CN102577289A - 无线接收机 - Google Patents

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Abstract

一种设计符合IEEE 802.15.4标准的无线接收机。接收机包括模拟前端和数字解码器。前端的模拟元件包括一个或多个放大器和模数转换器(ADC)。数字解码器接收ADC的输入并且在解调器中将其解调。解调器被内置或外置时钟在码片频率上加以驱动。解调器包括用于以采样频率采样数字信号的采样器和用于处理在采样数字化信号中被称为码片编码的一组比特并从中输出一组相关度值的相关度单元。一组相关度值是被处理的码片编码和根据标准的定义一组可能的码片编码之间的似然性映射的指示符。解调器进一步包括符号选择单元和频率校正单元。符号选择单元具有基于对各组相关度值的分析决定哪个符号被接收的功能。频率校正单元用于基于从相关度单元输出的相关度值对码片频率进行调整，特别是基于对各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于预测的测量，增加或降低码片频率。该方案具有的优点是：在相关度之后执行相位和频率补偿以避免对相干解调的需求，同时不需要常规的非相干解调方案的严格规定。

Description

无线接收机
技术领域
本发明涉及一种无线接收机，特别是作为无线收发机的一部分的无线接收机。
背景技术
对于能源高效型住宅、办公室以及工业设施的需求正在增加。能源高效可以通过部署无线传感器网络(WSN)系统来实现，该系统将考虑到建筑自动化、工业监测和许多其它应用。针对这一市场，已定义了2.4GHz IEEE 802.15.4全球无线标准，该协议规定短范围低功率无线协议。为了符合该标准，需要开发集成射频(RF)电子元件、微控制器、片上传感器以及传感器接口的电子设备。出于商业原因，需要在单片集成电路，即单片机上完成该集成。
符合IEEE 802.15.4的无线或射频收发机应利用其发射功率资源来在相关收发机上保持满意的信号功率。收发机的效率被称为功率效率。在接收机处所要求的信号功率的大小由该接收机的灵敏度所决定。接收机灵敏度被定义为会导致由标准规定的误码性能的天线处最小信号功率。由于接收机灵敏度与该接收机的噪声系数nf和解调器的最小基带信噪比SNRmin成正比，将以上二者保持在最小值将会产生更高的功率效率。最小信号功率Pmin被规定为：
Pmin＝kT*BW*nf*SNRmin
其中
kT＝-174dBm25℃；
BW＝通信带宽(对于802.15.4，等于码片速率)＝2MHz；
nf＝接收机前端整体噪声系数(≥1)；以及
SNRmin＝在检测器/解调器输入端的最小信号信噪比。
使接收机的nf值最小化要求接收路径上的放大器、混频器和滤波器电路的噪声系数被保持在最小值，同时还要记住需要保持足够高的增益以便达到可靠工作。然而，这些接收机电路的噪声和增益性能正比于电路的功耗。而且，最小化接收机的SNRmin有必要采用具有基带信号的多比特表示的解调器设计。为了产生该多比特表示所需要的模数转换器(ADC)中的比特数量还相类似地正比于电路功耗。因此，设计低功率收发机涉及在收发机功率效率和接收机噪声性能以及由此产生的电路功耗之间的折衷。
在现有技术中，直接转换和中低频接收机两种结构均被用于集成低功率收发机[1，2]。直接转换技术要求的设计复杂度低。然而，其非常容易受到混频器电路中的噪声和非线性的影响，导致较高的接收机nf。这种结构已经显示出其能够达到IEEE 802.15.4所要求的最小灵敏度指标，但是裕度很小[3]。因此，这种结构在功率效率对噪声性能交换的能力上受到局限。
两种基带解码或解调方案可被用于中低频接收机拓扑，其被称为相干和非相干。相干方案要求信号具有高度的相干性，即相对没有例如相位抖动或者频率变化等时序误差。非相干方案被设计为对时序误差具有较强适应性，但是由于需要相对复杂的接收机拓扑和要求大约8比特的相对较高的ADC分辨率，所以要以更高的电路功耗为代价来达到这一点。然而，由于简单的接收机拓扑和更低的ADC分辨率要求，非相干方案要以较高的SNRmin值来交换低电路功耗。
图11是由Koteng[4]所公开的现有相干方案的结构示意图。该相干解调器包括连接到所述收发机的射频(RF)前端(未示出)的输出的信道滤波器1102。信道滤波器1102被馈送(feed)数字基带信号的同相分量(IBB)和数字基带信号的反向分量(QBB)。频道滤波器一般用于衰减所希望的信道以外的其它所有信道和噪声。频道滤波器1102被连接到频率和相位补偿器1104。频率和相位补偿器1104被进一步连接到频率和相位估计器1106。频率和相位估计器1106用于估计输入基带信号的频率和相位。频率和相位补偿器1104用于校正接收到的信号的信号星座图(signal constellation)的连续旋转，该连续旋转是由在接收机上的发射机和接收机本地振荡器偏移产生的。频率和相位估计器1106还检测接收到的信号中的前序(preamble)，其用于频率和相位补偿。频率和相位补偿器1104连接到相关器1108。相关器1108将所述IBB和QBB信号的值与由IEEE 802.15.4标准所规定的16个符号(symbol)的32比特码片值进行比较。这些32比特码片值被存储在可被相关器1108访问的查找表内。所述相关器1108连接到最大决策单元1110。所述最大决策单元1110从相关器1108取得结果，即基带信号和所述16个符号的码片值之间的相关度，并且关于哪个符号被发出做出决策。这可以由所述最大决策单元1110通过找到最大相关度值来实现。所述具有最大相关度值的符号接下来被馈送至帧同步单元，或者帧同步单元1112。所述帧同步单元1112可以使用对于零符号的相关度来确保正确的时序，以便后序的符号与零符号同步。
与非相干解调器相比，上述相干解调器具有更简单的相关度算法，因为它使用的是单相关度而不是双相关度。单相关度可以采用下列用于相关度函数C(s)的关系式来实现：
C ( s ) = Σ n = d 31 y n * s s , n
其中‘y’是接收到的基带信号，‘s’是由IEEE 802.15.4标准规定的符号的伪随机噪声(PN)直接序列扩频码片编码(chip code)。
然而，在相关器1108之前所需要的相位和频率补偿器1104以及频率和相位估计器1106会造成对信号分辨率的较高要求和硬件的高复杂度。而且，相位和频率估计需要在前序期间(即在训练期间)完成，而且校正精度不足将导致功能丧失。
图12是由Han和Choi[5]所公开的现有非相干方案的结构示意图。非相干解调器包括延迟和差分滤波器1202，其被馈送两路基带信号IBB和QBB。差分滤波器1202被连接至相位和频率估计器1206以及相位和频率补偿器1204。相位和频率补偿器1204基于来自相位和频率估计器1206的估计频率偏移对频率偏移进行补偿。相位和频率估计器1206还执行前序检测来检测被发射的前序。该前序检测被用来补偿相位和频率。与相位和频率补偿器1204连接的是双相关器1208。该双相关器1208将IBB和QBB信号的值与来自IEEE 802.15.4标准的16个符号的32比特码片值进行比较，具有最多3个码片的延迟或滞后。这些码片值被存储于可由双相关器1208访问的查找表内。如上文所述，双相关器1208连接到最大决策单元1210和帧同步单元1212。
总之，需要与IEEE 802.15.4兼容的无线接收机，该接收机具有低功耗同时具有高噪声和信噪性能，例如可以通过噪声系数nf和在解调器中的最小基带信噪比SNRmin所量化的。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种可按照标准操作以从模拟信号(即射频或RF信号)解码数字数据的接收机，包括模拟前端和数字解码器。模拟前端包含多个模拟元件，包括用于接收模拟信号的模拟信号输入端，被设置用于放大模拟信号的至少一个放大器，以及被设置用于将放大的模拟信号转换为数字信号的模数转换器(ADC)。数字解码器包括连接到ADC的输出端的数字信号输入端，以及包括由具有码片频率的时钟信号驱动的多个数字元件的解调器。数字元件包括：操作以码片频率的倍数的采样频率采样数字信号的采样器，操作处理在采样的数字化信号中的被称为码片编码的一组比特并从中输出一组相关度值的相关度单元；其中一组相关度值是已被处理的码片编码和根据标准规定的一组可能的码片编码之间的似然性映射的指示符；符号选择单元，具有基于对各组相关度值的分析决定哪个符号被接收的功能；频率校正单元，操作以依据从相关度单元输出的相关度值输出调整时钟信号的频率校正信号。
相比相关器之前需要干预的方式，后相关频率校正方式使根据本发明的设计能够以简单的硬件实现。简单的接收机拓扑和半相干解调器将产生接近理论限制的SNRmin。因此，对现有非相干结构产生大约5dB的改进(改善)是可能的。因此，接收机电路能够以相对宽松的噪声要求用高增益有效元件来设计。而且，解调器位于数字电路区域中，使得5dB的噪声改进能够以非常低的电路功率代价实现。
本发明的实施方式能够以≤4比特的信号分辨率实现，相比8比特信号分辨率导致的损失小于0.5dB。在相关度之前不需要像现有技术一样执行相位和频率补偿，因为相位和频率补偿基于由相关度单元计算的相关度值来实现。基于相关度值的最大值在相关度之后采用时序提取允许对信号幅度的连续优化。
频率校正单元可以操作来基于各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于根据当前使用的码片频率的预测的测量，在一定量时间内增加或降低码片频率。
接收机可以进一步包括具有连接以从频率校正单元接收频率控制信号的输入端和操作以对解调器的元件输出码片频率的时钟信号的输出端的同步单元，其中同步单元设置与频率控制信号相关的码片频率。
数字解码器可以进一步包括位于相关度单元和符号选择单元之间的平均单元，平均单元用于通过平均在以围绕预测的正确检测时间为中心的时序窗口内的连续时间间隔内的各相关度值修正相关度单元的相关度值输出。通过以这种方式平均连续时间间隔内的相关度值，在确定哪个符号被接收之前，可以提供大约3dB左右的噪声性能改进。
接收机可以进一步包括信号质量分析单元，包括被连接以接收指示放大之后的模拟信号信号强度的模拟接收信号强度指示(ARSSI)的输入端，操作以在正在进行的基础上评价在解调器测得的性能属性与满足标准要求的性能属性的最小值比较如何，从而确定操作裕度的处理部分；以及连接到模拟前端的至少一个元件的控制输入端并操作以输出基于操作裕度和ARSSI信号的控制信号的控制输出端。
性能属性可以是基带信噪比和噪声因数中的一个或多个，或者可以导自基带信噪比和噪声因数中的一个或多个。至少一个放大器具有根据前端控制信号进行控制的增益。
基于模拟接收信号强度指示(ARSSI)、相关度值和时序信息的组合进行的信号质量分析允许通过控制在链路中存在的一个或多个放大器的增益对IF放大链路进行最优化。在输入信号质量高于足以符合标准的情况下对接收机功耗进行动态降低。
ADC可以具有可变的比特分辨率并且在使用中根据控制信号进行控制。ADC可以以ADC采样频率进行操作，采样频率根据前端控制信号进行控制。
比特数量和采样频率的可扩展性使得可以在接收机灵敏度和功率消耗之间进行附加的折衷。
接收机进一步包括连接到模拟信号输入端以用于无线接收模拟信号的天线。
根据本发明的第二方面，提供了包括接收机和具有数字部分的发射机的收发机，包括与接收机的数字解码器集成的调制器，和与接收机的模拟前端集成的模拟部分。
收发机典型地被实现为单片机，其用来自外接时钟的时钟信号定时以驱动收发机元件。或者收发机可以具有集成其中的时钟。
可以提供包括被设置为与至少一个其它收发机进行操作性无线通信的多个收发机的无线个人区域网。
根据本发明的第三方面，提供了从已知符合特定标准的模拟信号中解码数字数据的方法，该方法包括以下步骤：接收模拟信号；放大模拟信号；将模拟信号转换为数字信号；以码片频率解调数字信号。解调通过以下步骤执行：(a)以码片频率的倍数的采样频率采样数字信号；(b)应用相关度函数处理在采样的数字化信号中被称为符号的一组比特以计算一组相关度值，其中一组相关度值是被处理的符号和一组根据标准定义的可能符号之间的似然映射的指示符；以及(c)基于对各组相关度值的分析确定哪个符号被接收，其中依照相关度值调整时钟信号。
基于各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于根据当前使用的码片频率的预测的测量，在一定量时间内增加或降低码片频率。
附图说明
为了更好的理解本发明并且展示本发明如何发挥作用，下面以实例方式来参照附图。
图1示出了根据本发明第一实施方式的收发机；
图2示出了图1所示的收发机的解调器部分；
图3示出了图2的解调器的双相关器单元；
图4示出了图2的解调器的当前/在先/在后检测单元；
图5示出了双相关器单元的示例性输出波形；
图6示出了根据本发明的第二实施方式的另一种收发机；
图7示出了根据本发明的第三实施方式的另一种收发机；
图8示出了包括第一、第二或第三实施方式的收发机的组件；
图9示出了图8所示的子组件可以应用的应用性实施例；
图10示出了根据本发明的方法的流程图，其可以在根据第一、第二或第三实施方式中任何一个的装置中执行；
图11示出了根据Koteng[4]的现有收发机的相干解调器；以及
图12示出了根据Han和Choi[5]的现有收发机的非相干解调器。
具体实施方式
下面将描述按照IEEE 802.15.4全球无线标准的无线收发机。可以理解，还可以使用其它无线标准，如下文所述。
在IEEE 802.15.4全球无线标准中，数据被编码为从0至15的16个符号之一。每个符号具有包括32位码片(或比特)的码片值，还被称作码片编码(chip code)。该协议以分组为基础，并且所有的数据和任何前序或同步消息被作为符号编码和发射，其被按照该标准转换为32位码片之一。32位码片中的每一个表示半个字节或者4比特的数据。
在IEEE 802.15.4全球无线标准中再现的信道频率处在2.405GHz至2.480GHz的范围内，具有5Mh的增幅。然而，出于下文所述的目的，假设采用2.405GHz的频率。可以理解，在上文规定的范围内的任何频率均可被采用。
图1示出了根据本发明的第一实施方式的收发机1。图中所示的收发机1是一个集成系统。唯一需要的外置元件是天线、晶体振荡器和电源断路器。这就是说该收发机可以在一块芯片，即在一个单片集成电路内实现。然而，可以理解，尽管考虑到成本希望原因，但单片解决方案不是技术上必须的。
收发机1在功能上被划分为两部分，即为接收机Rx和发射机Tx，以及可以在硬件上被划分为两部分，即模拟单元50和数字单元52。模拟单元50为发射机和接收机提供射频(RF)前端。数字单元52包括数字基带(BB)处理器54和系统控制单元56。参见图1，接收机元件2、6、10、12、18、22、24和26被设置在该图的上部并具有从左到右的信号通道，并且发射机元件40、42、44和46被设置在该图的下部并具有从右到左的信号通道。接收机和发射机二者均与控制单元56中在该图的右侧部分可见的更高级控制和处理元件30和32交互。再次参见图1，模拟RF前端50形成该图的左侧框图，并且数字单元52中的数字元件形成了该图的右侧框图。下文中将会理解，接收机信号最初被模拟元件处理，接下来被数字元件处理，而且发射机信号在被模拟元件处理之前首先以数字形式生成。
首先介绍接收机。
基于针对接收到的信号的质量和程序化环境参数(例如配置的模式、固定或移动装置、最大范围等)的信息，接收机的最佳工作点可以被确定，在该点装置消耗一定量的功率以便可靠地工作在IEEE802.15.4标准所给出的性能限制以内。
正如上文的介绍中进一步所表明的，接收机的灵敏度可以用如下关系式计算：
Pmin＝kT*BW*nf*SNRmin
其中：
kT＝-174dBm25℃
BW＝通信带宽(对于802.15.4，等于码片速率)＝2MHz；
nf＝接收机前端整体噪声系数(≥1)；以及
SNRmin＝在检测器/解调器输入端的最小信号信噪比。
最优的接收机具有nf＝1，这将使接收机灵敏度的理论极限值被设置为：
Pmin-theoretical＝-113.2dBm
该值是在假设信号采用偏移正交相移键控(OQPSK)并采用按照IEEE 802.15.4的编码增益、处理增益和带宽的情况下计算的。
IEEE 802.15.4规范要求最小灵敏度为：
Pmin-802.15.4＝-85.0dBm
因此，在满足标准的最低要求值和最优接收机理论上可能达到的值之间具有28.2dBm的间隙。
采用第一实施方式的设计，特别是组合的模拟接收机前端设计和数字解调器设计，有可能达到大约如下所示的灵敏度：
Pmin-Target＝-105dBm
这提供了功耗能够被优化的裕度：
ΔPmin＝20dB
这等于因数100。换言之，接收机在使用中能够被控制在理论上降低其工作功率100倍，而同时仍然满足标准。
在接收机部分以下方面是可扩展的：
低噪声放大器(LNA)：偏置电流Ib
Pmin～nf≈1+α/PDiss
PDiss＝Vdd*Ib
A/D+数字化：分辨率N
Pmin～SNRmin
在4和3比特分辨率之间具有大约ΔPmin≈1dB的损失。
PDiss～2N
A/D+数字化：采样率fs
Pmin～SNRmin
在4和16MHz之间具有大约ΔPmin≈2dB的损失。
PDiss～fs
本地振荡器(LO)压控振荡器(VCO)：偏置电流Ib
在VCO仍然安全振荡的范围内降低VCO偏置电流Ib会首先导致相位噪声的增加。
中频(IF)放大器的自动增益控制(AGC)
接收机Rx在输入端具有与天线(未示出)相连接的低噪声放大器2(LNA)。LNA是具有≤3dB的目标噪声系数的高增益放大器。LNA2的SNR或者灵敏度是可控的。由LNA 2接收的信号按照IEEE802.15.4标准的规定处于2.405GHz的频率。LNA 2的输出端电连接至下变频混频器6或者无源正交混频器。下变频混频器6将被放大的信号与由正交生成单元4所生成的正交信号I和Q相组合。正交生成单元4提供正交信号I和Q，其中Q与I反相90度。正交生成单元4被本地振荡器48(LO)驱动，本地振荡器48产生以2.405GHz±2MHz频率，即RF的正弦波输出。LO 48可以是基于使用3阶变signal-delta(∑Δ)调制器的N分数锁相环(PLL)的频率合成器。然而，可以理解，还可以采用其它振荡器。LO 48还可以被发射机Tx所使用。下变频混频器6具有两路输出，即同相分量和异相分量。
下变频混频器6连接至带通滤波器10和IF放大器12。带通滤波器用于从来自下变频混频器6的两路信号的每一路信号中去除RF分量。从IF放大器12馈送至带通滤波器6的IF信号的信号强度被信号强度检测单元8所检测。IIF和QIF信号分量以及信号强度输出被馈送至相应的模数转换器18、16(ADC)。所述IIF和QIF信号分量被馈送至双输入ADC并且来自信号强度单元8的信号强度输出信号被馈送至一个单独的ADC。双输入ADC的分辨率和采样频率是可控的。
双输入ADC 18和IF放大器12包括含有AGC单元14的自动增益控制回路(AGC)。AGC单元14被馈送来自双输入ADC 18的数字输出。AGC单元14确定IF放大器12的增益对于输入信号是否足够高或足够低。如果信号不是足够高则IF放大器12的增益被增加，并且如果信号太高则IF放大器12的增益被降低。为了确定信号是太高还是太低，数字输出被分析。例如，如果来自数字输出信号的最高位比特中的比特具有持续的‘低’或‘零’值，则可以确定IF放大器12的增益应该被增加。也就是说，如果一个8比特ADC的第五位至第八位比特值具有持续的‘低’或‘零’值，则可以确定IF放大器12的增益应该被增加。
进行从ADC 16(用于信号强度检测单元8)至解调器26的连接34。ADC 16和解调器26之间的连接34被称为模拟接收信号强度指示(ARSSI)。
对于IIF和QIF信号分量的数字输出被馈送至数字中频至基带(IF-to-BB)下变频混频器22。下变频混频器22还被馈送Sin/Cos查找表(LUT)20。Sin/Cos LUT 20提供正弦波的数字化版本以及其90度异相信号，即余弦波的数字化版本。Sin/Cos LUT 20输出数字化的正弦和余弦信号，所述信号具有2MHz的频率，但是被以4-16MHz的采样率进行处理。出于下文的目的，假设采用16MHz的采样率。来自Sin/Cos LUT 20的数字化正弦和余弦信号在下变频混频器22中乘以IIF和QIF信号分量。
来自下变频混频器22的同相和异相分量输出接着在被馈送至解调器26之前先被馈送至低通滤波器24。低通滤波器24从自下变频混频器22馈送的同相和异相信号中去除IF频率分量，使得输出同相和异相信号(IIF和QIF)中的每一个的BB分量。如IEEE 802.15.4标准所规定的，BB信号IBB和QBB具有2MHz的带宽以及2MHz的码片频率。码片频率或码片速率用于描述接收到的信号中码片的频率或速率。
解调器26是半相干基带解调器。半相干基带解调器的工作基于对相关器输出的最大检测，更具体地是基于在分组接收过程中的最大似然(ML)时延双相关和连续频率校正。
如IEEE 802.15.4标准所规定的，解调的输出是以数据字节的被发射分组的形式，其被馈送至集成的802.15.4上层物理层(PHY)和媒体接入控制(MAC)层单元30。其被连接至多功能微控制器32。微控制器32还被连接至至少一个输入装置(如温度传感器)和/或至少一个可控装置(如加热器)。
解调器26还包括多个输出连接28，其用于控制LNA 2、LO 48和ADC 18。
下面介绍发射机Tx。发射机包括与802.15.4PHY/MAC单元30连接的调制器40。802.15.4PHY/MAC单元30输出要以如IEEE802.15.4标准所规定的多个字节的形式发射的数据分组。调制器40是标准调制器，本领域所公知的用于产生要被发射符号的同相和异相分量(ITx和QTx)。该要被发射符号被调制成使得同相分量ITx包括32位码片符号中的偶数比特而异相分量QTx包括奇数比特。同相和异相分量接着使用半周正弦脉冲波形整形。以半周正弦脉冲波形整形后的同相和异相分量接着被输出至OQPSK至MSK转换器42。
调制后的ITx和QTx信号接着在OQPSK至MSK转换器42中被组合为最小频移键控(MSK)格式。来自OQPSK至MSK转换器42的数字输出被馈送至MSK 2点调制器44，即本领域公知的双点MSK调制结构。由LO 48提供频率同步。MSK 2点调制器44基于来自OQPSK至MSK转换器42的数字输出调制LO 48的信号。
来自MSK 2点调制器44的调制信号被馈送至功率放大器(PA)46，其具有可编程输出功率。PA 46连接到天线(未示出)以用于信号发射。
图2示出了图1中所示的解调器26的结构示意图。
解调器26被划分为上部数据通道部分和下部时序部分。上部数据通道部分包括采样器70、双相关器72、平均单元74、最大决策单元76以及帧同步单元78。上部数据通道具有从左至右传输的数据通道。下部时序部分包括前序/开窗/最大检测单元82和符号/码片同步单元84。解调器26还包括信号质量分析单元80，其为图1所示的LNA2、ADC 18和LO 48提供控制。
来自图1所示的低通滤波器24的同相和异相信号分量IBB和QBB被馈送至采样器70。采样器70具有另一个用于采样信号的输入fs。采样频率被设置为收发机的码片频率(fchip)或码片速率的2、4或8倍以便分别提供2、4或8倍比率的过采样，过采样率被称为NOS。过采样率被定义为fs/fchip(注：根据IEEE 802.15.4，fchip＝2MHz)。对于本实施例假设采样频率fs是16MHz或者2MHz的码片频率的8倍。采样器70采样输入信号的32位码片(即一个符号的32位码片)，输入信号是以来自同相分量的16位码片和来自异相分量的16位码片的形式。由采样器70所采样的32位码片接着被馈送至双相关器72或者相关度单元。码片频率被设置为2MHz，但是以8倍的过采样率以16MHz频率执行采样。因此，可以理解，接收到的信号以32倍过采样率被采样以有效地采样一个32位码片符号。换言之，对于一个32位码片符号，256个点被采样。因此，对于该32位码片符号的每个码片，当采样8倍的过采样率时会有8个采样点。随着时间推移，这一操作通过重复采样输入信号而重复。由于许多符号被发射，可以理解，接收机1会持续地采样和解调接收信号，这将形成一个分组，因为IEEE802.15.4标准是基于分组的。
双相关器72具有用于C(15:0)的16路输出，即采样信号(即被采样的接收到的信号)和如IEEE 802.15.4标准所规定的16路已知的32位码片符号或码片编码之间的相关度值。32位码片符号由LUT68提供给双相关器72。相关器72还输出相关器输出中的最大值MaxC(s)。最大相关器输出值Max C(s)被看作是在给定的采样点上每16个输出中的最大相关器输出。可以理解，总和还可以用于表示该最大相关器输出Max C(s)。最大相关器输出被馈送至解调器26的时序部分中的前序/开窗/最大检测单元82。
相关器输出C(15:0)被馈送至平均单元74。该平均单元74计算相关器输出中每一个的当前、在先和在后点的平均值。当前、在先和在后点将在下面被更为详细地定义。平均的相关器输出C(15:0)值接着被馈送至最大决策单元76。可以理解，平均单元74可以被省略并且相关器输出C(15:0)被从双相关器72馈送至最大决策单元76或者符号选择单元。
在作出最大似然决策之前对相关器输出C(s)的当前/在先/在后值进行平均为8倍过采样率(NOS＝8)下的SNRMIN提供了大约3dB的改进，在奈奎斯特采样率(NOS＝2)下仍能提供大约1dB的改进。对于采用OQPSK的IEEE 802.15.4(相干)解调，这使SNRMIN性能接近于2.2dB的理论限制。
最大决策单元76基于也被称为最大似然测试的各相关器值之间的比较选择具有最大值的相关度输出。具有最大值的相关器输出被视为要被发射的符号。最大决策单元76然后将具有最大相关器输出的符号输出至帧同步单元78。帧同步单元78同步要从解调器26输出的被发射的帧或分组。也就是说帧同步单元78同步接收的符号，以便数据被以正确的分组形式输出。如图所示，平均单元74、最大决策单元76和帧同步单元78的每一个均还被符号/码片同步单元84馈送。符号/码片同步单元84通过时序连接86为这些元件中的每一个提供时序信息。时序连接86在解调器26内部提供同步，使得码片/符号在正确的时间点上被检测。
下面讨论时序部分。
前序检测器82用于标识接收到的数据分组的前序部分。在IEEE802.15.4标准中，前序包括8位重复的零符号S(0)。
前序检测器82接收Max C(s)信号和对于零符号S(0)的相关器输出，即C(0)。在接收到的分组的前序部分中，已知只有零符号被发射；因此，这被用于建立收发机的频率和相位以便与在符号/码片同步单元84中的接收数据相对应。前序检测单元82的输出被馈送至符号/码片同步单元84，还被称为频率校正单元。该符号/码片同步单元84提供码片时钟形式的同步时序。术语码片时钟用于描述以码片频率即2MHz工作的时钟。符号/码片同步单元84还提供符号时钟，其是码片时钟的倍数，即码片时钟的1/32倍，如62.5KHz。码片时钟由符号/码片同步单元84通过时序连接86提供。由于采样频率是固定的，所以码片时钟可以通过瞬时改变NOS而由符号/码片同步单元84校正/调整。执行校正/调整以确保接收机LO与接收到的信号同步。因为解调器的这些部件都在码片/符号级上工作，符号/码片同步单元84还通过时序连接86确保平均单元74、最大决策单元76和帧同步单元78在接收数据的正确同步点上工作。
解调器26还包括信号质量分析单元80。信号质量分析单元80的输出连接34被反馈至接收机的模拟前端。信号质量分析基于来自连接34模拟接收信号强度指示(ARSSI)(其是信号强度单元8的数字化输出)、双相关器72和前序检测单元82。信号质量分析单元80在连线28上提供控制输出。来自信号质量分析单元80的控制输出被提供作为模拟单元50中的元件的输出，特别是对LNA 2，在该元件中其被作为控制参数，以在解调器26的输入信号质量被判定超出标准的要求(或者某些更严格的要求阈值)时来调整SNR或灵敏度。接收机功耗的动态降低由此能够通过在一个或多个RF前端放大元件中降低SNR或者灵敏度而起作用。可以理解，作为降低SNR或灵敏度的结果，增益也会被降低。控制输出28还被馈送至ADC 18，在该元件中它被作为控制参数，以在解调器26的输入信号质量被判定超出标准的要求(或者某些更严格的要求阈值)时调整ADC分辨率的比特数量和/或ADC的采样频率，从而使比特数量能够被降低和/或采样频率能够降低，因此通过降低接收机灵敏度来降低功耗。控制输出28进一步输入至LO 48，在该元件中它被作为控制参数以调整LO 48的偏置电流，由此降低LO 48所消耗的功率，但在实际允许的范围内增加了相位噪声。可以理解，对这些可能的控制回路所进行任何置换都是可以想到的，例如来自解调器26的反馈控制可以只被施加于LNA 2、LO 48和ADC 18中的一个或两个。
图3示出了图2所示的双相关器72的示意图。
双相关度算法如下所示：
Figure 000013
以及
接收到的基带信号yn：
yn＝IBBn+jBBn
符号s的伪随机噪声(PN)直接序列扩频码片编码是：
ss＝SIs+jSQs
参数：符号数量：
s＝0-15
每个符号的码片数量：
n＝0-31
码片(或比特)的滞后延迟：
d＝1-3
对上述相关度结果C(s)执行后处理(平均)以获得上文已经介绍的Max C(s)的值。
图4示出图2所示的前序/开窗/最大检测单元82，并且符号/码片同步单元84被划分为84a、84b两部分。前序/开窗/最大检测单元82如这里所示具有四个方块，即前序检测单元82a、开窗单元82b、最大检测单元82c和计数器82d。
前序检测单元82a被馈送零符号的相关器输出。这是因为前序包括一个接一个发射的8个零符号。因此，为了检测前序，只需要确定零符号是否正在被连续接收。当确定前序正在被接收时，前序检测器控制开窗单元82b开始监视(investigate)输入信号以确定用于执行对码片频率(或码片速率)的校正/调整的窗口。
开窗单元82b用于防止相邻比特之间的交叉相关。开窗单元82b确定采样窗口的位置，该窗口被用于执行对码片频率的校正。由于已知符号正在被接收，所以在前序阶段执行对窗口位置的判断。窗口位置以对零符号的相关器输出处于最大值时的点为中心。采样窗口通常在2至4个码片之间，因为在IEEE 802.15.4标准码片编码中具有模式重复。术语‘码片”被用来识别32位码片符号中的一个比特。当零符号的相关器输出处于最大值时的点被作为“当前”点或者符号被接收的时间点。在这种情况下，已知零符号被接收。一旦前序不再被接收并且分组的剩余部分正在被接收，“当前”点被保持在相同的位置，尽管要进行一些校正和调整。可以理解，连续的“当前”点与“符号速率”相符合，该速率是码片速率的1/32倍，即62.5KHz。也就是说在前序阶段所规定的窗口范围内，在帧或分组的剩余部分的期间连续估计和校正被采用。
最大检测单元82c由开窗单元82b馈送。最大检测单元82c监视用于码片频率校正或调整的最大相关器输出Max C(s)。“当前”采样点通过开窗单元从前序部分中确定，并且被传给最大检测单元82c。最大检测单元82c从最大相关器输出Max C(s)中取得三个值。这些值是在“当前”点，“在先”点和“在后”点的Max C(s)值。如“当前”点，如上面所讨论的是在该点符号被视为已经被接收的采样点，由开窗单元82b所确定。“在先”点是通常不早于(晚于)“当前”点两个码片以上的点。也就是说，“在先”点不早于“当前”点16个采样点以上(即在8倍过采样下，每个码片具有8个采样点)。“在后”点是通常不晚于(早于)“当前”点两个码片以上的点，也就是说“在后”点不晚于“当前”点16个采样点以上。“在先”和“在后”值接下来在最大检测单元82c中进行比较。如果“在先”的最大相关器输出的值大于“在后”的最大相关器输出的值，采样点被认为在先。可选地，如果“在后”的最大相关器输出的值大于“在先”的最大相关器输出的值，采样点被认为在后。最大检测单元82c向计数器82d馈送最大在先和最大在后信号。最大“在先”和最大“在后”信号的高或低决定于“在先”和“在后”值之间的比较结果。如果“在先”值大于“在后”值，则最大“在先”信号高而最大“在后”信号低。可选地，如果“在后”值大于“在先”值，则最大“在后”信号高而最大“在先”信号低。
可以理解，在原则上当前/在先/在后检测可以只用两个采样点例如当前/在先或在后/当前点进行进行，分别采用当前/在先或者在后/当前点之间的比较进行，而不是像本实施例采用三个采样点。而且，当前/在先/在后检测可以以多于三个采样点进行操作，例如4、5、6、7、8、9或10个采样点。如果NOS增加，则更多数量的采样点会潜在地是有利的。我们的计算表明在8倍过采样率下多于三个采样点(即当前/在先/在后)没有益处，因此采用更多数量的采样点的实际优势在现实中是有限的或者不存在的。
连接到最大检测单元82c输出的计数器82d保持计数值N，该值用于在计数达到一个阈值时触发对码片频率的调整。计数器可以被配置成当具有N个连续的“在先”最大值或者N个连续的“在后”最大值时达到阈值。或者，每当感测到一个“在先”或“在后”最大值时计数器可以分别被递增或递减，以便在累进计数值达到正数或负数阈值后达到阈值。在以上任何情况下，当达到阈值时，计数值被重置为零。我们假设在下文的描述中采用后一种选择。在两种情况下，N优选地大于1以提供抗干扰度，由此避免伪校正。例如，N可以是2、3、4、5、6、7、8、9或10，其中最佳值大约在2或3至5、6、或7的范围内。
计数器单元82d具有两路输出，频率增加输出和频率降低输出，其被连接至码片同步校正单元84a。码片同步校正单元84a是图2所示的符号/码片同步单元84的一部分。如果计数值N达到正数或负数阈值，频率增加输出或频率降低输出将被相应地调高。也就是说，如果计数器单元82d中的计数值N达到正数阈值，频率增加输出被调高，并且如果计数器单元82d中的计数值N达到负数阈值，频率降低输出被调高。
码片同步校正单元84a通过连接83连接到码片/符号时钟单元84b。码片/符号时钟单元84b通过连接86提供具有码片频率的码片时钟。时序信号被从码片同步校正单元84a通过连接83输出以根据频率增加和频率降低输出在一个有限的时间间隔期间增加或降低码片频率。除了当需要对码片时钟进行调整时以外，对于解调器26的多数工作码片时钟处于2MHz的码片频率fchip。对码片时钟的调整具有改变过采样率NOS的直接效果，尽管采样频率fs自身是不变的。应该注意，采样频率通常是由振荡器所固定的。如上面所讨论的，采用16MHz的采样频率。例如，如果码片时钟的频率瞬时增加(频率增加被调高)到大约2.3MHz，过采样率将被降低至大约7。这会把“当前”采样点向左移一个采样周期(或者提前一个采样周期)。或者，如果码片时钟的频率降低(频率降低被调高)到大约1.8MHz，过采样率被增加到大约9。这将“当前”采样点向右移一个采样周期(或者延后一个采样点)。可以理解，过采样率可以在6到10的范围内改变(或者码片时钟的频率可分别在2.7MHz至1.6MHz的范围内改变)。其它的过采样率还可以被设计为从1至6的范围内(或者从16MHz至1MHz的码元频率)。
应该注意，可以通过在码片时钟信号中插入相位延迟来达到相同的效果。然而，在这里考虑到其方便和简单，采用调整码片时钟作为解决方案。重要的是，通过所期望的整数个采样点在时钟信号和相关度的时序之间实现期望的相移。
术语“瞬时”在上文中被用来描述码片时钟被增加或降低的频率的持续时间周期。在码片频率或码片时钟被瞬时增加或降低以移动(shift)采样点之后，接下来码片频率和码片时钟回到2MHz。
被增加或降低的码片频率或码片时钟的持续时间是一个时钟周期或者码片时钟周期。用于移动“当前”点的过采样率由相对于该“当前”点的“在先”和“在后”采样点的位置决定。
例如，如果“在先”采样点距“当前”采样点一个采样周期(即0.0625μs)，“当前”采样点被向右移动一个采样周期，从而“当前”采样点会被移动至“在先”采样点的当前位置。采样点在这里被称为采样器70的采样点，即具有由16MHz采样频率所决定的0.0625μs周期的采样点。通过在一个码片时钟周期内采用9倍过采样率将“当前”采样点向右移动一个采样周期。也就是说，对于一个时钟周期，码片时钟的周期被设置为0.5625μs(而不是对于2MHz频率的0.5μs)，其对应于采样器70的具有9倍采样周期中一个周期的码片时钟。可以理解，为了向右移动“当前”采样点两个采样周期(即“在先”采样点距“当前”采样点两个采样周期)，应采用10倍过采样率，其具有时钟周期0.625μs的码片时钟周期。
例如，如果“在后”采样点距“当前”采样点一个采样周期(即0.0625μs)，“当前”采样点被向左移动一个采样周期，从而“当前”采样点将被移动至“在后”采样点的当前位置。通过在一个码片时钟周期内采用7倍过采样率将“当前”采样点向左移动一个采样周期。也就是说，对于一个时钟周期，码片时钟的周期被设置为0.4375μs(而不是对于2MHz频率的0.5μs)，其对应于采样器70的具有7倍采样周期中一个周期的码片时钟。可以理解，为了向左移动“当前”采样点两个采样周期(即“在后”采样点距“当前”采样点两个采样周期)，应采用6倍过采样率，其具有时钟周期0.375μs的码片时钟周期。
为了时序的目的，来自码片同步校正单元84a的输出还被反馈至开窗单元82b和最大决策单元82c，以便这些所使用的当前/在先/在后点处在正确的时序点。
图5示出了对于接收的零符号来自前三个相关器C(0)、C(1)和C(2)的相关器输出。C(0)是S(0)和接收到的信号之间的相关度。C(1)是S(1)和接收到的信号之间的相关度。C(2)是S(2)和接收到的信号之间的相关度。另外还绘出了最大相关度值MaxC(s)(最上方的一行)。最大相关度值Max C(s)在本实施方式中被作为在每个采样点全部相关器输出的最大值。然而，计算Max C(s)值的其它方法在上文中已被讨论过。由IEEE 802.15.4所提供的码片编码中具有重复的事实是明显的，因为C(0)、C(1)和C(2)中相关度峰值被4个时间增量分开，表示它们相互被4个码片分开。采样窗口的大小还在该图中标出。如上面所讨论的，由于在码片模式上的重复，采样窗口具有屏蔽交叉相关的作用。采样窗口的位置与零符号的相关器输出相一致，因为图中所示的相关器输出对应于零符号，这在前序阶段已知是正确的。
从图4的解调器中可以看到，这里采用的用于相位和频率补偿的方案与图11和12中的现有设计的不同在于：在相关器之后而不是在其之前通过根据当前/在先/在后方式瞬时增加或降低接收机的码片频率来调整过采样率NOS而执行相位和频率补偿。按照这里描述的装置和方法实现的方案能够以相对低的信号分辨率工作，这意味着ADC只需要消耗相对低的功率。例如，采用这里的设计在ADC 10中≤4比特的分辨率通常就足够了。具有这种粗略ADC分辨率的负面效应是相当小的，相比理想分辨率(∞)导致的损失小于0.5dB。通过比较，根据图11所示的现有技术实施例的相干检测要求对相位和频率的去旋转以高精度执行，因此高ADC分辨率是必需的：通常≥8比特。根据图12所示的另一种现有技术实施例的非相干BB检测相比这里所采用的OQPSK方法具有相对明显较差的性能(即SNRMIN＞4dB)。
在这里的设计方式的示例性应用中，能够达到接近100ppm的频率偏移容忍度，相比于IEEE 802.15.4的80ppm的要求是有利的。与现有技术方案相比，与时序提取和同步算法实施相关联的全部硬件是较低的，其将时序提取和同步算法实施作为相关器核心的一部分。
基于模拟接收信号强度指示(ARSSI)、相关度值和时序信息的组合进行的信号质量分析允许对IF放大链路(包括LNA 2和IF放大器7)的自动增益控制(AGC)回路的最优化，以及在输入信号质量比足够达到标准要求或其它要求所需质量高的情况下对接收机功耗进行动态降低。
比特数量和采样频率的可扩展性允许在接收机灵敏度和功率消耗之间进行附加的折衷。算法中的大多数乘法是简化的(移位、否定)。只有对采样输入信号的第一阶段的数字处理，原则上是双相关度，涉及复杂的运算。运算中的对称性，例如由于PN码的重复性以及第二解调信号分量SI和SQ，可以被利用进一步降低硬件复杂度。
利用这里描述的中低频收发机，使用简单的接收机拓扑和半相干解调器，可以估计半相干解调器将递送接近理论权限的SNRmin。这表示相比现有的非相干结构在噪声性能上具有大约5dB的改进。并且，由于解调器在数字电路范围内，所以5dB的噪声改进来自非常低的电路功率代价。该半相干解调器的接收机拓扑的应用也非常有利。ADC分辨率要求将被限制在大约3或4比特并且在接收机路径中的电路能够在较高的nf下工作，由此进一步降低了电路功耗。因此，接收机电路能够根据具有相对宽松的噪声要求的高增益有效元件进行设计。从整体上估计这里描述的接收机与现有的中低频结构的现有状态相比在相同的功耗条件下将达到3dB的灵敏度增益。
图6示出了根据本发明的第二实施方式具有替代的系统结构的收发机1。
第二实施方式的结构与第一实施方式具有很多相同的特征，并且通过比较图6与图1可以明确其总体结构。在图6中所使用的与图1相同的附图标记代表相同的元件，或者在它们的高级功能上相对应。
收发机1在功能上被划分为两部分，即接收机Rx和发射机Tx，以及可以在硬件上被划分为两部分，即模拟单元50和数字单元52。模拟单元50为发射机和接收机提供RF前端。数字单元52包括数字基带处理器54和系统控制单元56。参见图6，接收机元件2、90、92、88、18和26被设置在该图的上部并具有从左到右的信号通道，并且发射机元件46、104、102、100、98和40被设置在该图的下部并具有从右到左的信号通道。接收机和发射机二者均与控制单元56中在该图的右侧部分可见的高级控制和处理元件30和32相交互。再次参见图6，模拟RF前端50形成该图的左侧框图，并且数字单元52中的数字元件形成了该图的右侧框图。下文中将会理解，接收机信号最初被模拟元件处理，接下来被数字元件处理，而且发射机信号在被模拟元件处理之前首先以数字形式生成。
首先介绍接收机。
接收机Rx在输入端具有与天线(未示出)相连接的低噪声放大器2(LNA)。LNA是具有≤3dB的目标噪声系数的高增益放大器。LNA2的SNR或者灵敏度通过反馈控制线28是可控的。由LNA 2接收的外部RF信号处在2.405GHz的频率处，如按照IEEE 802.15.4标准所规定的。LNA 2的输出端电连接至下变频混频器90或者无源正交混频器。下变频混频器90将被放大的信号与由正交本地振荡器(LO)94所生成的正交信号I和Q相乘。其中正交信号Q与正交信号I反相90度。正交LO 94输出在2.405GHz RF的余弦波和正弦波。
下变频混频器90连接至低通滤波器92和BB放大器88。低通滤波器92用于过滤不希望的RF分量，留下来自下变频混频器90的两路信号中每一路信号基带(BB)信号。BB信号处于码片频率或码片速率，即2MHz。从BB放大器88馈送低通滤波器92的BB信号的信号强度被信号强度检测单元8所检测。IIF和QIF信号分量以及信号强度输出被馈送至相应的模数转换器18、16(ADC)。IIF和QIF信号分量被馈送至双输入ADC 18并且来自信号强度单元8的信号强度输出信号被馈送至单独的ADC 16。双输入ADC的分辨率和采样频率是可控的。
双输入ADC 18和BB放大器88具有包括AGC单元14的自动增益控制回路(AGC)。AGC单元被馈送来自双输入ADC 18的数字输出以确定BB放大器88的增益对于输入信号是否足够高或足够低。如果信号不是足够高则BB放大器88的增益被增加，而如果信号太高则BB放大器88的增益被降低。为了确定信号是太高还是太低，数字输出被分析。例如，如果来自数字输出信号的最高位比特中的比特具有持续的“低”或“零”值，则可以确定BB放大器88的增益应该被增加。也就是说，如果一个8比特ADC的第五位至第八位比特具有持续的“低”或“零”值，则可以确定BB放大器88的增益应该被增加。
进行从ADC 16(用于信号强度检测单元8)至解调器26的连接34。ADC 16和解调器26之间的连接34被称为模拟接收信号强度指示(ARSSI)。
解调器26是半相干基带解调器。半相干基带解调器的工作基于对相关器输出的最大检测更具体地是基于在分组接收过程中的最大似然(ML)时延双相关和连续频率校正。
如IEEE 802.15.4标准所规定的，解调的输出是以数据字节的被发射分组的形式，其被馈送至集成的802.15.4上层物理层(PHY)和媒体接入控制(MAC)层单元30。其被连接至多功能微控制器32。微控制器32还被连接至至少一个输入装置(如温度传感器)和/或至少一个可控装置(如加热器)。
已经在上文参照图2至5对本发明第一实施方式的解调器26进行了描述。可以理解，图6所示的解调器的工作与图1所示的解调器26的描述相同。
解调器26还包括多个输出连接28，其用于控制LNA 2、LO94和ADC 18。
下面介绍装置的发射机侧Tx。
发射机包括与802.15.4PHY/MAC单元30连接的调制器40。802.15.4PHY/MAC单元30输出要以如IEEE 802.15.4标准所规定的多个字节的形式发射的数据分组。调制器40是标准调制器，本领域已知用于产生要被发射符号的同相和异相分量ITx和QTx。也就是说，调制器将要被发射的数据转换为32位码片，其被连续地调制为同相和异相分量ITx和QTx。
调制后的ITx和QTx信号接着被馈送至半正弦脉冲整形单元98。半正弦脉冲整形单元98使用正弦LUT 96将ITx和QTx信号分量转换为ITx和QTx信号分量数字化正弦波表示。两个数字化信号接着被传送给数模转换器(DAC)100。该DAC 100具有双输入和双输出以接收和输出要被发射信号的同相和异相分量。来自DAC 100的两路模拟信号被馈送至低通滤波器102。
上变频混频器104由低通滤波器102馈送。上变频混频器104将两路模拟分量ITx和QTx与由正交LO 94提供的2.405GHz信号相乘并且组合同相和异相信号分量，其被馈送到功率放大器46。功率放大器46的输出被连接到天线(未示出)以用于发射。
图7是根据本发明的第三实施方式对图6所示的收发机1的替代的系统结构。该第三实施方式可以通过与第二实施方式相比较来最佳地进行理解。附图标记被重复使用至相对应的元件有用的程度。在两个实施方式中模拟部分50的设计相同，而不同的方式被用来设计数字部分52。即，在微控制器154中实现解调和调制步骤以及PHY/MAC层。微控制器154实现解调器26、调制器40、半正弦脉冲整形单元98和PHY/MAC 30。而且，数字部分52进一步包括采样存储RAM单元150，以便以采样频率fs采样接收到的信号分量IBB和QBB的输入数字化BB信号，以及采样存储RAM单元152，以使以采样频率fs采样发射信号分量ITx和QTx的输出数字化基带信号。采样存储器RAM 150、152将以与图2所示的采样单元70相同的方式采样输入和输出信号。然而，采样存储RAM 150、152将进一步包括RAM形式的存储器以存储输入或输出信号。
采样存储RAM 150的输入信号具有与被馈送到图6所示的解调器26的信号相同的形式，即接收到的信号的同相和异相基带分量。该输入被以8倍过采样率(NOS＝8)在采样频率fs上进行采样。然而，可以理解，可以采用较低的过采样率，如6、4或2。采样信号接着被存入采样RAM 150中，其具有连接到微处理器154的数据总线。微处理器154接着被用于存取存储的接收到的信号。
来自采样存储RAM 152的输出信号与被馈送到图6所示的DAC100的信号具有相同的形式，即发射信号的同相和异相基带分量。采样存储RAM 152通过数据总线连接至微处理器154，以便微处理器154可以上传发射信号至采样存储RAM 152。输出信号从采样存储RAM 152以8倍过采样率(NOS＝8)在采样频率fs上进行定时。然而，可以理解，可以采用较低的过采样率，如6、4或2。
图7所示的收发机1的模拟块50不包括信号强度单元8、信号强度ADC 16或者ARSSI连接34。这是因为在微处理器154中执行对数字信号的信号质量分析。自微处理器154的输出连接128被用于控制LNA 2、LO 94和ADC 18，如上文所述。可以理解，图7所示收发机1的模拟块50可以包括信号强度单元8、信号强度ADC 16或ARSSI连接34。还可以理解，在第一和第二实施方式中执行的信号质量分析可以对数字信号而不是模拟信号执行，如上所述。
图8示出集成电路(IC)200的示例，至少包括根据本发明第一、第二或第三实施方式的收发机1。收发机1如图中虚线所示表明微控制器或微处理器32还被用作IC 200的中央控制器，并且不只限于收发机1。微控制器或微处理器32还具有系统存储器216。
IC 200被连接到如下外部元件：电源202、去耦电容204、天线206和晶体振荡器208。电源202是电池或者便携式电源。然而，依据IC 200的应用和位置，电源202还可以是固定或电网电源。图8还示出外置传感器(组)222。外置传感器组是可选的并且依据所用传感器的应用和类型。外置传感器组的示例包括但不限于：光传感器、湿度传感器、压力传感器或加速度传感器(即加速度计)。依据所要求的应用精度和生产工艺选择，上面所列的某些传感器可以被实现于芯片上。
IC 200进一步包括以下装置：片上功率管理单元210、定制逻辑单元212、DAC 214、片上传感器218、ADC 220和时钟管理单元224。
片上时钟管理单元224提供为IC 200的每个元件提供16MHZ频率的时钟或时序信号，其与上面描述的采样频率相一致。除了上面描述的在解调器26内的部件，IC 200以相同的16MHZ频率工作。片上时钟管理单元224通过连接226对收发机1提供收发机时序信号和采样时序信号。片上时钟管理单元224接收晶体208的馈送。
片上功率管理单元210为IC 200的全部元件提供电源。为了简化，在图中没有示出精确的连接。片上功率管理单元210可以被用于确定芯片是处于休眠模式(不发射或接收)还是激活模式(发射或接收)。另外，片上功率管理单元210还可以被控制以将IC 200置于休眠或激活模式。
DAC 214用于控制外部功能(未示出)，例如依据接收到的信号的机电、光或热。DAC 214由定制逻辑单元212馈送，其用于产生外部控制功能所需要的必要控制信号。定制逻辑单元由微处理器32馈送。
片上传感器218是可以如其它元件一样生产在同一芯片上的传感器。片上传感器的示例包括光传感器(硅光电二极管)、温度传感器或电磁传感器。ADC 220由片上传感器218和片外传感器222馈送。来自ADC 220的数字输出接着被馈送至微控制器32以用于外部功能的控制或者用于对位于其它位置的另一收发机的发射。
图9示出一个应用性实施例228。图9所示的示例是无线个人区域网(WPAN)，其被实施用于家庭自动化。图中所示的家庭自动化示例结合诸如加热和照明、安全系统和白色家电(例如，冰箱和娱乐消费电器)的功能。如图中所示的应用性示例228包括多个温度传感器230、照明设备(及光传感器)232、安全传感器234、加热器236、白色家电238、娱乐单元240、照明开关242和网关244。网络中的每个部件均包括图8所示的集成电路200。具有两种类型的网络节点：全功能装置(FFD)和减化功能装置(RFD)。FFD包括照明设备232、白色家电238、娱乐单元240和照明开关242。RFD包括温度传感器230、安全传感器234、加热器236、白色家电238、娱乐单元240和照明开关242。RFD和FFD都使用相同的硬件平台和标准(如图8中所示的IC 200)，但是在实现网络结构的微控制器32中运行的软件堆栈方面不同。FFD形成网格型网络(例如根据ZigBee标准)，其中每个装置可以作为网络协调器，并且网络结构能够动态重选路由。FFD网络节点中的功耗不是最优的，因为装置由于路由和协调开销而长时间处于“ON”(发射或接收)状态。作为比较，RFD装置通过与FFD的点对点连接连接到网络。由于RFD不是网络协调器并且没有路由任务，所以RFD装置的功耗能够通过最优化“OFF”比“ON”时间(占空比)进行优化。因此，RFD能够用便宜的电池持续供电数年。在图中虚线表示FFD和RFD之间的网格网络连接中，以及实线表示链接RFD的点对点连接。网关FFD244用于运行例如用于实现节能和安全策略的自动化软件，并且能够通过因特网或移动电话被作为远程接入点。应用性示例还可以包括办公室和工业设施。
图10表示本发明的第一、第二和第三实施方式中任一个所执行的步骤的流程图。
步骤S160，接收RF信号。接收到的信号已知符合特定标准。
步骤S162，接收到的模拟信号被放大。如果接收到的信号的幅度过低，难以从接收到的信号中获得符号信息。而且，放大不应对接收到的信号引入噪声。还在本步骤中执行下变频。
步骤S164，模拟信号被转换为数字信号。依据接收到的信号的信号幅度，模数转换的采样速率和/或采样分辨率是可变的。
步骤S166，数字信号被以采样频率采样。采样频率具有2至8的过采样率，其中过采样率被定义为fs/fchip。
步骤S168，相关度函数被应用于采样信号以及由标准预定义的多个符号。相关度函数的输出是一组相关度值，其作为已被处理的符号和根据标准定义的一组可能符号之间的似然映射的指示符。
步骤S168之后，对相关器函数的输出值执行两个操作步骤。
步骤S170，相度器值被分析以确定哪个符号被接收。这可以通过比较来自相关器函数的各值来实现。
步骤S172，依据相关度值对码片频率进行调整。
上文中对本发明的实施方式描述的解调技术是针对IEEE802.15.4标准。然而，可以理解，相同的解调技术可以被应用于以下方面：
工作于工业、科学和媒体(ISM)频带(2.4GHz和5.8GHz)的高端无绳电话；
远程控制R/C链路(即，对于模式)；
802.11b Wifi.第1代WiFi。
总结上面的详细描述，提供了一种符合IEEE 802.15.4标准的无线接收机。无线接收机被设计为符合IEEE 802.15.4标准。接收机包括模拟前端和数字解码器。前端的模拟元件包括一个或多个放大器和模数转换器(ADC)。数字解码器接收ADC的输出并且在解调器中将其解调，解调器被内置或外置时钟以码片频率进行驱动。解调器包括操作以采样频率采样数字信号的采样器，和相关度单元，操作以处理在采样数字化信号中被称为码片编码的一组比特并从中输出一组相关度值。一组相关度值是已被处理的码片编码和根据标准定义的一组可能的码片编码之间的似然性映射的指示符。解调器进一步包括符号选择单元和频率校正单元。符号选择单元具有基于对各组相关度值的分析决定哪个符号已被接收的功能。频率校正单元操作基于从相关度单元输出的相关度值对码片频率进行调整，特别是基于对各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于预测的测量来增加或降低码片频率。该方案具有的优点是：在相关度之后执行相位和频率补偿以避免对相干解调的需求，而同时不需要常规的非相干解调方案的严格规定。
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Claims (14)

1.一种按照标准操作以从模拟信号中解码数字数据的接收机，包括模拟前端和数字解码器，其中所述模拟前端具有多个模拟元件，包括用于接收所述模拟信号的模拟信号输入端，被设置用于放大所述模拟信号的至少一个放大器，以及被设置用于将放大的模拟信号转换为数字信号的模数转换器(ADC)，并且其中所述数字解码器包括连接到所述ADC的输出端的数字信号输入端，以及包括被连接以由具有码片频率的时钟信号驱动的多个数字元件的解调器，所述数字元件包括：
采样器，操作以所述码片频率的倍数的采样频率采样数字信号；
相关度单元，操作以使用双相关度函数处理在采样的数字化信号中的被称为码片编码的一组比特并从中输出一组相关度值，其中所述一组相关度值是已被处理的码片编码和根据标准规定的一组可能的码片编码之间的似然性映射的指示符；
符号选择单元，具有基于对各组相关度值的分析决定哪个符号被接收的功能；以及
频率校正单元，操作以依据从相关度单元输出的相关度值输出操作以瞬时调整码片频率的频率控制信号。
2.根据权利要求1所述的接收机，其中频率校正单元操作以基于各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于根据当前使用的码片频率的预测的测量，在一定量时间内增加或降低码片频率。
3.根据权利要求2所述的接收机，其中进一步包括被连接以具有从频率校正单元接收频率控制信号的输入端和操作以对解调器的元件输出码片频率的时钟信号的输出端的同步单元，其中同步单元设置与频率控制信号相关的码片频率。
4.根据权利要求1、2或3所述的接收机，其中所述数字解码器进一步包括：
位于相关度单元和符号选择单元之间的平均单元，所述平均单元用于通过平均在以围绕预测的正确检测时间为中心的时序窗口内的连续时间间隔内的各相关度值修正相关度单元的相关度值输出。
5.根据权利要求1、2、3或4所述的接收机，进一步包括信号质量分析单元，包括：
输入端，被连接以接收用于指示放大之后的模拟信号信号强度的模拟接收信号强度指示(ARSSI)信号；
处理部分，操作以在正在进行的基础上评价在解调器测得的性能属性与满足标准要求的性能属性的最小值的比较如何，从而确定操作裕度；以及
控制输出端，连接到模拟前端的至少一个元件的控制输入端并操作以基于所述操作裕度和ARSSI信号输出控制信号。
6.根据权利要求5所述的接收机，其中所述性能属性可以是基带信噪比和噪声因数中的一个或多个，或者可以导自基带信噪比和噪声因数中的一个或多个。
7.根据权利要求5或6所述的接收机，其中至少一个放大器具有根据前端控制信号进行控制的增益。
8.根据权利要求5、6或7所述的接收机，其中所述ADC具有可变并且在使用中根据前端控制信号进行控制的比特分辨率。
9.根据权利要求5、6、7或8所述的接收机，其中所述ADC以ADC采样频率操作，所述采样频率在使用中根据前端控制信号进行控制。
10.一种根据上述权利要求中任意一项所述的接收机，进一步包括连接到模拟信号输入端以用于无线接收模拟信号的天线。
11.一种收发机，包括根据以上权利要求中任意一项所述的接收机和具有数字部分和模拟部分的发射机，所述数字部分包括调制器且与接收机的数字解码器集成，所述模拟部分与接收机的模拟前端集成。
12.一种无线个人区域网，包括多个根据权利要求11所述的收发机，每个收发机被设置为与至少一个其它收发机进行操作性无线通信。
13.一种从已知符合特定标准的模拟信号中解码数字数据的方法，该方法包括以下步骤：
(i)接收模拟信号；
(ii)放大所述模拟信号；
(iii)将所述模拟信号转换为数字信号；
(iv)以由码片频率设置的码片频率解调所述数字信号，其中解调步骤通过以下步骤执行：
(a)以码片频率的倍数的采样频率采样所述数字信号；
(b)应用双相关度函数处理在采样的数字化信号中被称为符号的一组比特以计算一组相关度值，其中所述一组相关度值是被处理的符号和一组根据标准定义的可能符号之间的似然映射的指示符；以及
(c)基于对各组相关度值的分析确定哪个符号被接收，其中依据所述相关度值瞬时调整码片频率。
14.根据权利要求13所述的方法，其中基于对各组相关度值中最大相关度值发生是早于还是晚于根据当前使用的码片频率的预测的测量，在一定量时间内增加或降低码片频率。
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