行削峰限幅处理，再与本地PN扩展序列作相关。对FFT变换后得到的频域子载波信号，剔除10个幅值最大点后，对剩余点求出子载波能量的平均值。当子载波能量超过均值的100倍时认为该子载波被干扰，对其进行削峰限幅的处理，使该子载波的能量等于平均值的100倍，再将削峰限幅后频域上的序列和本地的PN扩展序列作相关运算。这样当信道中存在单音或窄带干扰时，通过对被干扰的子载波进行削峰限幅，能有效抑制干扰对系统性能的影响。

判决变量值计算单元是根据频域相关单元的结果，分别计算出判决点的相关能量值，错位参考能量值，从而计算出判决变量值的。计算判决点的相关能量值而不是单独I路或Q路的相关值，可以避免相偏引起的相位旋转问题；计算错位参考能量值是考虑了接收信号中噪声的影响；相关能量值与错位参考能量值的比值即为判决变量值，它同时考虑了频域同步接收单元信号和噪声的能量，因而准确度更高。

判决变量值计算单元利用当前判决点的频域相关结果计算出判决点的相关能量值，利用判决点之前2^N个点相关能量值的平均作为判决点的错位参考能量值。在信号到达前，接收到的信号都是噪声，因此可以将当前点之前2^N个点相关能量的平均值作为噪声能量的参考值。

判决器单元包括一个只检测门限的门限判决器模块和一个同时检测门限和位置的综合判决器模块。在门限判决器中，当步骤3）中的判决变量值超过门限阈值T1时，判定信号到达。当此判决变量值是通过与第一个本地PN扩展序列相关得来的，则同步定时点为当前判决点后2^N个点；当此判决变量值是通过与第二个本地PN扩展序列相关得来的，则同步定时点为当前判决点。在综合判决器中，当两个间隔2^N个点的判决变量值累加和超过门限阈值T2时，且后一个点为当前判决点，也判定信号到达，同步定时点为当前判决点。

判决门限T1、T2的选取符合以下规则：

周期为2^N的PN序列，它的自相关函数为 $R\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{2}^N,& k=0\\ -1,& k\≠0\end{array}\right.$

当频域同步接收单元信噪比为SNR时，判决变量值的峰值为：

${D\left(k\right)}_{\max }=\frac{2^N+{10}^{-\mathrm{SNR}/10}}{1+{10}^{-\mathrm{SNR}/10}}=\frac{2^N{10}^{\mathrm{SNR}/10}+1}{{10}^{\mathrm{SNR}/10}+1}$

相应的判决门限T1、T2分别为：

$T1={D\left(k\right)}_{\max }=\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$ $T1=\sqrt{2}{D\left(k\right)}_{\max }=\sqrt{2}\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$

其中SNR_min为信号到达检测要求的信噪比下限，2^N为伪随机扩展序列长度。

实施例

结合图2，频域同步发送单元的具体步骤为：

1）先用阶数为N的本原多项式1所对应的伪随机序列发生器（101），产生一段长度为2^N-1的PN序列，经过映射器（102）映射成值为+1，-1的双极性PN序列，在其起始端加一个0，即得长度为2^N的序列P1。

2）再用阶数为N的本原多项式2所对应的伪随机序列发生器（104），产生一段长度为2^N-1的PN序列，经过映射器（105）映射成值为+1，-1的双极性PN序列，在其起始端加一个0，即得长度为2^N的序列P2。

3）分别将序列P1、P2送入IFFT模块(103、106)，得到序列P3、P4，再将P3、P4序列级联得到P5序列。

这里可看到P1、P2序列是频域上的PN序列，P3、P4序列是频域PN经过IFFT到时域后的序列。

4）频域同步发送单元在成帧时，将P5序列置于要发送的数据部分前，此序列即为OFDM符号的前导训练序列，用于频域同步接收单元的同步。

结合图3、图4、图5、图6，频域同步接收单元的具体步骤为：

1）频域同步接收单元将接收到的时域数据存入到数据流缓存模块（201），该模块缓存数据的长度与序列P1（或P2）长度相同，且缓存的最后一个点为刚接收的数据。再将缓存模块中的数据送入FFT模块（202）进行运算。

2）将FFT模块的结果送入削峰限幅模块（203），如附图3所示，该模块对认为是干扰的子载波进行削峰处理。对FFT变换后得到的频域子载波信号，剔除10个幅值最大点后，对剩余点求出子载波能量的平均值，如果某点的子载波能量超过均值的100倍，则将该子载波的能量置为平均值的100倍。

3）将削峰限幅模块（203）的结果及本地已知序列P1送入相关器模块（204），该模块将两个输入序列进行相关运算，输出结果即为相关值R1。

4）将相关器模块（204）的结果R1送入平方器模块（205），输出结果为输入值的平方，称为相关能量值W1。

5）将平方器模块（205）输出的相关能量值W1送入参考能量值计算模块（206），如附图4所示，该模块缓存当前点的相关能量值，并根据当前点之前2^N个点的相关能量值来计算出当前的错位参考能量值E1。

6）将当前点的相关能量值W1和错位参考能量值E1送入除法器模块1（207），得到当前点的一个判决变量值D1。

7）将除法器模块1（207）输出结果判决变量值D1送入门限判决器模块1（208），门限判决器1（208）将输入的值和预设定的门限阈值T1作比较，如超过门限阈值T1，则判定检测到序列P1信号到达，记下此时数据流的时域位置k1，同步定时点为k1+2^N。

8）将削峰限幅模块（203）的结果以及本地已知序列P2送入相关器模块（209），重复步骤2）至6），门限判决器2模块（213）将输入的判决变量值D2和预设定的门限阈值T1作比较，如超过门限阈值T1，则判定检测到序列P2信号到达，记下此时数据流的时域位置k2，同步定时点为k2。

9）将步骤6）和8）中的判决变量值D1、D2送入综合判决器模块（214），如附图5所示。如果步骤6）和8）中未单独检测到序列P1、P2，但是判决变量值D2（k2）与判决变量值D1提前2^N点的值D1（k2-2^N）相加的和超过预设定的门限阈值T2，也判定信号到达，同步定时点为k2。

所述的PN序列为二进制周期序列，设p₁(n)为周期为N的PN序列，p₂(n)=2p₁(n)-1是双极性PN序列，则p₂(n)的自相关函数为

$R\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_2\left(m\right)p_2(m+k)=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ -\frac{1}{N},& k\≠0\end{array}\right.$

所述的N阶本原多项式是指，一个N次不可约多项式，如果它的所有根均是GF(2^N)中的本原元，则该多项式称为是N阶本原多项式。同一阶的本原多项式可能有多个，即称为N阶不同本原多项式。

所述的判决门限T1、T2的选取符合以下规则：

当频域同步接收单元信噪比为SNR时，判决变量值的峰值为：

${D\left(k\right)}_{\max }=\frac{2^N+{10}^{-\mathrm{SNR}/10}}{1+{10}^{-\mathrm{SNR}/10}}=\frac{2^N{10}^{\mathrm{SNR}/10}+1}{{10}^{\mathrm{SNR}/10}+1}$

相应的判决门限T1、T2分别为：

$T1={D\left(k\right)}_{\max }=\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$ $T1=\sqrt{2}{D\left(k\right)}_{\max }=\sqrt{2}\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$

其中SNR_min为信号到达检测要求的信噪比下限，2^N为伪随机扩展序列长度。

本发明适用于数据传输技术领域中正交频分复用系统的信号同步到达检测部分。这里所述的方法与设备，彼此分离的单体部件可以是现有技术的。以上所述仅为本发明的一个具体实施方式，不构成对本发明的任何限制。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于频域同步发送单元采用两段长度相同但相位不同的频域伪随机扩展序列，在频域同步接收单元利用伪随机序列优良的自相关特性以及同时基于门限和位置的检测来判定信号到达，具体包含如下步骤：

1）频域同步发送单元在数据成帧前，先发送两个正交频分复用符号的前导训练序列，这两个符号都是伪随机扩展序列经过快速傅里叶逆变换得来的；

2）频域同步接收单元的频域相关单元先将接收到的前导训练序列快速傅里叶变换到频域，经过削峰限幅处理后再与本地伪随机扩展序列作相关运算；

3）频域同步接收单元的判决变量值计算单元记录判决点的位置，并根据相关运算的结果，分别计算出判决点的相关能量值、错位参考能量值以及判决变量值；

4）频域同步接收单元的判决器单元根据判决变量值以及判决点的位置来判决信号是否到达。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于所述的步骤1）中，所述的前导训练序列在频域上为双极性伪随机扩展序列，通过以下方式获得，即选取两段长度同为2^N-1点但相位不同的伪随机序列，在最前端各补一个零后得到长度为2^N的伪随机扩展序列，分别快速傅里叶逆变换到时域后再级联得到前导训练序列；所述的前导训练序列成帧时置于要发送的数据部分前，用于频域同步接收单元的同步。

3.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于所述的步骤2）中，所述的削峰限幅的处理是指对快速傅里叶变换后得到的频域子载波信号，剔除10个幅值最大点后，对剩余点求出子载波能量的平均值，当子载波能量超过均值的100倍时，进行削峰限幅的处理，使该子载波的能量等于平均值的100倍。

4.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于所述的步骤3）中，所述的判决变量值的计算是在频域上进行的，同时错位参考能量值的引入考虑了接收信号中噪声的影响，判决变量值计算单元利用当前判决点的频域相关结果计算出判决点的相关能量值，利用判决点之前2^N个点相关能量值的平均作为判决点的错位参考能量值。

5.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于所述的步骤4）中，所述的判决器单元同时考虑了门限和位置的要求，判决器单元包括门限判决器和综合判决器；在门限判决器中，当步骤3）中的判决变量值超过门限阈值T1时，判定信号到达，当此判决变量值是通过与第一个本地伪随机扩展序列相关得来时，则同步定时点为当前判决点后2^N个点；当此判决变量值是通过与第二个本地伪随机扩展序列相关得来时，则同步定时点为当前判决点；在综合判决器中，当两个间隔2^N个点的判决变量值累加和超过门限阈值T2时，且后一个点为当前判决点，也判定信号到达，同步定时点为当前判决点。

6.根据权利要求5所述的正交频分复用系统的频域到达检测方法，其特征在于所述的判决门限T1、T2的选取符合以下规则：

频域同步接收单元信噪比为SNR，相应的判决门限T1、T2分别为：

$T1=\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$ $T2=\sqrt{2}\frac{2^N{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}{{10}^{{\mathrm{SNR}}_{\min }/10}+1}$

其中SNR_min为信号到达检测要求的信噪比下限，2^N为伪随机扩展序列长度。

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