CN102484577B - 用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法及装置 - Google Patents

Abstract

公开了用于生成序列的方法及装置，该序列满足序列的数目M′比无线通信系统中所需的序列的长度N足够大。用于在无线通信系统中生成序列的方法被配置成：根据通过所需的序列长度所确定的m阶本原多项式生成第一序列；根据第一序列生成第二序列和第三序列；以及通过使用通过将特定的参考参数除以等于或小于2^m+1的数所获得的余数和商来生成具有所需长度N的第四序列。本发明的方法的上述配置生成能够满足序列大小M′比序列长度N足够大的序列。

Description

用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统，更特别地涉及用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法和装置。

背景技术

在通信系统中，本质上需要同步信号或同步信道(SCH)来检测子帧定时(timing)和帧定时、小区标识(ID)的检测等。

由从对应于第三代移动通信标准的宽带码分多址(WCDMA)系统发展而来的长期演进(LTE)系统执行如下所述的搜索小区的过程。

首先，三个不同序列之一是主同步信号(PSS)，它以5ms的周期被传送。这三个序列被分别定义为小区群中的小区标识(ID)。根据次同步信号(SSS)来检测帧定时和小区群ID，并且小区群的数目被定义为168。小区群ID也能够通过正交参考信号(RS)序列进行检测。然而，在第三代合作伙伴计划(3GPP)LTE系统中，小区群ID只执行用于识别在先前过程中通过使用正交参考信号序列所检测到的小区群ID的角色。此后，LTE系统解码广播信道(BCH)。

从搜索初始小区的角度，3GPP LTE系统必须能够在总数为504的基站之间进行区分，并且通过使用168个小区群和每个小区群中的3个小区ID来在这504个基站之间进行区分。在这种情况下，168个小区群通过次同步信号进行检测，并且该检测需要168个或更多的不同序列，这些序列能够被映射以用于次同步信号的传输。

同时，3GPP LTE系统在频域中总共使用6个资源块来传送同步信号。因为在频域中每个资源块包括12个子载波，所以用于同步信号的子载波的最大数目总计等于72。

因此，被映射以用于次同步信号的传输的次同步信号序列或次同步信号代码必须具有等于或小于72的长度或周期。次同步信号序列的数目(或大小)必须等于或大于168。为了展现可靠的性能，次同步信号序列必须在序列之间具有等于或小于预定值的互相关值。

通常，序列的数目依赖于序列的长度。也就是说，当典型序列具有等于或小于72的长度时，该典型序列的数目也等于或小于72。因此，典型序列并不满足用于将初始小区与其他小区进行区分所使用的同步信号所要求的504个或更多个(其是需要在它们之间作出区分的不同基站的数目)的要求。为了解决这个问题，将总数为504或更多的基站分成群，并且通过使用主同步信号和次同步信号通过两个步骤在群之间作出区分。然而，主同步信号的缺点在于，当使用过多数目的不同序列来检测符号定时时，系统开销以指数方式增加。考虑到这个缺点，只使用了3个序列。当只使用3个序列时，次同步信号需要168个或更多个不同的序列。

此时，当通常被用于传统同步信号的GLC(广义线性调频)序列、Zadoff-Chu序列、Hadamard序列或具有m-序列级数的二进制序列有等于或短于72的长度时，序列的数目也等于或小于72。因此，该序列并不满足作为次同步信号所要求的序列数目的168个或更多个的要求。为了解决这个问题，已经提出了很多方法。有代表性的方法包括用于将次同步信号所需求的序列乘以一个值(该值通过对GLC序列或Zadoff-Chu序列执行循环移位或旋转而获得)并增加次同步信号所需求的序列的数目的方法；和用于交织两个或更多个二进制序列(其中，每个二进制序列具有比72短的长度)并使次同步信号所需求的序列的数目更大的方法。

仿真的评估结果表明，在如上所述的方法中，将长度都短于72的两个二进制序列进行交织并然后使用通过交织所获得的序列的方法的性能优于其他方法的性能。最后，这种方法计划用于被映射到3GPP LTE系统的次同步信号的序列是确定的。

特别地，下文中将参考附图来描述现有技术。图1是从时间的角度得到的传统3GPP LTE系统中的同步信号的配置图。

如图1所示，对应于10ms的一个帧包括10个子帧，并且一个子帧包括2个时隙。每个时隙包括6个符号(当具有扩展的循环前缀时)或7个符号(当具有常规循环前缀时)。此时，以5ms的周期将主同步信号(PSS)或主同步信道(P-SCH)映射到每一帧的第一子帧中的第一时隙的最后的符号和第六子帧中的第一时隙的最后的符号并然后通过每一帧的第一子帧中的第一时隙的最后的符号和第六子帧中的第一时隙的最后的符号传送。

同时，以10ms的周期将次同步信号(SSS)或次同步信道(S-SCH)映射并然后传送。具体地，次同步信号(SSS)或次同步信道(S-SCH)的第一信号(S-SCH1)被映射到每一帧的第一子帧中的第一时隙的倒数第二符号，并然后通过每一帧的第一子帧中的第一时隙的倒数第二符号进行传送。而且，次同步信号的第二信号(S-SCH2)被映射到每一帧的第六子帧中的第一时隙的倒数第二符号，并然后通过每一帧的第六子帧中的第一时隙的倒数第二符号进行传送。

图2是从频率的角度得到的传统3GPP LTE系统中的同步信号的配置图。该3GPP LTE系统允许同步信号的序列(或代码)被映射到总数为72的子载波上，所述子载波位于每个同步信号的相关符号的所有子载波的中心。实际上，在72个子载波中只有62个中心子载波被使用，而位于每一端的各5个子载波则被保留起来且不被使用。此时，通过使用长度都为31的两个不同的m-序列，将次同步信号的序列映射到62个子载波。

具体的映射方法如下。在图2所示的次同步信号的第一信号的配置中，第一m-序列被映射到编号为偶数的子载波上，而第二m-序列被映射到编号为奇数的子载波上。而且，相反地，在次同步信号的第二信号的配置中，第一m-序列被映射到编号为奇数的子载波上，而第二m-序列被映射到编号为偶数的子载波上。

此时，就长度为31的m-序列来说，存在着总共31个不同的序列。因此，允许从31个不同的序列中选择任意两个不同的序列并能够用所选的这两个不同的序列进行映射的组合的数目的总数等于31×31＝961。仿真结果表明，在这961个组合中，168个组合具有最好的性能。因此，最终确定将这168个组合用在3GPPLTE系统中。

如上所述，为了足以在包括小区ID等在内的多片小区专用信息之间进行区分，3GPP LTE系统需要至少168个或更多个用于次同步信号的不同序列。

然而，针对一个符号的次同步信号的序列能够被映射到的子载波的数目的最大值为72。因此，序列的长度等于或短于72。不言而喻，当使用两个或更多符号时，能够被映射的序列的长度增加了符号数目的两倍。然而，当多个符号被使用时，缺点在于系统的开销以指数方式增加。

因此，被映射以用于次同步信号的传输的次同步信号序列必须具有等于或短于72的长度或周期。次同步信号序列的数目必须等于多大于168。为了展现可靠的性能，次同步信号序列必须在序列之间具有等于或小于预定值的互相关值。

在这一点上，当通常被用于传统同步信号的GLC(广义线性调频)序列、Zadoff-Chu序列、Hadamard序列或具有m-序列级数的二进制序列具有等于或短于72的长度时，序列的数目也等于或小于72。因此，所述序列并不满足作为次同步信号所需求的序列数目的168个或更多个的要求。

为了解决这个问题，提出了用于将次同步信号所需求的序列乘以一个值(该值通过对GLC序列或Zadoff-Chu序列执行循环移位或旋转而获得)并且增加次同步信号所需求的序列的数目的方法；或交织两个或更多个二进制序列(其中，每个二进制序列具有比72短的长度)并使次同步信号所需求的序列的数目更大的方法。而且，允许从长度为31的总共31个不同的m-序列中选择任意两个不同的序列并能够用所选的这两个不同的序列进行映射的组合的数目的总数为31×31＝961。仿真结果表明，在这961个组合中，168个组合具有最好的性能。因此，最终确定将这168个组合用在3GPP LTE系统中。

在不交织的m-序列之间，m-序列有非常小的互相关值，因此有很好的性能。然而，由于序列之间的冲突和含糊(ambiguity)问题，通过交织每个长度为N/2的两个不同的m-序列而生成的每个长度为N的序列之间的互相关值变得大于未交织的m-序列之间的互相关值，以致于导致性能退化。虽然在如上所述的961个组合中选择有最少冲突和含糊的168个组合，但是与不对序列执行交织的情况相比，性能退化的问题仍然存在。由用于次同步信号的这两个短序列的组合所导致的问题通常称为嵌套问题。

发明内容

技术问题

因此，通过考虑上述的问题而作出本发明，并且本发明提供一种用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法及装置。

本发明还提供一种用于在无线通信系统中生成序列数目相对大于序列的长度的序列的装置和方法。

为了被用于无线通信系统中的同步信号等，本发明还提供一种通过使用序列数目远大于序列长度的Kasami序列来生成互相关特性的水平相当于传统序列的水平的序列的方法和装置。

本发明所要解决的技术问题并不限于上述的技术问题，本领域普通技术人员根据下面的描述能够清楚地理解上文中没有描述的其他技术问题。

技术方案

为了实现上述目的，根据本发明的一方面，提供一种用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法，该方法包括：根据依照要被分配的序列的长度所确定的m阶本原多项式生成第一序列；根据第一序列生成第二序列和第三序列；通过将参考参数除以等于或小于2^m+1的数来确定商和余数；以及根据商(Y)的计算值和余数(X)的计算值来选择性地循环移位第二序列和第三序列、根据选择性地循环移位的结果来选择性地执行模2运算并且生成第四序列。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在无线通信系统中生成序列的装置，该装置包括：通过使用3个不同的多项式而构建的第一线性反馈移位寄存器(LFSR)、第二LFSR和第三LFSR，并且每个LFSR都包括m个块；控制器，用于基于通过使用参考参数而确定的2个因数来确定第二LFSR的输入初始值和第三LFSR的输出延迟值；以及模2运算单元，用于对从第一LFSR、第二LFSR和第三LFSR输出的第一输出序列、第二输出序列和第三输出序列执行模2运算并生成第四序列。

根据本发明的另一方面，提供一种用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法，该方法包括：根据依照要被分配的序列的长度所确定的m阶本原多项式生成第一序列；根据第一序列生成第二序列和第三序列；通过将参考参数除以小于2^m+1的数来确定商和余数；以及根据商(Y)的计算值和余数(X)的计算值来选择性地循环移位第二序列和第三序列、根据选择性地循环移位的结果来选择性地执行模2运算并且生成第四序列。

有益效果

如上所述被实施的根据本发明的用于在无线通信系统中生成序列的方法及装置能够生成这样的序列，即所述序列满足所述序列的数目足够大于所述序列的长度，尽管只使用了一个序列并且没有为了组合序列而执行交织等。

而且，将如上所述那样所生成的序列用作同步信号等能够满足对初始小区或相邻小区进行搜索时所需求的、能够在其间进行区分的足够大数目的小区标识(ID)或小区群ID的要求，但没有性能的退化。

附图说明

根据下面结合附图的详细描述，本发明的前述和其他目的、特点和优点将变得更加显而易见，其中：

图1是从时间的角度得到的传统3GPP LTE系统中的同步信号的配置图；

图2是从频率的角度得到的传统3GPP LTE系统中的同步信号的配置图；

图3是示出根据本发明第一实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图；

图4是示出用于在无线通信系统中生成序列的、用于实施图3所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图；

图5是示出根据本发明第二实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图；

图6是示出用于在无线通信系统中生成序列的、用于实施图5所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图；

图7是示出根据本发明第三实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图；以及

图8是示出用于在无线通信系统中生成序列的、用于实施图7所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图。

具体实施方式

下文中，将参考附图详细描述本发明的示例性实施方式。应该注意，在向附图中的元件分配参考标号时，即使被示出在不同的附图中，相同的元件仍将被指定相同的参考标号。另外，在本发明的以下描述中，当会使本发明的主题相当不清晰时，将省略被合并到本文中的公知功能和配置的详细描述。

另外，当描述本发明的部件时，可以在本文中使用诸如第一、第二、A、B、(a)、(b)等术语。这些术语中的每个术语并非用于定义相应部件的本质、顺序或序列，而是仅用于区分相应部件和其他部件。应该理解，如果在说明书中描述到一个部件“连接”、“耦合”或“联结”到另一部件，则第三部件可以“连接”、“耦合”或“联结”在第一部件和第二部件之间，虽然第一部件可以直接连接、耦合或联结到第二部件。

如上所述，当使用诸如GLC序列、Zadoff-Chu序列、Hadamard序列和m-序列之类的序列时，因为序列的数目等于或小于序列的长度，所以上述序列的使用并不满足搜索初始小区或相邻小区所需的足够数目的序列的要求。因此，提出一种用于将搜索初始小区或相邻小区所需的序列乘以一个值(该值通过对GLC序列或Zadoff-Chu序列执行循环移位或旋转而获得)并增加搜索初始小区或相邻小区所需的序列的数目的方法；或交织两个或更多个二进制序列(例如，m-序列)(其中，每个二进制序列具有比72短的长度)并使搜索初始小区或相邻小区所需的序列的数目更大的方法。特别地，作为3GPP LTE系统中的标准方法，选择一种用于通过使用总共961个组合(其可以通过交织长度各为31的两个不同的m-序列而生成)中展现最佳性能的168个组合来配置次同步信号(SSS)的方法。然而，由于因序列的组合而导致的嵌套问题(例如序列之间的冲突和含糊)，上述方法的性能比其他方法的性能更好，但是与只使用一个序列从而不使用交织的方法相比，仍然会导致性能退化。

与上述方法比较，当使用由本发明的示例性实施方式所提出的大组的Kasami序列时，可以生成这样的不同序列，即通过仅使用一种类型的序列，所述不同序列中的每个序列都具有与使用例如m-序列等序列的情况下的互相关值相同的互相关值并且还具有大约是通过将所使用的序列的长度乘以倍数1.5所获得的值的大小，而且不具有因序列的组合(诸如交织等)所导致的性能退化。在这种情况中，大组的Kasami序列可以由多项式h(x)＝h_a(x)×h_b(x)×h_c(x)生成。而且，h_a(x)、h_b(x)和h_c(x)也是多项式，它们分别生成序列a、序列b和序列c，并且由下面的等式(1)表示。

$h_a\left(x\right)=x^m+h_{m-1}^{\left(a\right)}{x}^{m-1}+h_{m-2}^{\left(a\right)}{x}^{m-2}+\·\·\·+h_2^{\left(a\right)}{x}^2+h_1^{\left(a\right)}{x}^1+1$

$h_b\left(x\right)=x^m+h_{m-1}^{\left(b\right)}{x}^{m-1}+h_{m-2}^{\left(b\right)}{x}^{m-2}+\·\·\·+h_2^{\left(b\right)}{x}^2+h_1^{\left(b\right)}{x}^1+1---\left(1\right)$

$h_c\left(x\right)=x^m+h_{m-1}^{\left(c\right)}{x}^{m-1}+h_{m-2}^{\left(c\right)}{x}^{m-2}+\·\·\·+h_2^{\left(c\right)}{x}^2+h_1^{\left(c\right)}{x}^1+1$

在等式(1)中，h_a(x)对应于用于生成m-序列a的本原多项式，序列b是通过使用采样器从序列a采样到的序列，而序列c是通过使用采样器f＝1+2^m/2从序列a采样到的序列。这时，大组的Kasami序列K_L(a，b，c)由下面的等式(2)表示。

m≡2(mod4)(ex.m＝6)

$K_L(a,b,c)\text{={G}(a,b)\text{,G}(a,b)\text{\⊕c,G}(a,b)\text{\⊕Tc,\·\·\·,G}(a,b)\text{\⊕}{T}^{2^{{m/2}_{-2}}}\text{c}}$

m≡0(mod4)(ex.m＝8)

$K_L(a,b,c)\text{={H}(a,b)\text{,H}(a,b)\text{\⊕c,H}(a,b)\text{\⊕Tc,\·\·\·,H}(a,b)\text{\⊕}{T}^{2^{{m/2}_{-2}}}\text{c;}$

$b^{\left(0\right)}\⊕c,b^{\left(0\right)}\⊕\mathrm{Tc},\·\·\·b^{\left(0\right)}\⊕T^{(2^{m/2}-1)/3-1}c;$

$b^{\left(1\right)}\⊕c,b^{\left(1\right)}\⊕\mathrm{Tc},\·\·\·b^{\left(1\right)}\⊕T^{(2^{m/2}-1)/3-1}c;$

$b^{\left(2\right)}\⊕c,b^{\left(2\right)}\⊕\mathrm{Tc},\·\·\·b^{\left(2\right)}\⊕T^{(2^{m/2}-1)/3-1}c\}$

··········(2)

在等式(2)中，G(a，b)表示Gold序列，H(a，b)表示从Gold序列转化而来的类Gold序列，b^(k)表示通过使用采样器f＝1+2^m/2从T^ka采样到的序列，T表示移位运算符，以及表示模2运算。K_L(a，b，c)具有N＝2^m-1的长度(或周期)，并包括不同的序列，当m≡2(mod4)(例如m＝6)时，不同序列的数目是M＝2^m/2(2^m+1)，或当m≡0(mod4)(例如m＝8)时，不同序列的数目是M＝2^m/2(2^m+1)-1。这时，不同序列之间的对相关序列的性能有明显影响的最大互相关值变为并且该最大互相关值与在传统的m-序列级数(例如Gold序列等)中所获得的值相同。

在下文中，将参照图3至图8来详细描述根据本发明的示例性实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法及装置。

用于生成序列的装置首先确定用于生成大组的Kasami序列的第一序列、第二序列和第三序列。然后，计算用于通过使用参考参数来增加序列组相对于第二序列和第三序列的大小的2个扩展因数。此后，首先在固定第一序列的情况下通过将2个扩展因数分别应用到第二序列和第三序列来执行运算处理，然后结合第一序列对第二运算处理后的序列和第三运算处理后的序列执行模2运算，以便生成次同步信号序列。

在这种情况下，运算处理可以是通过改变第二序列和第三序列的循环移位值、输入初始值和输出延迟值中的至少一者来增加序列组的大小的过程。

本发明的用于生成序列的方法可以应用于在无线通信系统中使用的各种序列的生成，包括次同步信号序列、参考信号(RS)、导频(pilot)序列、定位参考信号(PRS)序列、用于控制信道的序列等。而且，用于生成序列的装置是生成序列并将所生成的序列用于通信的装置，并且可以是终端(例如，移动台(MS)或用户设备(UE))或基站。

例如，在与第一实施方式相同的方法中，终端对序列进行编码并且通过使用所编码的序列来传送用于搜索小区的同步信号，在与第一实施方式相似的方法中，接收该同步信号的基站对接收到的信号进行解码并检测该同步信号。然而，便利起见，在下文中，将描述根据本发明示例性实施方式的用于生成次同步信号序列并由终端搜索小区的过程。

根据本发明的示例性实施方式，提供用于通过使用大组的Kasami序列来生成针对次同步信号的序列并将所生成的序列映射到针对次同步信号所分配的符号的子载波上的方法及装置。

图3是示出根据本发明第一实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图。图4是示出用于在无线通信系统中生成序列的用于实施图3所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图。

首先，初始序列生成器110确定针对次同步信号的序列的长度N(S110)。这时，N必须等于或小于被分配给针对次同步信号所分配的符号之一的载波的总数目N′，并且必须满足N＝2^m-1，其中m为偶数。

之后，初始序列生成器110首先从m阶本原多项式中选择一个本原多项式，其中N和m如上述那样确定，并然后确定序列a(S120)，并且通过使用特定采样器来采样所确定的序列和确定序列b和序列c(S130)。特别地，在S120中，当从每个都有m阶本原多项式中的最小数目的项的多项式中选择多项式时，系统的计算过程变得简单和容易。在S130中使用的用于生成大组的Kasami序列的特定采样器对于序列b而言是对于序列c而言是f＝1+2^m/2。

之后，移位操作处理器120通过使用参考参数M来计算2个扩展因数X和Y(S140)，并且通过将2个扩展因数X和Y分别应用到第二序列第三序列来循环地移位第二序列第三序列(S150)。具体地，在S130中生成的序列b由X循环移位，在S130中生成的序列c由Y循环移位(S150)。这时，2个扩展因数X和Y通过使用参考参数M而生成，其中，2个扩展因数X和Y分别表示序列b和序列c被循环移位的程度。结果，生成了用于在M′片不同的信息之间进行区分的大小为M′的二进制序列。

小区专用信息(例如，小区ID或小区群ID)可以用作参考参数M，该参考参数M确定序列b和序列c分别通过其被循环移位的X和Y。可以用作参考参数的小区专用信息包括小区ID、小区群ID、用户设备(UE)ID、中继节点ID、协调多点(CoMP)ID、定位参考信号(PRS)ID、子帧号、时隙号、符号号、流ID、多媒体广播单频网络(MBSFN)区域ID等。

当对初始小区或相邻小区进行搜索时期望对其进行区分的小区ID或小区群ID的总数目是M′时，期望0≤M＜M′，并且M满足下面的等式(3)，其中A、A′、X和Y是整数。假设该实施方式代表将本发明的技术构思应用到同步信号序列的情况，因此M′被限制到小区ID或小区群ID的总数目。然而，当本发明的技术构思被应用到其他类型的序列时，M′可以以此方式来定义，以便M′被扩展到在其间进行区分的参考参数的总数。

M＝AY+X其中，0≤X＜A，0≤Y＜k，并且，k＝2^m/2-1

M＝A′X+Y其中，0≤Y＜A′，0≤X＜k，并且，k＝2^m-1

 ·········(3)

在等式(3)中，当M除以A或A′时，X和Y表示商或余数。特别地，当M除以A时，商由Y表示，余数则由X表示。当M除以A′时，商由X表示，余数则由Y表示。这时，第二序列的与X相对应的循环移位值具有范围可达m比特的最大值的比特数目，并且第三序列的与Y相对应的循环移位值具有范围可达m/2比特的最大值的比特数目。因此，通过考虑如上所述的循环移位值的比特数目的范围来确定k的值。而且，通过考虑序列数目的最大值M′、每个商的范围和每个余数的范围，将A的值和A′的值实际地设置在上述的范围内。

在S150中，意欲生成针对次同步信号的序列的终端(例如，移动台(MS)或用户设备(UE))的移位操作处理器120首先接收该终端本身所属的基站(BS)的小区ID或小区群ID，然后将接收到的小区ID或小区群ID设置成参考参数M。接下来，移位操作处理器120将M除以特定的数(A或A′)并计算商和余数(S140)，并且根据计算结果移位序列b和序列c(S150)。也就是说，在S150中，移位操作处理器120通过将参考参数M除以具有通过等式(3)中用M＝AY+X所定义的范围的特定的数A来获得余数X和商Y，并且通过余数X来循环地移位序列b和通过商Y来循环地移位序列c。类似地，在S150中，移位操作处理器120通过将参考参数M除以具有通过等式(3)中用M＝A′X+Y所定义的范围的特定的数A′来获得商X和余数Y，并且通过商X来循环地移位序列b和通过余数Y循环地移位序列c。

在这种情况中，当M＝AY+X中的A＝2^m-1和k＝2^m/2-1时或当M＝A′X+Y中的A′＝2^m/2-1和k＝2^m-1时，M′有最大值，并且该最大值由M′＝(2^m-1)×(2^m/2-1)定义。也就是说，当对初始小区或相邻小区进行搜索时，可以在总数为(2^m-1)×(2^m/2-1)的小区ID或小区群ID之间进行区分。

当m＝6时，可以在最大数目为M′＝63×7＝441的小区ID或小区群ID之间进行区分，并且可以对该系统所要求的总数位于与通过上述方法获得的M′的最大值相对应的数中的小区ID或小区群ID进行实际区分。

之后，最后，模2运算单元130对包括在S120中生成的序列a、在S150中生成的序列b和序列c在内的所有序列同时执行模2运算，并且生成针对次同步信号的长度为N的序列(S160)。序列分配处理器140将所生成的次同步信号序列映射到N个子载波上，所述N个子载波通过从针对次同步信号而分配的N′个子载波中排除(N′-N)个子载波来获得(S170)。

在m＝6的情况下的第一实施方式将在下文中详细描述。作为传统3GPPLTE系统的示例，当被分配给针对次同步信号所分配的符号中的一个符号的载波的总数N′等于72时，这72个中满足N＝2^m-1(其中m为耦合)的最大数是N＝63，并且此时m＝6。对于m＝6，总共有6个m阶本原多项式，并且从这6个m阶本原多项式中选出具有最小项数的多项式，以便确定序列a，也就是说，可以根据多项式h_a(x)＝x⁶+x+1来生成序列a＝(100000100001100010100111101000111001001011011101100110101011111)，并且可以通过用特定采样器采样所生成的序列来确定序列b和序列c。对于序列b而言此时所使用的特定采样器是对于序列c而言则是f＝1+2^m/2＝1+8＝9。生成的序列是序列b＝(100101010011010000100010110111111010111000110011101100000111100)和序列c＝(101001110100111010011101001110100111010011101001110100111010011)。

此时，可以分别根据多项式h_b(x)＝x⁶+x⁵+x²+x+1和多项式h_c(x)＝x⁶+x⁴+1生成序列b和序列c。序列b和序列c经历这样的步骤，即根据小区ID或小区群ID来由X循环移位序列b并由Y循环移位序列c。例如，当如传统LTE系统那样，当对初始小区或相邻小区进行搜索时期望对其进行区分的小区群ID的总数M′等于168时，其中对于小区群ID M，有0≤M＜168，并且M满足由等式(3)定义的下述等式(4)，其中A、A′、X和Y为整数。

M＝AY+X其中，0≤X＜A，0≤Y＜7，并且，24≤A＜64，或，

M＝A′X+Y其中，0≤Y＜A′，0≤X＜63，并且，3≤A′＜8

·········(4)

等式(4)表示接收终端自身所属的基站的小区ID或小区群ID作为参考参数M、通过将M除以特定数(A或A′)来计算商和余数并移位序列b和序列c的过程。

例如，当M＝AY+X中的A＝63时，终端通过将与小区ID或小区群ID相对应的参考参数M除以63来计算余数X和商Y，由余数X循环地移位序列b，并由商Y循环地移位序列c。

当终端所属的基站的小区群ID M等于100时，100＝63×1+37。因此，终端循环地移位序列b 37次，并循环地移位序列c 1次。最后，终端对上述过程中生成的所有序列a、b和c执行模2运算，并且为次同步信号生成长度为N的序列。该次同步信号序列具有大组的Kasami序列的形式。之后，终端将所生成的次同步信号映射到通过从针对次同步信号所分配的数目为N′(＝72)的子载波中排除数目为(N′-N)(＝72-63＝9)的子载波所获得的数目为N(＝63)的子载波上。在上述排除子载波的示例中，在下边的5(或4)个子载波和上边的4(或5)个子载波被从总的72个子载波中排除，这样，位于频带中心的剩余子载波的数目等于63。因此，终端将上述过程中所生成的针对次同步信号的序列映射到63个中心子载波。

图5是示出根据本发明第二实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图。图6是示出用于在无线通信系统中生成序列的、用于实施图5所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图。

当使用例如GCL序列、Zadoff-Chu序列、Hadamard序列和m-序列之类的序列时，序列的数目M′等于或小于序列的长度N。然而，根据本发明的第一实施方式，当N＝2^m-1时，M′＝(2^m-1)×(2^m/2-1)。因此，当对初始小区或相邻小区进行搜索时，即使只用一个序列，也能在足够大数目的小区ID或小区群ID之间进行区分。例如，当N＝2⁶-1＝63并且m＝6时，可以在总数为M′(＝63×7＝441)的小区ID或小区群ID之间进行区分。

同时，就在第一实施方式中所使用的大组的Kasami序列而言，理论上，当序列的长度N等于2^m-1时，序列的数目M′等于(2^m+1)×(2^m/2)。也就是说，理论上，当通过使用大组的Kasami序列所生成的通用序列组的大小是Z并且能在第一实施方式中生成的序列的尺寸是Z′时，Z变得大于Z′。因此，就会出现与大小为Z的通用序列组中大小为Z′的序列组的互补组相对应的部分。在这方面，提出第二实施方式，目的在于生成与大小为Z′的序列组的互补组相对应的部分，并且增加序列组的大小(即序列的数目M′)以使其接近于通用序列组的大小Z。

当有必要在大数目的小区ID或小区群ID之间进行区分时，用于生成针对次同步信号的序列的方法和用于将所生成的序列映射到针对次同步信号所分配的符号的子载波的方法可以在第二实施方式中被实施。

下文中，与本发明第一实施方式比较，将参照图5和图6来详细描述本发明的第二实施方式。图5中示出的步骤S210、S220和S230分别与图3中示出的步骤S110、S120和S130相同。

也就是说，初始序列生成器210首先确定满足N＝2^m-1≤N′的序列长度N，然后根据所确定的N和m依据m阶本原多项式确定序列a。接下来，初始序列生成器210通过用采样器(该采样器与图3所示的第一实施方式中的采样器相同)来采样序列a，并且确定序列b和序列c。这种情况下，移位操作处理器220接收小区ID或小区群ID，并且将接收到的小区ID或小区群ID设置为参考参数M，并且通过将M除以(2^m+1)来确定商Y和余数X(S240)。这里，参考参数M的除数(即A)可以具有(2^m+1)的最大值，并且A的值可以如等式(3)所定义的那样小于(2^m+1)。

之后，移位操作处理器220根据所计算的商Y和余数X来选择性地循环移位第二序列和第三序列(S250至S270)。模2运算单元230根据移位操作处理器220的处理结果来选择性地执行模2运算，并且生成长度为N的次同步信号序列(S280)。此时，运算控制器250辨别已在S240中计算出的商Y的范围和余数X的范围，并确定移位操作处理器220是否循环地移位第二序列和第三序列。而且，运算控制器250控制模2运算单元230以便根据移位操作处理器220的处理结果来生成长度为N的次同步信号序列。

根据在S240中计算出的商Y和余数X，长度为N的次同步信号序列按下列步骤生成(S250至S280)。

首先，当X＜2^m-1并且Y＜2^m/2-1时，在序列b由X循环移位并且序列c由Y循环移位之后，对序列a、b和c执行模2运算，以生成长度为N的次同步信号序列。因为首先循环移位序列b和c并然后对所有序列a、b和c执行模2运算，所以相关的过程与图3所示的第一实施方式的S150和S160相同。为了生成与大小为Z′的序列组的互补组相对应的序列，执行包括S270和S280在内的剩余步骤。

第二，当X＜2^m-1并且Y＝2^m/2-1时，首先仅由X循环地移位序列b并然后仅对序列a和序列b执行模2运算，以生成长度为N的次同步信号序列。第三，当X＝2^m-1并且Y＜2^m/2-1时，首先仅由Y循环地移位序列c并然后仅对序列a和序列c执行模2运算，以生成长度为N的次同步信号序列。第四，当X＝2^m-1并且Y＝2^m/2-1时，序列b和序列c都不被循环地移位，因此序列a被用作长度为N的次同步信号序列。第五，当X＝2^m并且Y＜2^m/2-1时，首先由Y循环地移位序列c并然后仅对序列b和序列c执行模2运算，以生成长度为N的次同步信号序列。第六，当X＝2^m并且Y＝2^m/2-1时，序列b和序列c都不被循环地移位，因此序列b被用作长度为N的次同步信号序列。

序列分配处理器240将所生成的次同步信号序列映射到通过从针对次同步信号所分配的数目为N′的子载波中排除数目为(N′-N)的子载波而获得的数目为N的子载波(S290)。这里，因为在M＝AY+X中，A的值可以等于或小于2^m+1并且Y的数目是总共2^m/2，M′的最大值等于(2^m+1)×2^m/2。

也就是说，当对初始小区或相邻小区进行搜索时，可以在总数为(2^m+1)×2^m/2的小区ID或小区群ID之间进行区分，相当于大组的Kasami序列的理论值。当m＝6时，可以在最大数目为M′(＝65×8＝520)的小区ID或小区群ID之间进行区分。实际上，通过上述方法，可以对该系统所要求的总数位于与M′的最大值相对应的数中的小区ID或小区群ID进行区分。

在第一实施方式的S110到S130或第二实施方式的S210到S230中，在生成序列a、序列b和序列c之后，所生成的序列a、b和c储存在存储器中，并且序列a、b和c由数值X和数值Y循环地移位以生成次同步信号序列，该数值X和数值Y已经通过软件或硬件方法通过使用小区ID或小区群ID计算出来。当在该过程中使用LFSR(线性反馈移位寄存器)时，所需的功能通过硬件顺序实施，而不必在存储器中储存信息并从存储器中读取信息以进行移位操作的过程。因此，能够改善系统的速度。特别地，随着所使用的序列的长度变长，与由软件在存储器中储存信息和读取所存储的信息并执行运算计算的过程相比，在由LFSR执行的过程中，能够进一步改善在系统中生成代码的速度。

下文中，与本发明的第一实施方式相比，将参考图7和图8详细描述本发明的附加使用LFSR的第三实施方式。

图7是示出根据本发明第三实施方式的用于在无线通信系统中生成序列的方法的流程图。图8是示出用于在无线通信系统中生成序列的、用于实施图7所示的用于生成序列的方法的装置的配置的框图。

图7中示出的步骤S310、S320和S330分别与图3中示出的步骤S110、S120和S130相同。也就是说，首先确定序列的长度N＝2^m-1≤N′，并然后根据所确定的N和m依据m阶本原多项式来确定序列a。接下来，通过使用采样器(其与图3所示的第一实施方式中的采样器相同)来采样序列a，以确定序列b和序列c。图8所示的具有3个级310、320和330的LFSR通过用上述确定的序列a、序列b和序列c来构建(S340)。

LFSR a 310、LFSR b 320和LFSR c 330中的每一者都有m个块。而且，LFSR a 310、LFSR b 320和LFSR c 330根据用于生成大组的m阶Kasami序列的3个不同的多项式来构建。图8所示的LFSR a 310可以根据生成序列a的多项式h_a(x)来实施。图8所示的LFSR b 320可以根据生成序列b的多项式h_b(x)来实施。图8所示的LFSR c 330可以根据生成序列c的多项式h_c(x)来实施。

LFSR a 310在每个初始化周期通过初始值映射器312接收固定的初始值。LFSR b 320在每个初始化周期接收不同的m比特初始值之一。LFSR c330在每个初始化周期接收特定初始值。此时，输入给LFSR a 310的初始值映射器312的固定初始值是<0，0，0，…，0，0，1>或<1，0，0，…，0，0，0>，它们的长度为m。输入给LFSR b 320的初始值映射器322的不同的初始值是从<0，0，0，…，0，0，0>到<1，1，1，…，1，1，1>中的不同初始值之一，其长度都是m，并且其总数是2m。输入给LFSR c 330的初始值映射器332的特定初始值由序列c的初始m比特以从LSB(最低有效位)到MSB(最高有效位)的次序来构建。

控制器350通过用参考参数M来计算2个扩展因数X和Y，并且基于这2个计算出的扩展因数X和Y来确定LFSR b 320的输入初始值和LFSR c330的输出延迟值。在这种情况下，如同第一实施方式那样，终端的控制器350接收该终端所属的基站(BS)的小区ID或小区群ID作为参考参数M，并且通过将M除以特定的数(A或A′)来计算商和余数(S350)。如上所述，此时，参考参数M的除数(即A或A′)可以有最大值(2^m+1)。

此时，并不是如同第一实施方式那样分别由X和Y循环地移位序列b和序列c，而是将二进制值X用作输入给LFSR b 320的初始值映射器322的不同的初始值之一，并且已经由LFSR c 330通过值Y所提供的输出值由Y时钟通过使用Y延迟单元336来延迟(S360)。根据值X和值Y的初始值和延迟值由图8中示出的控制器350来控制。

最后，由图8中示出的模2运算单元340对LFSR a 310的输出值、LFSRb 320的输出值和由Y时钟通过移位LFSR c 330的输出值而获得的值执行模2运算，并且通过执行模2运算所获得的值被用来生成长度为N的次同步信号序列(S360)。也就是说，通过将与小区ID或小区群ID相对应的M除以具有下述等式(5)所定义的范围的特定数A通过使用M＝AY+X来获得余数X和商Y。然后，余数X的二进制值作为针对序列b 320的LFSR的初始值被输入，针对序列c 330的LFSR的输出值由商Y来移位，以生成长度为N的次同步信号序列。类似地，商X和余数Y通过将与小区ID或小区群ID相对应的M除以具有下述等式(5)所定义的范围的特定数A′通过使用M＝A′X+Y来获得。然后，商X的二进制值作为针对序列b 320的LFSR的初始值被输入，针对序列c 330的LFSR的输出值由余数Y来移位，以生成长度为N的次同步信号序列。

M＝AY+X，其中，0≤X＜A，0≤Y＜k，并且，k＝2^m/2-1，或

M＝A′X+Y，其中，0≤Y＜A′，0≤X＜k，并且，k＝2^m

·········(5)

所生成的次同步信号被映射到通过从针对次同步信号所分配的数目为N′的子载波中排除数目为(N′-N)的子载波所获得的数目为N的子载波(S370)。

参考图8，根据本发明第三实施方式的用于生成序列的装置包括：LFSRa 310、LFSR b 320和LFSR c 330，它们中的每一者都包括m个块并且分别具有模2运算单元314、324和334；第一映射器312、第二映射器322和第三映射器332，其分别将初始值输入到LFSR a 310、LFSR b 320和LFSR c330；模2运算单元340；以及控制器350。

首先，通过使用根据分配给无线通信系统的序列的长度所确定的本原多项式来构建LFSR a 310。然后，根据通过使用对根据本原多项式所生成的二进制序列进行采样所获得的序列来确定第二多项式。根据通过使用f＝1+2^m/2对根据本原多项式所生成的二进制序列进行采样所获得的序列来确定第三多项式。而且，LFSR b 320和LFSR c 330分别由第二多项式和第三多项式来构建。

LFSR a 310、LFSR b 320和LFSR c 330分别是用于生成序列a、b和c的单元。它们中的每一个都包括数目为m的块。分别从LFSR a 310、LFSR b320和LFSR c 330输出的序列a、b和c由模2运算单元340逐位地添加，以生成次同步信号序列(S-SCH代码)。

由等式(1)定义的多项式h_a(x)，h_b(x)和h_c(x)可以分别被表示为LFSR a310、LFSR b 320和LFSR c 330。每个多项式中的x个项的系数h_m-n(x)是1或0。当与LFSR 310、320和330中的每一者中的块相匹配的系数为1时，相关的块分别连接到LFSR 310、320和330中的模2运算单元314、324和334。当系数为0时，相关的块被另外连接。分别在LFSR 310、320和330中提供的每个模2运算单元314、324和334在每个时钟处对连接到它自身的LFSR 310、320和330中的块的所有状态值执行模2运算，并且得到的值被反馈到LFSR 310、320和330中的每一者的第一个块。

LFSR a 310、LFSR b 320和LFSR c 330可以分别通过使用多项式h_a(x)、h_b(x)和h_c(x)来实施。然而，最终，该系统所需的不同的次同步信号序列可以通过模2运算来逐位添加通过由T移位序列c所获得的序列到由等式(2)所表示的Gold序列G(a，b)或类Gold序列H(a，b)中来生成。这可以通过以下方法来实施：将用于将初始值映射到LFSR a 310中的每个块的第一初始值映射器312的初始值每次固定到相同的值，将用于将初始值映射到LFSR b320中的每个块的第二初始值映射器322的初始值改变到不同的m比特值，将用于将初始值映射到LFSR c 330中的每个块的第三初始值映射器332的初始值每次固定到相同的值，但是替换由Y延迟单元336改变的大约m/2比特的不同的值。

因此，第一初始值映射器312在每个初始化周期将固定的初始值输入给LFSR a 310，第二初始值映射器322在每个初始化周期将最大为m比特的不同的初始值输入给LFSR b 320。而且，当第三初始值映射器332在每个初始化周期将固定的初始值输入给LFSR c 330时，Y延迟单元336接收从LFSRc 330输出的比特，并且给出最大为(m/2)比特的不同的延迟值，其中，LFSRc 330从第三初始值映射器332接收初始值作为输入。

此时，根据通过使用参考参数M所获得的2个扩展因数X和Y，控制器350控制LFSR b 320的输入初始值以分配最大为m比特的不同的初始值，并且还控制Y延迟单元136以将最大为(m/2)比特的不同的延迟值分配到从LFSR c 330输出的序列。

具体地，在每个初始化周期，控制器350将特定的初始值输入到LFSR a310，并且生成第一输出序列。然后，控制器350通过使用M＝AY+X将参考参数除以特定的整数A，并且计算商和余数。而且，在每个初始化周期，控制器350将不同的m比特初始值之一输入到LFSR b 320，并且输入所计算的余数X的二进制值作为LFSR b 320的初始值，以生成第二输出序列。另外，在每个初始化周期，控制器350首先将特定的初始值输入到LFSR c 330，并然后由所计算的商Y延迟从LFSR c 330输出的序列，以生成第三输出序列。

类似地，在每个初始化周期，控制器350将特定的初始值输入到LFSR a310，并且生成第一输出序列，同时，通过使用M＝A′X+Y将参考参数M除以特定的整数A′来计算商和余数。后，在每个初始化周期，控制器350将不同的m比特初始值之一输入到LFSR b 320，并且输入所计算的商X的二进制值作为LFSR b 320的初始值，以生成第二输出序列。而且，在每个初始化周期，控制器350首先将特定的初始值输入到LFSR c 330，并然后由所计算的余数Y延迟从LFSR c 330输出的序列，以生成第三输出序列。

如上所述，当根据使用大组的Kasami序列的本发明的每个实施方式生成针对次同步信号的序列时，能够满足序列的数目M′足够大于序列的长度N，虽然只使用了一个序列而且并没有为了组合序列而执行交织等。而且，上述的优点能够满足当对初始小区或相邻小区进行搜索时在其间进行区分所需要的足够大数目的小区ID或小区群ID的要求，同时没有性能的退化。

具体地，当N＝2^m-1并且对其进行区分的小区ID或小区群ID的最大数目用M′表示时，M′被如下定义。根据第一实施方式，M′＝(2^m-1)×(2^m/2-1)＞＞N＝2^m-1。根据第二实施方式，M′＝(2^m+1)×2^m/2＞＞N＝2^m-1。根据第三实施方式，M′＝2^m×(2^m/2-1)＞＞N＝2^m-1。在m＝6的情况下，通常，当使用长度为N＝63的序列时，序列的数目等于或小于63。否则，对长度都为N＝31的2个序列进行交织，并且生成针对次同步信号的大小大于63的序列，考虑到性能的退化，这是需要的。

相反地，根据本发明，虽然只使用了一个序列并且没有执行交织，但是针对次同步信号的序列仍然可以生成而没有性能的退化。具体地，当N＝63时，根据第一实施方式，可以生成针对次同步信号的最大441个序列。根据第二实方式，可以生成针对次同步信号的最大520个序列。根据第三实施方式，可以生成针对次同步信号的最大448个序列。

而且，根据现有技术，在特定的周期(10ms)内，长度都较短的2个序列被交替地映射到2个符号，如图2所示。相反地，根据本发明，映射能够通过只用1个符号来执行。因此，在特定周期内针对次同步信号的符号数目减小了，从而系统开销能够减小。另一方面，当如同现有技术那样在特定周期内通过使用2个符号来执行映射时，相同的同步信号被传送了2次，这样，同步信号更频繁地被检测到。因此，能够保证同步信号的更准确和更快的检测。

上文中已经参照附图描述了本发明的示例性实施方式。对于本领域技术人员来说显而易见的是，可以在不偏离本发明精神和范围的情况下对本发明作出各种修改和变型。因此，意欲使本发明涵盖在所附权利要求和它们的等价形式范围内所提供的本发明的修改和变型。

特别地，虽然对其中生成次同步信号(SSS)的实施方式进行了描述，但是本发明可以以其他具体形式而被广泛地应用到无线通信系统中的序列的生成(例如，RS(参考信号)序列或导频序列的生成、PRS(定位参考信号)序列的生成、针对控制区域的序列的生成、针对跳跃模式的序列的生成等)，并且然后可以被实践。

因此，本发明中公开的实施方式意欲说明本发明技术构思的范围，并且本发明技术构思的范围并不限于这些实施方式。本发明的保护范围应该基于所附权利要求书而被解释，并且其应该被解释为包括在权利要求的等同范围中的技术构思都被包括在本发明的恰当范围内。

相关申请的交叉引用

本申请根据35U.S.C.§119(a)要求2009年7月13日提交的、申请号为10-2009-0063719的韩国专利申请的权益和优先权，出于所有目的而通过引用将该申请合并到本文中，完全如同在本文中陈述一样。另外，基于与韩国专利申请同样的原因，本申请要求除美国以外的国家的优先权，并且出于所有目将其通过引用合并到本文中，完全如同在本文中陈述一样。

Claims (20)

1.一种用于生成在无线通信系统中使用的序列的方法，该方法包括：

根据依据要被分配的序列的长度所确定的m阶本原多项式来生成第一序列；

根据所述第一序列生成第二序列和第三序列；

通过将参考参数除以等于或小于2^m+1的数来确定商和余数；以及

根据所述商(Y)的计算值和所述余数(X)的计算值来选择性地循环移位所述第二序列和所述第三序列、根据选择性地循环移位的结果来选择性地执行模2运算、并且生成第四序列，

其中，所述参考参数包括下述各项中的至少一项：小区标识(ID)、小区群ID、用户设备(UE)ID、中继节点ID、协调多点(CoMP)ID、定位参考信号(PRS)ID、子帧号、时隙号、符号号、流ID和多媒体广播单频网络(MBSFN)区域ID，

其中，所述参考参数用于在多片无线通信系统信息之间进行区分，

其中，根据所述第一序列生成所述第二序列和所述第三序列包括：通过使用对所述第一序列进行采样来生成所述第二序列，和通过使用f＝1+2^m/2对所述第一序列进行采样来生成所述第三序列。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＜2^m-1并且Y＜2^m/2-1时，在所述第二序列由X循环移位并且所述第三序列由Y循环移位之后，对所述第一序列、循环移位后的第二序列和循环移位后的第三序列执行模2运算，并生成所述第四序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＜2^m-1并且Y＝2^m/2-1时，只在所述第二序列由X循环移位之后，只对所述第一序列和循环移位后的第二序列执行模2运算，并且生成所述第四序列。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＝2^m-1并且Y＜2^m/2-1时，只在所述第三序列由Y循环移位之后，只对所述第一序列和循环移位后的第三序列执行模2运算，并且生成所述第四序列。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＝2^m-1并且Y＝2^m/2-1时，所述第一序列被用作所述第四序列。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＝2^m并且Y＜2^m/2-1时，在所述第三序列由Y循环移位之后，只对所述第二序列和循环移位后的第三序列执行模2运算，并且生成所述第四序列。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述第四序列的生成中，当X＝2^m并且Y＝2^m/2-1时，所述第二序列被用作所述第四序列。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所生成的第四序列对应于大组的Kasami序列。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，对于作为要被分配的序列的长度N＝2^m-1而言，根据要被分配的序列的长度所确定的本原多项式与GF(2)上的多个m阶本原多项式中具有最小数目的项的任意多项式相对应，并且根据所述本原多项式所生成的第一序列对应于m-序列。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，根据所述第一序列生成所述第二序列和所述第三序列包括：

通过使用对所述第一序列进行采样来构建用于生成所述第二序列的第二多项式；

通过使用f＝1+2^m/2对所述第一序列进行采样来构建用于生成所述第三序列的第三多项式；以及

分别根据所述第二多项式和所述第三多项式来生成所述第二序列和所述第三序列。

11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第四序列被用于同步信号，并且，所述方法还包括：

将所生成的第四序列映射到N个子载波，该N个子载波通过从针对所述同步信号所分配的N＇个子载波中排除(N＇－N)个子载波而获得。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所生成的第四序列的长度为N，并且满足N＝2^m-1≤N′，其中m为整数。

13.一种用于在无线通信系统中生成序列的装置，该装置包括：

通过使用3个不同的多项式而被构建的第一线性反馈移位寄存器(LFSR)，第二LFSR和第三LFSR，并且每个LFSR都包括m个块；

用于基于通过使用参考参数而确定的2个因数来确定所述第二LFSR的输入初始值和所述第三LFSR的输出延迟值的控制器；以及

用于对从所述第一LFSR、所述第二LFSR和所述第三LFSR输出的第一输出序列、第二输出序列和第三输出序列执行模2运算并生成第四序列的模2运算单元，

其中，所述控制器用于：

在每个初始化周期，将固定的初始值输入给所述第一LFSR，并且生成所述第一输出序列；

将所述参考参数除以等于或小于2^m+1的数，并计算商(Y)和余数(X)；

在每个初始化周期，将不同的m比特初始值之一输入给所述第二LFSR，并且输入所计算的余数(X)的二进制值作为所述第二LFSR的初始值，并生成所述第二输出序列；以及

在每个初始化周期，将特定的初始值输入给所述第三LFSR，并接着由所计算的商(Y)来延迟从所述第三LFSR输出的序列，并生成所述第三输出序列，

其中，所述参考参数包括下述各项中的至少一项：小区标识(ID)、小区群ID、用户设备(UE)ID、中继节点ID、协调多点(CoMP)ID、定位参考信号(PRS)ID、子帧号、时隙号、符号号、流ID和多媒体广播单频网络(MBSFN)区域ID，

其中，所述参考参数用于在多片无线通信系统信息之间进行区分，

其中，通过使用对所述第一输出序列进行采样来生成所述第二输出序列，和通过使用f＝1+2^m/2对所述第一输出序列进行采样来生成所述第三输出序列。

14.根据权利要求13所述的装置，其中，所述第一LFSR通过使用根据所分配的序列的长度确定的m阶本原多项式来构建，并且所述第二LFSR和所述第三LFSR分别通过使用第二多项式和第三多项式来构建；

其中，所述第二多项式根据使用对根据所述本原多项式所生成的二进制序列进行采样而获得的序列来确定，并且所述第三多项式根据使用f＝1+2^m/2对根据所述本原多项式所生成的二进制序列进行采样而获得的序列来确定。

15.根据权利要求13所述的装置，其中，所述控制器用于：

在每个初始化周期，将固定的初始值输入给所述第一LFSR，并且生成所述第一输出序列；

将所述参考参数M除以等于或小于2^m+1的数，并计算商(Y)和余数(X)；

在每个初始化周期，将不同的m比特初始值之一输入给所述第二LFSR，并且输入所计算的商(Y)的二进制值作为所述第二LFSR的初始值，并生成所述第二输出序列；以及

在每个初始化周期，将特定的初始值输入给所述第三LFSR，并接着由所计算的余数(X)来延迟从所述第三LFSR输出的序列，并生成所述第三输出序列。

16.根据权利要求13所述的装置，其中，输入给所述第一LFSR的固定初始值对应于长度为m的<0,0,0,…,0,0,1>或<1,0,0,…,0,0,0>。

17.根据权利要求13所述的装置，其中，输入给所述第二LFSR的不同的m比特初始值是从<0,0,0,…,0,0,0>到<1,1,1,…,1,1,1>的总数为2m个并且长度都为m的不同的初始值之一。

18.根据权利要求13所述的装置，其中，输入给所述第三LFSR的特定初始值由所述第三输出序列的初始m比特以从最低有效位(LSB)到最高有效位(MSB)的次序来构建。

19.根据权利要求13所述的装置，其中，将所生成的第四序列映射到N个子载波，该N个子载波通过从针对同步信号所分配的N＇个子载波中排除(N＇－N)个子载波而获得。

20.根据权利要求19所述的装置，其中，所生成的第四序列的长度为N，并且满足N＝2^m-1≤N′，其中m为整数。