KR101037520B1

KR101037520B1 - 광대역 무선통신시스템에서 스크램블링 코드 생성 방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR101037520B1
Application number: KR1020080121495A
Authority: KR
Inventors: 윤성준; 서성진; 정명철
Original assignee: 주식회사 팬택
Priority date: 2008-12-02
Filing date: 2008-12-02
Publication date: 2011-05-26
Also published as: EP2359512A4; WO2010064852A3; US8345867B2; JP2012510754A; WO2010064852A2; CN102227888A; US20100135493A1; EP2359512A2; KR20100062730A; CN102227888B; JP5230820B2; EP2359512B1

Abstract

무선통신시스템에서 더 큰 사이즈의 서로 다른 스크램블링 코드들을 생성할 수 있는 스크램블링 코드 생성 방법 및 그 장치가 개시된다. 스크램블링 코드 생성장치는 병렬 구조로 된 3개 이상의 LFSR, 매 초기화 주기마다 m개의 블록으로 구성되는 각각의 LFSR로 초기값을 입력하는 복수의 초기값 맵퍼, 일부 LFSR 후단에 선택적으로 채용되는 N 지연 연산기, 각 LFSR의 초기값 혹은 지연값을 제어하여 이동국 및 셀 특화 식별정보를 배분함으로써 최종 생성되는 스크램블링 코드의 사이즈를 결정하는 제어기를 포함한다. LFSR이 3개인 경우, 제1 LFSR 내지 제3 LFSR의 출력이 비트 별로 더해져 스크램블링 코드가 형성되며, 매 초기화 주기마다, 제1 LFSR로는 고정된 하나의 초기값이 입력되고, 제2 LFSR로는 최대 m비트의 서로 다른 초기값이 입력되며, 제3 LFSR로는 특정된 하나의 초기값이 입력된 후 제3 LFSR로부터 출력되는 비트들을 대상으로 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값이 주어진다. 이 때, 제2 LFSR의 초기값과 제3 LFSR의 지연값은 특화 식별정보에 따라 배분된다. 혹은, 매 초기화 주기마다, 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값이 입력되고, 제2 LFSR 및 제3 LFSR 각각으로 최대 m비트의 서로 다른 초기값이 입력된다. 이 때, 제2 LFSR 및 제3 LFSR의 초기값은 특화 식별정보에 따라 배분된다.

스크램블링 코드, LFSR, 카사미 시퀀스

Description

광대역 무선통신시스템에서 스크램블링 코드 생성 방법 및 그 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR SCRAMBLING SEQUENCE GENERATION IN A BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선통신시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 광대역 무선통신시스템에서 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치에 관한 것이다.

스크램블링 코드(Scrambling code)는 무선통신시스템 내에서 이동국(UE: user equipment) 및 셀(기지국) 특화 식별정보를 구분하기 위하여 사용되는 것으로, 하향링크(downlink)에서는 기지국을 구분하고, 상향링크(uplink)에서는 이동국을 구분하는 것이 일반적이다. 이러한 스크램블링 코드는 각 이동국과 셀에서 다른 이동국 및 셀에 의한 간섭을 랜덤화하거나 완화해 주는 기능을 수행하며, 셀의 용량 증대를 위한 방법의 하나로도 사용될 수 있다.

3GPP LTE(Long Term Evolution) 시스템의 경우, 스크램블링 코드는 상향링크 와 하향링크의 각 물리채널(physical channel)과 물리신호(physical signal) 모두에 공통적으로 적용된다. 예컨대, 3GPP LTE 시스템의 상향링크 물리채널의 과정에서, 채널코딩을 거친 각 비트는 스크램블링 생성기에 의해 생성된 부호들과 비트 대 비트로 모듈러(modular) 2 연산을 통해 스크램블링 된다. 스크램블링 된 비트들은 모듈레이션 맵퍼(modulation mapper)로 입력되어 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation) 등과 같은 각 모듈레이션 방법에 의해 복소 심볼들(complex-valued symbols)로 맵핑 된다. 3GPP LTE 시스템의 하향링크 물리채널의 과정에서는, 상향링크와 마찬가지로 채널코딩을 거쳐 코드워드(code words) 형태로 입력되는 비트들이 스크램블링 된 후 모듈레이션 맵퍼(modulation mapper)로 입력된다.

일반적으로, 전술한 스크램블링 코드는 상관특성이 우수한 의사랜덤 부호(pseudo-random sequence)를 기반으로 생성한다. 대표적으로 알려진 의사랜덤 부호로는 m-시퀀스, GMW 시퀀스, Legendre 시퀀스 등이 있다. m-시퀀스의 경우 GF(2) 상의 m차 원시 다항식(primitive polynomial)으로 만들 수 있으며, 이는 하나의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 이용해 쉽게 구현할 수 있다.

m-시퀀스와 같은 의사랜덤 부호의 경우 최적의 주기적인 자기상관값(optimal periodic autocorrelations)을 가지나, 하나의 m-시퀀스 자체만으로는 사이즈(size)가 1이므로, 교차상관값(crosscorrelations)이 우수한(최대교차상관값이 낮고 교차상관값들의 종류가 적은) 복수의 서로 다른 랜덤 부호들을 요구하는 스크 램블링 코드로 이용되기에는 한계가 있으며, 보통 의사랜덤 부호들을 수학적으로 연계하여 사이즈가 M인 복수의 서로 다른 랜덤 부호들을 생성하여 스크램블링 코드로 사용하고 있다. 그 중 종래의 무선통신시스템에서 가장 널리 이용되고 있는 방법은 2개의 m-시퀀스를 수학적으로 연계하고, 그 결과로 생성되는 골드 시퀀스(gold sequence)를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법이다.

최근에는, 무선통신시스템의 발달에 따라 더 많은 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위하여 더 큰 사이즈의 서로 다른 스크램블링 코드 그룹이 요구되고 있다. 3세대 IMT-2000(International Mobile Telecommunications-2000)의 표준 중 가장 유력한 표준의 하나인 GSM(Global System for Mobile communication) 기반에서 발전된 3GPP WCDMA(3GPP Wideband CDMA) 시스템에서는, m=25인 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 25비트의 특화 식별정보를 구분하는 스크램블링 코드를 사용하고 있다.

이후, 3세대 WCDMA 방식에서 발전한 3.9G(Pre-4G) LTE 시스템의 경우, 초창기 표준화 과정에서 보다 넉넉한 정보 구분을 위해서 아주 큰 사이즈를 가지는 스크램블링 코드를 생성하는 방법이 제안된 바 있다. 하지만 제안된 스크램블링 코드로서 m=40 혹은 m=50 이상인 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 40~50비트 이상의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 방법의 경우, 직렬로 구성되는 많은 수의 LFSR 내 블록(block or box)으로 인해 하드웨어 복잡도(hardware complexity)가 아주 커지는 단점이 있다.

이를 감안하여 3GPP LTE의 물리계층 부분 초기표준(TS36.211-8.1.0)에서는 하드웨어 복잡도를 줄이기 위해 계산에 의해 꼭 필요한 이동국 및 셀 특화 식별정보를 33비트로 한정하고, 이를 m=33인 경우의 골드 시퀀스를 통해 생성된 스크램블링 코드로 구분하기로 합의하였다. 그러나 m=33인 경우 역시 하드웨어의 32비트 구조(HW based on the 32bit architecture)를 고려할 경우 여전히 하드웨어 복잡도 측면에서 큰 단점이 있음으로 인해, m=32 이하의 골드 시퀀스를 고려하게 되었으며, m=32의 경우 m이 4의 배수이므로 골드 시퀀스가 존재하지 않기에, m=31인 경우의 골드 시퀀스를 통해 생성된 스크램블링 코드로 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기로 최종 결정되었다(TS36.211-8.3.0).

즉, 보다 많은 정보 구분을 위하여 큰 사이즈를 가지는 스크램블링 코드들의 집합이 요구되나, 현 시스템에서는 하드웨어 복잡도를 고려하여 최소한의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 것으로 표준이 결정되었으며, 이를 위해 m=31의 경우의 골드 시퀀스를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법이 채택되었다. 하지만 주파수 대역이 광대역화 되고, 피코 셀(Pico Cell) 또는 펨토 셀(Femto Cell)과 같이 셀 반경이 작아지면서 보다 많은 수의 서로 다른 스크램블링 코드들이 필요하게 되는 4세대 IMT-Advanced와 같은 차세대 광대역 무선통신시스템에서는, 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위해 필요한 종래의 제한적인 비트 수가 필수적으로 늘어날 수 밖에 없으며, 이를 위해서는 종래의 방법으로는 하드웨어의 32비트 구조를 감안하는 것을 포기하고 하드웨어 복잡도를 감수한 채 m이 보다 큰 경우의 골드 시퀀스를 고려할 수 밖에 없다.

결론적으로, 스크램블링 코드의 성능에 영향을 미치는 3가지 요소, 사이 즈(size), 최대교차상관값(maximum cross-correlation value), 주기(period))를 고려할 때, 종래 무선통신시스템에서 스크램블링 코드의 주기(길이)는 m=31인 경우의 골드 시퀀스만으로도 충분하다고 볼 수 있으므로, 본 발명에서는, 최대교차상관값은 최대한 낮추거나 유지하면서 사이즈는 최대한 크게 할 수 있는 기술을 제안하고자 한다.

따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 광대역 무선통신시스템에서 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하기 위해 사용되는 서로 다른 스크램블링 코드를 더 큰 사이즈(size)로 생성할 수 있는 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치를 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는, 최대교차상관값(max. cross-correlation value)은 최대한 낮추거나 유지하면서, 사이즈(size)는 최대한 크게 할 수 있는 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치를 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는, 하드웨어의 32비트 구조를 고려하여 각각이 서로 독립적으로 동작하는 LFSR들을 대상으로 3개 이상의 병렬 구조를 채용함으로써, 하드웨어 복잡도와 연산처리 속도를 유지하면서 사이즈는 최대한 크게 할 수 있는 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치를 제공하는 것이다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 방법은, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서, 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제3 LFSR로 특정된 하나의 초기값을 입력한 후, 주어지는 지연값으로 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스를 지연하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 방법은, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 방법에 있어서, 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 방법은, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서, 매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값을 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 입력시켜 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 매 초기화 주기마다 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 m 개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 입력시켜 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 m개의 블록을 가지는 하나 이상의 제3 LFSR을 이용해 상기 제1 출력 시퀀스 및 상기 제2 출력 시퀀스와 같은 주기로 하나 이상의 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함한다.

한편 본 발명의 일 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, 각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 내지 제3 LFSR; 매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼; 상기 매 초기화 주기마다 상기 제3 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제3 초기값 맵퍼; 및 상기 제3 초기값 맵퍼로부터 초기값을 입력 받는 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스들을 주어지는 지연값 N에 대해 N 클럭(Clock)만큼 지연하는 N 지연 연산기를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, 각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 내지 제3 LFSR; 매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼; 상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼; 및 상기 매 초기화 주기마다 상기 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제3 초기값 맵퍼를 포함한다.

본 발명의 또 다른 측면에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서, 매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값을 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 입력시켜 제1 출력 시퀀스를 생성하는 전단 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 모듈; 상기 매 초기화 주기마다 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 입력시켜 제2 출력 시퀀스를 생성하는 중간 LFSR 모듈; 및 m개의 블록을 가지는 제3 LFSR을 이용해 상기 제1 출력 시퀀스 및 상기 제2 출력 시퀀스와 같은 주기로 제3 출력 시퀀스를 생성하는 하나 이상의 후단 LFSR 모듈을 포함한다.

상기한 바와 같이 이루어진 본 발명에 따른 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치는, 큰 사이즈 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence) 등을 이용하여 병렬 구조로 된 3단 이상의 LFSR를 채용하고, 이동국 및 셀 특화 식별정보를 배분하도록 초기화 및 지연 방식을 제어하여, 더 큰 사이즈의 스크램블링 코드를 발생시킬 수 있고, m이 40 혹은 50이상인 LFSR 2개로 작용하는 시스템과 비교해 하드웨어 복잡도가 더 낮으며, 연산속도가 더 빠른 시스템을 구현할 수 있다.

또한 종래 골드 시퀀스 방법을 이용할 경우 약 31 비트의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 스크램블링 코드로 구분할 수 있는데 비해, 본 발명에 따른 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치는, 최대 약 48 비트의 서로 다른 스크램블링 코드를 스크램블링 코드에 의한 성능에 절대적인 영향을 미치는 최대교차상관값의 열화 없이 구현할 수 있다.

또한 본 발명에 따른 스크램블링 코드 생성 방법 및 그를 이용한 스크램블링 코드 생성 장치는, 주파수 대역은 광대역화 되고, 피코 셀 또는 펨토 셀과 같이 셀 반경은 작아지면서 보다 많은 수의 서로 다른 스크램블링 코드들이 필요하게 되는 4세대 IMT-Advanced와 같은 차세대 광대역 무선통신시스템에서 충분한 이동국 및 셀 특화 구분정보 비트 수를 제공하는 스크램블링 코드를 성능 저하 없이 생성할 수 있는 이득이 있다.

본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기 전에, 본 발명의 실시예에 따른 구성 및 효과를 보다 명확하게 하기 위하여, 본 발명의 실시예와 대비 가능한 골드 시퀀스 방법에 관하여 먼저 설명하기로 한다.

전술한 바와 같이, m-시퀀스의 경우 GF(2) 상의 m차 원시 다항식(primitive polynomial)으로 만들 수 있으며, 이는 하나의 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 이용해 쉽게 구현할 수 있다.

하나의 LFSR a를 통하여 생성되는 m-시퀀스

는 수학식 1의 원시 다항식에 의하여 생성된다.

동일한 방법으로 LFSR b를 통하여 생성되는

와는 다른 m-시퀀스

는 수학식 2의 원시 다항식에 의해 생성된다.

예를 들면, m=5인 경우 총 6개의 원시 다항식이 존재하며, 그 중 2개의 원시 다항식으로

과

을 각각 선택하고, LFSR a와 LFSR b를 상기 2개의 원시 다항식을 이용하여 구현하면, 길이

인 2개의 서로 다른 m-시퀀스

(0000100101100111110001101110101)와

(0001010110100001100100111110111)을 각각 생성할 수가 있다.

골드 시퀀스는 임의의 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair)으로부터 생성된다. 여기서 시퀀스

를 주기

을 가지는 임의의 m-시퀀스라고 할 때, m이 2의 거듭제곱 꼴이 아닌 경우에 대해서, 시퀀스

가

가 홀수인 임의의 k에 대하여 샘플러

이나

을 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스일 경우, 주기

을 가지는 두 개의 m-시퀀스

와

는 3가지 값(three valued)의 교차상관값(cross-correlation)을 가지며, 이 때 시퀀스

와

를 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair of m-sequence)이라고 한다. 4의 배수가 아닌 모든 m에 대하여 샘플러

일 경우 m-시퀀스의 우선되는 쌍이 항상 존재하게 된다.

m-시퀀스의 우선되는 쌍

와

에 대하여, 골드 시퀀스

는 다음과 같은 수학식으로 표현된다.

여기서

는 지연 연산(Shift Operator)을

는 모듈러(Modular) 2 연산을 의미한다.

는 주기

를 가지는

개의 서로 다른 시퀀스를 포함한다. 이 때 M을 보통 시퀀스 집합의 사이즈라고 부른다.

는 다항식(polynomial)

로 생성 될 수 있으며,

와

는 상기 수학식 1과 수학식 2에서 표현된 것과 같이 각각 m-시퀀스

와

를 생성하는 원시 다항식에 해당된다.

따라서, 골드 시퀀스

는 우선 임의의 m에 대하여 가장 간단한(다항식의 항의 개수가 가장 적은) 원시 다항식

로부터 m-시퀀스

를 생성하고, 샘플러

로 시퀀스

를 샘플러 하여 두 시퀀스

와

가 m-시퀀스의 우선되는 쌍(preferred pair of m-sequence)이 되도록 원시 다항식

를 가지는 m-시퀀스

를 생성하여, 상기 수학식 3과 같은 방법으로 생성할 수 있다.

이것은 2개의 LFSR을 가지는 장치로 구현할 수 있다. 즉, LFSR a와 LFSR b는 m-시퀀스

와

를 생성하는 장치이며, 모듈러 2 연산기를 통하여 비트 대 비트로 합해지게 된다. 이 때 상기 수학식 3에서 보는 것과 같이 결정적으로 서로 다른 골드 시퀀스를 생성하게 하는 것은 고정된 시퀀스

에 시퀀스

를

만큼 순환(shift)시킨 시퀀스를 모듈러 2 연산으로 비트 대 비트로 더해주는 것인데, 이는 시퀀스

를 이루는 LFSR의 각 블록의 초기화 값은 고정시키며, 시퀀스

를 이루는 LFSR의 각 블록의 초기화 값은 변화시켜 줌으로서 구현할 수 있다. 예로써, 상기에서 예로 든

=(0001010110100001100100111110111)는

로 생성된 시퀀스이며 LFSR의 각 블록의 초기값을 00010으로 줌으로써 생성할 수 있다. 마찬가지로

는 초기값을 00101,

는 01010,

는 10101로 함으로써 생성할 수 있으며, 이런 식으로

에서

는 초기값을 00001에서 11111까지 31개의 값 중 하나로 준 경우와 일대 일 대응을 이루게 된다.

3GPP LTE 시스템에서 이러한 골드 시퀀스 방법을 이용해 스크램블링 코드를 생성하는 과정을 설명하면 다음과 같다. 골드 시퀀스

는 다음과 같이 구현된다. 먼저

에 대해서 m-시퀀스

를 69,273,666개의 원시 다항식 중 가장 간 단한 원시 다항식의 하나인

로 생성한다. 또한, 샘플러

으로 시퀀스

를 샘플러 하여 시퀀스

와 우선되는 쌍이 되도록 원시 다항식

를 가지는 m-시퀀스

를 생성한다. 이 때 m-시퀀스

의 초기값(initial value)은 <0,0,0,…,0,0,1>을 고정적으로 대입하며, m-시퀀스

의 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>부터 <1,1,1,…,1,1,1>까지 31비트로 이루어진 특정 값을 대입한다. 즉 m-시퀀스

의 31비트에 해당하는 특정 초기값으로부터 모듈러 2 연산기를 거쳐 생성되는 골드 시퀀스

는

개의 서로 다른 스크램블링 코드를 생성하게 되며, 이는 31비트에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 데 사용된다.

여기서 3GPP LTE 시스템의 표준에 의하면, 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는데 사용되는 31비트의 정보로는 각 물리채널과 물리신호 별로 다음의 표 1과 같다.

물리채널(Physical Channel)	LFSR b의 초기화 값
PDSCH	Cell_ID + Subframe_Num·2⁹+ Stream_ID·2¹³ + UE_ID·2¹⁴
PMCH	MBSFN_Area_ID + Subframe_Num·2⁹
PDCCH	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹
PCFICH	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹
PHICH	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹
PBCH	Cell_ID
PUCCH	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹ + UE_ID2·¹⁴
PUSCH	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹ + UE_ID·2¹⁴
물리신호(Physical Signal)	LFSR b의 초기화 값
Cell Specific RS	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹ + OFDM_Symbol_Num·2¹³
MBSFN RS	MBSFN_Area_ID + Subframe_Num·2⁹ + OFDM_Symbol_Num·2¹³
UE Specific RS	Cell_ID+ Subframe_Num·2⁹+ UE_ID·2¹³

표 1에서 보는 바와 같이, 2³¹개의 스크램블링 코드에 의해서 구분되는 최대 31비트의 이동국 및 셀 특화 식별정보로는 이동국 아이디(16bit), 셀 아이디(9bit), 서브프레임 넘버, 스트림 아이디, MBSFN 영역 아이디, OFDM 심볼 넘버 등이 있으며, 이는 각 물리채널과 물리신호 별로 약간씩 차이가 있으나, 모든 물리채널 및 물리신호에게 동일한 방식으로 적용된다.

전술한 바와 같이, 골드 시퀀스 방법을 이용할 경우, m개의 블록(block or box)을 가지는 2개의 LFSR(m차의 원시 다항식을 가지는 m-시퀀스 2개로 이루어지는 LFSR)로

(약 m비트)개의 서로 다른 스크램블링 코드를 생성할 수 있으며, 이 주기(길이)가

인 스크램블링 코드들 간의 최대교차상관값(maximum cross-correlation value)은

가 된다.

최대교차상관값은 최대한 낮추거나 유지하면서, 서로 다른 스크램블링 코드들의 사이즈는 최대한 크게 하기 위해서는, 우선 골드 시퀀스 방법과 같이 2개의 LFSR을 사용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법을 고려해 볼 수 있을 것이다. 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence)나 듀얼-비씨에이치 시퀀스(Dual-BCH sequence or Double-error-correcting BCH code), 카사미 시퀀스(Small sets of Kasami sequence) 등이 그 예이다. 하지만, 이러한 방법들은 골드 시퀀스와 비교 시 시퀀스의 사이즈와 최대교차상관값이 둘 다 거의 동일하거나 혹은 최대교차상관값은 더 낮은 값을 갖지만 시퀀스의 사이즈 역시 더 작아서, 골드 시퀀스 방법에 비해 시스템이 원하는 방향에서 더 큰 장점이 없다.

이에 본 발명의 바람직한 실시예에서는 3개 이상의 LFSR을 사용하고, 이동국 및 셀 특화 식별정보에 따라 초기값 및 지연값을 배분하여 최대교차상관값은 그대로 유지하면서 보다 큰 사이즈로 스크램블링 코드를 생성할 수 있는 방법 및 그 장치를 제안하고자 한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 일반적인 카사미 시퀀스(Small sets of Kasami sequence)에서 발전된 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence), 듀얼-비씨에이치 시퀀스(Dual-BCH sequence or Double-error-correcting BCH code)에서 발전한 t개의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code) 혹은 확장된 버전의 골드 시퀀스나 카사미 시퀀스(Modified(or Extended) Gold or Kasami sequences) 등이 적용된다.

이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치에 대하여 첨부된 도 1 내지 도 3을 참조하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도로서, 큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용하여 스크램블링 코드를 생성하는 장치를 도시한 것이다. 큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스를 이용한 방법의 경우, 골드 시퀀스 방법과 비교 시 최대교차상관값은 동일하면서 매우 큰 사이즈를 갖는 스크램블링 코드를 생성할 수가 있다.

큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스는 다항식(polynomial)

로부터 생성될 수 있다.

와

,

는 각각 시퀀스

와

,

를 생성하는 다항식(polynomial)으로, 수학식 4와 같이 표현된다.

여기서,

는 m-시퀀스

를 생성하는 원시 다항식에 해당되며, 시퀀스

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스, 시퀀 스

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스이다. 이 때, 큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스

는 다음과 같은 수학식 5로 표현된다.

여기서,

는 골드 시퀀스,

는 골드 시퀀스를 변형한 골드-라이크 시퀀스(Gold-like sequence),

는

를 샘플러

로 샘플링 한 시퀀스이며,

는 지연 연산(shift operator),

는 모듈러(modular) 2 연산을 의미한다.

는 주기

를 가지며,

(예컨대, m=30)인 경우

개,

(예컨대, m=32)인 경우

개의 서로 다른 시퀀스를 포함한다. 이 때, 스크램블링 코드의 성능에 절대적인 영향을 미치는 스크램블링 코드들 간의 최대교차상관값(maximum cross-correlation value)은

가 되며, 이 값은 전술한 골드 시퀀스 방법에 의한 값과 동일한 것이다.

큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스를 이루는 스크램블링 코드는, 3단의 LFSR들을 병렬 구조로 연결하고, 이동국 및 셀 특화 구분정보를 일부 LFSR에 초기값 및 지연값으로 배분하는 장치를 통해 구현할 수 있다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 무선통신시스템, 특히 보다 큰 사이즈의 서로 다른 스크램블링 코드들을 필요로 하는 차세대 광대역 무선통신시스템에 적용 가능한 것으로, 제1 초기값 맵퍼(Initial value Mapper)(112)와 연결된 LFSR(Linear Feedback Shift Register) a(110), 제2 초기값 맵퍼(122)와 연결된 LFSR b(120), 제3 초기값 맵퍼(132) 및 N 지연 연산기(N Delay Operator)(136)와 연동하는 LFSR c(130), 모듈러 2 연산기(Modular 2 Operator)(140), 제어기(Controller)(142)를 포함한다.

LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130)는 시퀀스

와

,

를 생성하는 장치로서 각각이 m개의 블록을 가지며, LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130)로부터 출력되는 시퀀스

와

,

는 모듈러 2 연산기(140)를 통하여 비트 대 비트로 합해지면서 스크램블링 코드(Scrambling code)를 생성하게 된다. 수학식 4의 다항식

와

,

는 각각 LFSR a(110)와 LFSR b(120), LFSR c(130)로 표현될 수 있다. 각각의 다항식에서

항들 앞의 계수(coefficient)

들은 1 혹은 0이며, 각 LFSR(110, 120, 130) 내 블록과 매칭되는 계수가 1일 경우 해당 블록은 각 LFSR(110, 120, 130) 내에 있는 모듈러 2 연산기(114, 124, 134)에 연결되며, 0일 경우 연결되지 않는다. 각각의 LFSR(110, 120, 130)에 구비된 모듈러 2 연산기(114, 124, 134)는 자신과 연결되어 있는 LFSR(110, 120, 130) 내 블록의 상태 값(state value)들 모두를 매 클럭(clock)마다 모듈러 2 연산으로 더해 준 다음, 그 값을 각각의 LFSR(110, 120, 130)의 가장 첫 번째 블록으로 피드백(feedback)해주게 된다.

여기서,

는 전술한 바와 같이 m-시퀀스

를 생성하는 원시 다항식에 해당되며, 다항식

를 가지는

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스, 다항식

를 가지는

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스이다.

로는 m-시퀀스

를 생성하는 원시 다항식 중 동작의 편의를 위해 가장 다항식의 항의 개수가 적은 다항식을 선택할 수 있다. 예를 들어

인 경우, 총 17,820,000개의 원시 다항식이 존재하며, 이 중 5개의 항으로 이루어진

,

등이 LFSR a(110)을 위한

로 선택될 수 있다.

인 경우, 총 67,108,864개의 원시 다항식이 존재하며, 이 중 5개의 항으로 이루어진

,

등이 역시 LFSR a(110)을 위한

로 선택될 수 있다.

이러한 방법으로 구하여진 다항식

와

,

로 각각 LFSR a(110)와 LFSR b(120), LFSR c(130)를 구현할 수 있으나, 궁극적으로 시스템이 원하는 서로 다른 스크램블링 코드를 생성케 하는 것은, 수학식 5에서 표현되어지는 대로 골드 시퀀스

나 골드-라이크 시퀀스

에 시퀀스

를

만큼 순환(shift)시킨 시퀀스를 모듈러 2 연산으로 비트 대 비트로 더해주는 것이다. 이는 LFSR a(110)의 각 블록에 초기값을 매핑시켜주는 제1 초기값 맵퍼(112)의 초기값은 매번 똑같은 값으로 고정시키고, LFSR b(120)의 각 블록에 초기값을 매핑시켜 주는 제2 초기값 맵퍼(122)의 초기값은 m비트(bit)의 서로 다른 값으로 변화시켜 주며, LFSR c(130)의 각 블록에 초기값을 매핑시켜 주는 제3 초기값 맵퍼(130)의 초기값은 매번 똑같은 값으로 고정시키지만, N 지연 연산기(136)를 통해서 약 (m/2)비트의 서로 다른 값을 변화시켜 대입해주는 방법으로 구현할 수 있다.

따라서, 제1 초기값 맵퍼(112)는 매 초기화 주기마다 LFSR a(110)로 고정된 하나의 초기값을 입력하고, 제2 초기값 맵퍼(122)는 매 초기화 주기마다 LFSR b(120)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력한다. 또한 제3 초기값 맵퍼(132)가 매 초기화 주기마다 LFSR c(130)로 고정된 하나의 초기값을 입력하면, N 지연 연산기(136)가 제3 초기값 맵퍼(132)로부터 초기값을 입력 받는 LFSR c(130)로부터 출력되는 비트들을 수신하여 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값을 주게 된다.

이 때, 제어기(142)는 특화 식별정보를 근거로, 제2 초기값 맵퍼(122)를 제어하여 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 배분하고, N 지연 연산기(136)를 제어하여 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값을 배분하는 기능을 한다. 즉, 제어기(142)는 LFSR b(120)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분하고, LFSR c(130)에서 출력되는 시퀀스들을 대상으로 주어지는 지연값들은 해당 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m/2비트 사이인 나머지 정보를 근거로 배분한다.

인 경우와

경우를 예로 들어 보다 구체적인 동작을 설명하면 다음과 같다.

우선 m=30인 경우, 상기에서 언급한 대로, m=30인 경우의 총 17,820,000개의 원시 다항식 중 다항식의 항의 개수가 적은 다항식 하나를 선택한다.

이 그 한 예이다. 이 원시 다항식을

로 하고,

에 의해 시퀀스

를 생성하는 LFSR a(110)을 구현하며, 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 다항식

로 표현되는 시퀀스

로 LFSR b(120)을 구현한다. 아울러 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 다항식

로 표현되는 시퀀스

로 LFSR c(130)을 구현한다. 각각의 LFSR(110, 120, 130) 내에 위치하는 모듈러 2 연산기(114, 124, 134)는 매 클럭마다 자신과 연결된 각 블록의 상태 값(state value)들 모두를 모듈러 2 연산해 준 다음, 그 값을 각각의 LFSR(110, 120, 130)의 가장 첫 번째 블록(MSB)으로 피드백(feedback)해 준다. 매 클럭마다 각각의 LFSR(110, 120, 130)의 가장 마지막 블록(LSB)에서 나온 값

와

,

는 모듈러 2 연산기(140)를 통해 비트 대 비트로 더해지게 되며, 모듈러 2 연산기(140)를 통해 나온 각각의 값들을 나열한 것이 하나의 스크램블링 코드에 해당된다.

m=32인 경우도 마찬가지로,

등 총 67,108,864개의 원시다항식 중 다항식의 항의 개수가 적은 다항식 하나를

로 선택하면 되고, 다항식

로 표현되는 시퀀스

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스, 다항식

로 표현되는 시퀀스

는 샘플러

를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스인 점을 제외하면 나머지 동작은 m=30인 경우와 모두 동일하다.

이 때, 각 LFSR(110, 120, 130)로 초기값이 입력되는 매 초기화 주기는 상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로 조금씩 다르며, 각각 서브프레임(sub frame) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 등이 될 수 있다.

매 초기화 주기마다 각 LFSR(110, 120, 130) 내 블록들의 상태 값(state value)을 초기화해 주는 초기값 맵퍼(Initial value Mapper)(112, 122, 132)는 그 매핑시켜 주는 초기화 값으로 다음과 같은 값을 가진다. 우선 LFSR a(110)을 위한 제1 초기값 맵퍼(112)는 특정 고정된 값을 매 초기화 주기마다 매핑시킨다. 그 값의 예는 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>이다. LFSR b(120)을 위한 제2 초기화 맵퍼(122)는 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 총 30비트(m=32인 경우 32비트)에 해당하는 다양한 초기화 값을 매 초기화 주기마다 매핑시킨다. 이 때, 30bit에 해당하는 총

개(m=32인 경우

개)의 초기화 값 중 어떤 초기화 값을 매핑시켜 줄 것인지는 제어기(Controller)(142)에 의하여 결정된다.

궁극적으로, 골드 시퀀스보다 더 큰 사이즈의 스크램블링 코드를 생성하게 하는 가장 주요한 요소는, 다항식

로 표현되는 시퀀스

로 구현되는 LFSR c(130)와 병렬 구조, 그를 이용한 제어 방식 등이라고 볼 수 있으며, 이를 통해 총 (m/2)=15비트(m=32인 경우 16비트)의 서로 다른 이동국 및 셀 특화 식별정보를 더 구분할 수 있다.

이는 LFSR b(120)에서와 마찬가지로 제3 초기값 맵퍼(132)를 통하여 LFSR c(130)의 각 블록의 초기화 값으로 (m/2)=15비트(m=32인 경우 16비트)의 다양한 값을 매핑시켜 줌으로서 구현할 수도 있겠으나, 총 가능한 m=30비트(혹은 32비트) 중 (m/2)=15비트(m=32인 경우 16비트)만이 초기화 값으로 사용되며, 이를 선택적으로 대입시켜주기 위해서는, 길이가 30비트(혹은 32비트)인

(m=32일 경우

)개의 모든 초기화 값을 메모리에 저장하고 매 초기화 주기마다 메모리에서 그 값들 중 특정된 하나를 읽어내야 하는 작업이 필요하므로, 물리적으로 힘든 작업이며 상당한 시스템 속도 저하를 가져오게 된다.

이를 극복하는 방안으로서, 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 것은 LFSR a(110)에서와 마찬가지로 LFSR c(130)을 위한 제3 초기값 맵퍼(132)는 특정 고정된 값을 매 초기화 주기마다 매핑시키며, 대신에 N 지연 연산기(136)을 통하여 약 (m/2)=15bit (m=32인 경우 16bit)개의 서로 다른 값을 변화시켜 대입해주는 방법을 사용하는 것이다. 이 때, 제3 초기값 맵퍼(132)에 적용되는 고정된 초기화 값은 샘플러

(m=32인 경우

)를 가지고 시퀀스

로부터 샘플링 된 시퀀스

의 초기 30비트(m=32인 경우 32비트)값이다. 이 30bit(m=32인 경우 32bit)의 초기값을 통하여 생성되는 시퀀스는 자명하게 시퀀스

에 해당된다.

이 때 시퀀스

자체를 저장하고 그 시프트(shift)된 값을 사용할 수도 있으나 그 길이가 m=30인 경우만 해도

이며 100M바이트(Byte)를 넘어서는 길이이므로 메모리에 저장해서 쓰기에는 물리적으로 큰 한계가 있으며, 따라서 단지 30bit(m=32인 경우 32bit)의 초기값만으로 다시 생성하는 것이다. 이렇게 생성된 시퀀스

를 N 지연 연산기(136)를 통하여 N 클럭 만큼 지연시켜서 모듈러 2 연산기(140)에 입력시킬 경우, 이는 수식적으로

로 표현될 수 있으며, 이 를 통해 상기 수학식 5에서와 같은 큰 사이즈의 집합을 갖 카사미 시퀀스

를 구현할 수 있게 된다. 이 때 N의 최대값은

(m=32일 경우

) 클럭이며, 현재의 하드웨어 속도를 고려 시 매 초기화 주기에 비해 상당히 낮은 시간이며, 매 초기화 직전에 LFSR c(130)만 미리 동작을 하게 할 경우, 실질적으로는 매 초기화 시작점에서는 지연(Delay)이 없는 것처럼 3개의 LFSR(110, 120, 130)에서 나오는 값을 동시에 사용할 수 있으므로, 상기에서 언급한 초기화 값들을 메모리에 저장하여 매 초기화 주기마다 하나씩 읽어내는 방법보다 하드웨어 복잡도나 연산속도에서 더 큰 이득이 있다.

따라서, LFSR b(120)의 제2 초기값 맵퍼(122)를 통하여 30비트(m=32인 경우 32비트), LFSR c(130)의 N 지연 연산기(136)을 통하여 15비트(m=32인 경우 16비트)등 총 45비트(m=32인 경우 총 48비트)의 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 도 1과 같은 장치에 의해 생성된

(m=32인 경우

)개의 스크램블링 코드를 통하여 구분할 수 있다. 이 때, 최대 45비트(m=32인 경우 총 48비트)에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 받아서 그 정보 값을 제2 초기값 맵퍼(122)와 N 지연 연산기(136)에 배분하여 입력하는 작업은 제어기(Controller)(142)를 통해서 수행된다.

여기서, LFSR b(120)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원 소(element)로 갖는 집합을 A라고 할 때, LFSR b(120)로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나로 결정된다. 또한, 지연값 N은 LFSR c(130)로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M`≤2^m/2인 M`에 대하여 0에서 M`-1까지 총 M`개의 서로 다른 지연값들 중 하나로 결정된다.

이동국 및 셀 특화 식별정보로는, 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM 심볼 넘버(Orthogonal Frequency Division Multiplexing symbol number) 등이 있으며, 종래 3GPP LTE에서 16비트로 구분되는 이동국 아이디(UE ID)와 9비트로 구분되는 셀 아이디(Cell ID)의 경우 시스템이 진화함에 따라 더 늘어날 것이다.

구체적으로, 제어기(Controller)(142)를 통하여 이동국 및 셀 특화 식별정보를 배분하는 기본적인 원칙은 다음과 같다. 먼저 30비트(m=32인 경우 32비트) 이내에 해당되는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 LFSR b(120)와 연결된 제2 초기값 맵퍼(122)의 다양한 초기값으로 입력시켜 구분한다. 그리고 나머지 남은 15비트(m=32인 경우 16비트) 이내의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 N 지연 연산기(136)를 통하여 지연값으로 입력시켜 구분한다. 구체적인 몇가지 예를 들면 다음의 표 2와 같다.

실시예 (Case)	초기값 맵퍼(122) (최대 32bit 가능)	N 지연 연산기(136) (최대 16bit 가능)
1	UE ID(16bit 이상), Cell ID(9bit 이상)	other than UE ID and Cell ID
2	other than Cell ID	Cell ID (9bit이상)
3	UE ID(16bit 이상)	other than UE ID

표 2와 같은 방식 이외에도 제어기(Controller)(142)를 통하여 제2 초기값 맵퍼(122)와 N 지연 연산기(136)에 입력되는 이동국 및 셀 특화 식별정보의 배분 방식은 전술한 기본적인 원칙 하에 다양하게 적용될 수 있다. 단, 보다 빠른 시스템의 동작을 위해서는, 표 2의 첫 번째 실시예(Case 1)와 같이 상향링크(Uplink)와 하향링크(Downlink)의 각 물리채널(Physical Channel)과 물리신호(Physical Signal) 모두에 공통적으로 적용되는 정보를 우선으로 하여 먼저 최대한 30bit(m=32인 경우 32bit)에 근접한 양의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 LFSR b(120)를 위한 제2 초기값 맵퍼(122)의 초기값으로 입력시켜 구분하고, 남는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 N 지연 연산기(136)를 통하여 지연값으로 입력시켜 구분하는 것이 지연 값 N의 최대값을 줄일 수 있기에 유리하다.

또한 서브프레임 넘버나 OFDM 심볼 넘버 등 시스템이 미리 예측 가능한 값들의 경우 N 지연 연산기(136)를 통하여 지연값으로 입력시켜 구분할 경우, 매 초기화 주기 직전에 LFSR c(130)만 미리 동작을 하여 N 지연 연산기(136)의 지연을 어느 정도 수행하게 할 수 있으며, 실질적으로는 매 초기화 시작점에서는 지연(Delay)이 없는 것처럼 3개의 LFSR(110, 120, 130)에서 나오는 값을 동시에 사용할 수 있게 되므로, 더욱 빠른 시스템의 동작이 가능하다.

이와 같이, 도 1에 따르면, 일반적인 카사미 시퀀스(Small sets of Kasami sequence)에서 발전된 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용하여 3개의 LFSR(110, 120, 130)로 스크램블링 코드를 발생시키는 장치 및 방법, 그리고 초기화 및 지연 방법을 통해 이동국 및 셀 특화 식별정보를 배분하는 방식을 구현할 수 있다.

도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도이다. 도 1에서 언급한 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용한 방법 이외에, 3개의 LFSR(210, 220, 230)을 사용하여 스크램블링 코드를 생성하는 방법으로는, 더블 오류정정 비씨에이치 시퀀스(Double-error-correcting BCH code)에서 발전한 t개(t는 3 이상의 자연수)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code)(t=3일 경우 triple-error-correcting BCH code), 혹은 확장된 버전의 골드 시퀀스나 카사미 시퀀스(Modified(or Extended) Gold or Kasami sequences) 등을 이용하는 방법이 있다.

도 2는 t개(t=3)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code) 혹은 확장된 버전의 골드 시퀀스나 카사미 시퀀스(Modified(or Extended) Gold or Kasami sequences) 등을 이용하여 스크램블링 코드를 발생시키는 장치를 도시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 각각의 m개의 블록과 모듈러 2 연산기(214, 224, 234)를 갖는 3개의 LFSR(210, 220, 230), 각 LFSR(210, 220, 230)로 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼 내지 제3 초기값 맵퍼(212, 222, 232), 모듈러 2 연산기(250)와 제어기(252)를 포함한다. 도 2에서, 각 구성요소의 구성 및 동작은 다음의 2가지 사항을 제외하고는, 도 1과 거의 동일하다.

먼저, LFSR a(210)과 LFSR b(220), LFSR c(230)를 구현하기 위한 다항식

와

,

는 t개(t=3)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code), 혹은 확장된 버전의 골드 시퀀스나 카사미 시퀀스(Modified(or Extended) Gold or Kasami sequences) 등의 시퀀스 중 어느 것에 의해 생성되는지에 따라 결정되며, 이러한 점에서, 큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)에 따라 다항식

와

,

가 결정되는 도 1의 장치와는 다르다.

또한, 도 1에서의 제어기(Controller)(142)는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 받아서 그 정보 값을 제2 초기값 맵퍼(122)와 N 지연 연산기(136)에 배분하여 입력하는데 반해, 도 2의 제어기(Controller)(252)는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 받아서 그 정보 값을 LFSR a(210)를 위한 제1 초기값 맵퍼(212)를 제외한 모든 다른 LFSR(220, 230)들의 초기값 맵퍼(222, 232)에 배분하여 입력한다. 초기값 맵퍼(222, 232) 역시 LFSR a(210)를 위한 제1 초기값 맵퍼(212)를 제외하고는 고정된 값을 사용하는 것이 아니라 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 총 m비트에 해당하는 다양한 초기화 값을 매 초기화 주기마다 매핑시킨다.

각각이 m개의 블록을 가지는 LFSR a(210), LFSR b(220), LFSR c(230) 각각을 대상으로, 제1 초기값 맵퍼(212)는 매 초기화 주기마다 LFSR a(210)로 고정된 하나의 초기값을 입력하고, 제2 초기값 맵퍼(222)는 매 초기화 주기마다 LFSR b(220)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력하며, 제3 초기값 맵퍼(232)는 매 초기화 주기마다 LFSR c(230)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력한다. 제어기(252)는 LFSR b(220)의 제2 초기값 맵퍼(222)를 통해 최대 m비트, LFSR c(230)의 제3 초기값 맵퍼(232)를 통해 역시 최대 m비트 등 총 최대 (2m)비트의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있다. 예컨대, 제어기(252)는 표 2에서처럼, 제2 초기값 맵퍼(222)에는 이동국 아이디나 셀 아이디 등 이동국 및 셀 특화 식별정보 중 최대 m비트 이내의 특정 정보를 배분하여 구분하고, 제3 초기값 맵퍼(232)에서는 제2 초기값 맵퍼(222)를 통해 배분된 정보를 제외한 나머지 정보를 배분하여 구분할 수 있다. LFSR b(220)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분된다면, LFSR c(230)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 상기 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m비트 사이인 나머지 정보를 근거로 배분되는 것이다. 이 때, LFSR b(220)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, LFSR b(220)로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나가 될 수 있다. 또한, LFSR c(230)로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은 <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, LFSR b(220)로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M`에 대하여, 원소(element)의 개수가 M`개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나가 될 수 있다.

한편, 도 2에서는 t(t=3)개의 LFSR(210, 220, 230)이 구성되는 경우를 예시하고 있으나, t가 3을 초과하여 더 많은 수의 LFSR이 구성될 수 있다. 도 2의 장치를 통하여 각각 m개의 블록으로 이루어진 t개의 LFSR이 구성되는 경우, 여기서 생성되는 스크램블링 코드로 총 대략

비트에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있다.

2개의 LFSR을 사용하는 골드 시퀀스 방법을 이용할 경우 m비트의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있고, 도 1과 같이 3개의 LFSR(110, 120, 130)을 사용하는 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용할 경우 대략 {(1.5)·m}비트에 해당하는 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있는데 비해, 도 2와 같은 3개의 LFSR(210, 220, 230)을 구성할 경우 대략 (2m)비트에 해당하는 더욱 더 많은 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 수 있다.

단, 골드 시퀀스나 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용할 경우, 스크램블링 코드에 의한 성능에 절대적인 영향을 미치는 최대교차상관값이

로 동일한데 비해, 도 2의 장치 등을 통해 생성되는 스크램블링 코드 간의 최대교차상관값은 상기 값보다 대략

배 크게 된다. 즉, 큰 사이즈를 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용할 경우, LFSR의 개수가 2개에서 3개로 들어나도 골드 시퀀스와 동일한 최대교차상관값을 갖는데 비해, 도 2에서 LFSR이 3개, 즉 t=3일 경우 최대교차상관값은 2배 늘어나게 된다.

결과적으로, 도 2를 통한 다른 실시예의 경우 도 1을 통한 본 발명의 일 실시예에 비해 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분하는 비트 수는 골드 시퀀스의 1.5배에서 2배로 늘어나며, 생성되는 스크램블링 코드의 개수로는 1.5승수 배에서 제곱승수 배로 늘어나게 되나, 최대교차상관값이 2배로 늘어나게 되므로, 시스템에 열화가 큰 영향을 미치지 않는 상황에서 아주 많은 수의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 구분할 필요가 있을 경우 선택적으로 적용할 수 있다.

도 3은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도이다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 스크램블링 코드 생성 장치는, 1단 LFSR 모듈(310), 2단 LFSR 모듈(320), 3단 LFSR 모듈(330), 4단 LFSR 모듈(340), 5단 LFSR 모듈(350) 등 병렬 구조로 된 5단의 LFSR 모듈을 포함한다. 도 3에서는, 5단의 LFSR 모듈이 구성된 경우를 예시하였으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, LFSR 모듈이 3개 이상인 모든 경우에 본 발명이 적용될 수 있다.

1단 LFSR 모듈(310)은 매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값을 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 통과시켜 제1 출력 시퀀스를 생성하는 부분으로, LFSR a(110, 210) 및 제1 초기값 맵퍼(112, 212)에 상응하는 구성요소이다.

2단 LFSR 모듈(320)은 매 초기화 주기마다 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 통과시켜 제2 출력 시퀀스를 생성하는 부분으로, LFSR b(120, 220) 및 제2 초기값 맵퍼(122, 222)에 상응하는 구성요소이다.

3단 LFSR 모듈(330)은 m개의 블록을 가지는 제3 LFSR을 이용해 제1 출력 시퀀스 및 제2 출력 시퀀스와 같은 주기로 제3 출력 시퀀스를 생성하는 부분으로, 도 1의 LFSR c(130)와 제3 초기값 맵퍼(132), N 지연 연산기(136)로 구성될 수도 있고, 도 2의 LFSR c(230)와 제3 초기값 맵퍼(232)를 이용해 구성될 수도 있다. 4단 LFSR 모듈(340) 및 5단 LFSR 모듈(350)은 3단 LFSR 모듈(330)을 구성하는 두가지 방식 중 어느 하나와 동일한 방식으로 구성된다.

제어부(360)는 도 1의 제어기(142) 또는 도 2의 제어기(252)에 해당하는 구성요소로, 1단 LFSR 모듈 내지 5단 LFSR 모듈(310 내지 350)을 제어하며, 2단 LFSR 모듈(320) 내지 5단 LFSR 모듈(350) 내에 있는 각 LFSR로 입력되는 초기값 혹은 각 LFSR로부터 출력되는 비트들을 대상으로 한 지연값을 배분하는 역할을 한다. 1단 LFSR 모듈(310)로는 매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값이 입력된다.

3단 LFSR 모듈(330) 내지 5단 LFSR 모듈(350)이 도 1의 LFSR c(130)와 같은 방식으로 구성되는 경우, 제어부(360)는 매 초기화 주기마다 3단 LFSR 모듈(330) 내지 5단 LFSR 모듈(350) 내에 있는 각 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력한 후, 각 LFSR로부터 출력되는 비트들을 대상으로 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값을 주어 수학적 연산부로 입력될 제3 출력 시퀀스 내지 제5 출력 시퀀스가 생성되도록 한다.

반면, 3단 LFSR 모듈(330) 내지 5단 LFSR 모듈(350)이 도 2의 LFSR c(230)와 같은 방식으로 구성되는 경우, 제어부(360)는 매 초기화 주기마다 3단 LFSR 모듈(330) 내지 5단 LFSR 모듈(350) 내에 있는 각 LFSR로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 통과시켜 제3 출력 시퀀스 내지 제5 출력 시퀀스가 생성되도록 한다.

수학적 연산부(370)는 도 1 및 도 2의 모듈러 2 연산기(140, 250)에 해당하는 구성요소로, 1단 LFSR 모듈 내지 5단 LFSR 모듈(310 내지 350)을 구성하는 각 LFSR로부터 출력되는 이진 시퀀스(binary sequence)들을 비트 대 비트로 모두 더하여 스크램블링 코드를 생성하는 기능을 한다. 수학적 연산부(370)의 모듈러 2 연산을 통해 생성되는 스크램블링 코드는, 큰 사이즈 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence), t 개(t는 3 이상의 자연수)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code), 확장된 버전의 골드 시퀀스(Modified or Extended Gold sequence), 확장된 버전의 카사미 시퀀스(Modified or Extended Kasami sequence) 등의 이진 시퀀스를 구성하게 된다.

이와 같이, 본 발명은 큰 사이즈 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Long sets of Kasami sequence) 등을 이용하여 병렬 구조로 된 3단 이상의 LFSR로 스크램블링 코드를 발생시키는 장치 및 방법, 그리고 초기화 및 지연 방법을 통해 이동국 및 셀 특화 식별정보를 배분하는 방식을 구현하였으며, 이는 골드 시퀀스 방법을 이용할 경우 약 31bit의 이동국 및 셀 특화 식별정보를 스크램블링 코드로 구분할 수 있는데 비해 최대 약 48bit의 서로 다른 스크램블링 코드를 스크램블링 코드에 의한 성능에 절대적인 영향을 미치는 최대교차상관값의 열화 없이 구현할 수 있다.

이를 통해 주파수 대역은 광대역화 되고, 피코 셀(Pico Cell) 또는 펨토 셀(Femto Cell)과 같이 셀 반경은 작아지면서 보다 많은 수의 서로 다른 스크램블링 코드들이 필요하게 되는 4세대 IMT-Advanced와 같은 차세대 광대역 무선통신시스템에서 충분한 이동국 및 셀 특화 구분정보 비트 수를 제공하는 스크램블링 코드를 성능 저하 없이 생성할 수 있는 이득이 있다.

이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법에 대하여 첨부된 도 4 및 도 5를 참조하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도로서, 도 1의 장치를 이용한 스크램블링 코드 생성 방법을 도시하고 있다.

먼저, 서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130)가 구성된다(S110). LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130) 각각은 도 1과 같이 각각이 m개의 블록과 모듈러 2 연산기(114, 124, 134)를 가지며, 큰 사이즈의 집합을 갖는 m차 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 생성하기 위한 서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 각 LFSR(110, 120, 130) 내에서 어느 블록이 모듈러 2 연산기(114, 124, 134)와 연결될 것인지 여부가 결정된다.

구체적으로, GF(2) 상의 첫 번째 m차 원시 다항식(primitive polynomial)이 선택되면, 선택된 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 LFSR a(110)를 구성하며(S111), 샘플러 ‘

’를 가지고 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스를 샘플링하여 두 번째 다항식을 결정하고, 두 번째 다항식에 의해 LFSR b(120)를 구성한다(S112). 그리고 샘플러 ‘

’를 가지고 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스를 샘플링하여 세 번째 다항식을 결정한 후, 세 번째 다항식에 의해 LFSR c(130)를 구성한다(S113). 첫 번째 m차 원시 다항식은 GF(2) 상의 복수의 m차 원시 다항식 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것이며, 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스는 m 시퀀스(m-sequence)가 된다.

이후 초기화 주기가 도래하면(S120), 제어기(142)가 제1 초기값 맵퍼(112)를 통해 m개의 블록을 가지는 LFSR a(110)로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하면서(S130), 제2 초기값 맵퍼(122)를 통해 LFSR b(120)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성한다(S140). 이때, LFSR a(110)로 입력되는 고정된 하나의 초기값은 길이가 m인 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>일 수 있으며, LFSR b(120)로 입력되는 서로 다른 초기값은, <0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값 중 하나일 수 있다.

아울러, 제어기(142)는 LFSR c(130)로 특정된 하나의 초기값을 입력한 후, LFSR c(130)로부터 출력되는 비트들을 대상으로 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값을 주어 지연된 제3 출력 시퀀스를 생성한다(S150). LFSR c(130)로 입력되는 특정된 하나의 초기값은, 샘플러 ‘

’를 이용해 LFSR a(110)로부터 출력된 m 시퀀스를 샘플링한 시퀀스의 초기 m비트로 구성할 수 있다. LFSR c(130)를 통하여 생성된 부호들은 N 지연 연산기(136)를 거치면서 주어지는 지연값 N에 대해 N 클럭 만큼 지연되어 지연된 제3 출력 시퀀스를 생성한다. 이 때, LFSR b(120)로 입력되는 최대 m비트의 서로 다른 초기값은 특화 식별정보 중 일부 정보를 근거로 배분되고, LFSR c(130)에서 출력되는 비트들을 대상으로 주어지는 최대 (m/2)비트의 서로 다른 지연값은 특화 식별정보 중 나머지 정보를 근거로 배분된다.

LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130)로부터 출력되는 제1 출력 시퀀스 내지 제3 출력 시퀀스는 모듈러 2 연산기(140)를 통해 비트 대 비트로 더해지면서 최종적인 스크램블링 코드를 생성하게 된다(S160).

LFSR a(110), LFSR b(120), LFSR c(130)로 초기값이 입력되는 매 초기화 주기는, 상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로 조금씩 다르며, 각각 서브프레임(sub frame) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 등이 적용될 수 있다. 또한 특화 식별정보로는, 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 등이 적용될 수 있다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도로서, 도 2의 장치를 이용한 스크램블링 코드 생성 방법을 도시하고 있다.

S210의 과정은 도 4의 S110과 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.

단, LFSR a(210), LFSR b(220), LFSR c(230)를 구성하기 위한 서로 다른 3개의 m차 다항식은, t 개(t는 3 이상의 자연수)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code), 확장된 버전의 골드 시퀀스(Modified or Extended Gold sequence), 확장된 버전의 카사미 시퀀스(Modified or Extended Kasami sequence) 등의 이진 시퀀스를 이용하여 생성한다.

초기화 주기가 도래하면(S220), 제어기(252)가 m개의 블록을 가지는 LFSR a(210)로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하고(S230), LFSR b(220)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하며(S240), LFSR c(230)로 최대 m비트의 서로 다른 초기값을 입력하여 제3 출력 시퀀스를 생성한다(S250). 여기서, LFSR b(220)로 입력되는 최대 m비트의 서로 다른 초기값은 특화 식별정보 중 일부 정보를 근거로 배분되고, LFSR c(230)로 입력되는 최대 m비트의 서로 다른 초기값은 특화 식별정보 중 나머지 정보를 근거로 배분된다. LFSR a(210), LFSR b(220), LFSR c(230)로부터 출력되는 제1 출력 시퀀스 내지 제3 출력 시퀀스는 모듈러 2 연산기(250)를 통해 비트 단위로 더해져 최종적인 스크램블링 코드를 생성하게 된다(S260).

이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

따라서, 이상에서 기술한 실시예들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이므로, 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 하며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도이다.

도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 장치를 나타낸 구성도이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도이다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 광대역 무선통신시스템의 스크램블링 코드 생성 방법을 나타낸 흐름도이다.

*** 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 ***

110, 210: LFSR a 120, 220: LFSR b

130, 230: LFSR c 112, 212: 제1 초기값 맵퍼

122, 222: 제2 초기값 맵퍼 132, 232: 제3 초기값 맵퍼

140, 250: 모듈러 2 연산기 142, 252: 제어기

Claims

무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서,

매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제3 LFSR로 특정된 하나의 초기값을 입력한 후, 주어지는 지연값으로 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스를 지연하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항에 있어서,

서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR을 구성하는 단계를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제2항에 있어서, 상기 서로 다른 3개의 m차 다항식은,

큰 사이즈의 집합을 갖는 m차 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용하여 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제2항에 있어서, 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR을 구성하는 단계는,

GF(2) 상의 첫 번째 m차 원시 다항식(primitive polynomial)을 선택하고, 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 상기 제1 LFSR을 구성하는 단계;

샘플러 ‘
’를 가지고 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플링하여 두 번째 다항식을 결정하고, 상기 두 번째 다항식에 의해 상기 제2 LFSR을 구성하는 단계; 및

샘플러 ‘
’를 가지고 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플링하여 세 번째 다항식을 결정하고, 상기 세 번째 다항식에 의해 상기 제3 LFSR을 구성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제4항에 있어서,

상기 첫 번째 m차 원시 다항식은 GF(2) 상의 복수의 m차 원시 다항식 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것이며, 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)는 m-시퀀스(m-sequence)임을 특징으로 하는 스 크램블링 코드 생성 방법.
제1항에 있어서,

상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분되고, 상기 제3 LFSR에서 출력되는 시퀀스들을 대상으로 주어지는 지연값들은 상기 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m/2비트 사이인 나머지 정보를 근거로 배분되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항에 있어서, 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항에 있어서, 상기 제3 LFSR로 입력되는 특정된 하나의 초기값은,

샘플러 ‘
’를 이용해 상기 제1 LFSR로부터 출력된 m-시퀀스를 샘플링한 시퀀스의 초기 m비트로 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항에 있어서,

상기 제3 LFSR을 통하여 생성된 부호들은 주어지는 지연값 N에 대해 N 클럭(Clock) 만큼 지연되어 상기 지연된 제3 출력 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제9항에 있어서, 상기 지연값 N은,

상기 제3 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M`≤2^m/2인 M`에 대하여 0에서 M`-1까지 총 M`개의 서로 다른 지연값들 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 방법에 있어서,

매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하여 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제11항에 있어서,

서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR을 구성하는 단계를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제12항에 있어서, 상기 서로 다른 3개의 m차 다항식은,

t개(t는 3)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(3-error-correcting BCH code), 확장된 버전의 골드 시퀀스(Modified or Extended Gold sequence), 확장된 버전의 카사미 시퀀스(Modified or Extended Kasami sequence) 중 적어도 어느 하나의 이진 시퀀스(binary sequence)를 이용하여 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제11항에 있어서,

상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분되고, 상기 제3 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들은 상기 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m비트 사이인 나머지 정보를 근거로 배분되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제11항에 있어서, 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제11항에 있어서, 상기 제3 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M`≤2^m인 M`에 대하여, 원소(element)의 개수가 M`개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항 또는 제11항에 있어서, 상기 매 초기화 주기는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 서브프레임(sub frame) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제6항 또는 제14항에 있어서, 상기 특화 식별정보는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 중 적어도 하나 이상의 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항 또는 제11항에 있어서,

상기 제1 LFSR로 입력되는 고정된 하나의 초기값은, 길이가 m인 <0,0,0,…,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제1항 또는 제11항에 있어서,

m은 30 혹은 32임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하기 위한 방법에 있어서,

매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값을 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 입력시켜 제1 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 매 초기화 주기마다 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 입력시켜 제2 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

m개의 블록을 가지는 하나 이상의 제3 LFSR을 이용해 상기 제1 출력 시퀀스 및 상기 제2 출력 시퀀스와 같은 주기로 하나 이상의 제3 출력 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제21항에 있어서, 상기 제3 출력 시퀀스의 생성 단계에서,

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제3 LFSR로 특정된 하나의 초기값을 입력한 후, 주어지는 지연값으로 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스를 지연하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제21항에 있어서, 상기 제3 출력 시퀀스의 생성 단계에서,

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하여 제3 출력 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제21항에 있어서,

상기 제1 출력 시퀀스 내지 상기 제3 출력 시퀀스는, 모듈러 2 연산을 통해 비트 대 비트로 더해져 최종적으로 스크램블링 코드를 생성하는 단계를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제 21항에 있어서,

각각이 m개의 블록을 가지는 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR은, 서로 다른 3개 혹은 그 이상의 m차 다항식에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
제25항에 있어서, 상기 서로 다른 3개 혹은 그 이상의 m차 다항식은,

큰 사이즈의 집합을 갖는 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence), t개(t는 3 이상의 자연수)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(t-error-correcting BCH code), 확장된 버전의 골드 시퀀스(Modified or Extended Gold sequence), 확장된 버전의 카사미 시퀀스(Modified or Extended Kasami sequence) 중 적어도 어느 하나의 이진 시퀀스(binary sequence)를 이용하여 생성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 방법.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서,

각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 내지 제3 LFSR;

매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼;

상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼;

상기 매 초기화 주기마다 상기 제3 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제3 초기값 맵퍼; 및

상기 제3 초기값 맵퍼로부터 초기값을 입력 받는 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스들을 주어지는 지연값 N에 대해 N 클럭(Clock)만큼 지연하는 N 지연 연산기를 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항에 있어서, 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR은,

큰 사이즈의 집합을 갖는 m차 카사미 시퀀스(Large sets of Kasami sequence)를 이용하여 생성한 서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항 또는 제 28항에 있어서,

상기 제1 LFSR은 GF(2) 상의 복수의 원시 다항식 중에서 선택된 첫 번째 m차 원시 다항식(primitive polynomial)에 의해 구성되고,

상기 제2 LFSR은 샘플러 ‘
’를 가지고 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence) 샘플링한 것으로부터 결정되는 두 번째 다항식에 의해 구성되며,

상기 제3 LFSR은 샘플러 ‘
’를 가지고 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)를 샘플링한 것으로부터 결정되는 세 번째 다항식에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제29항에 있어서,

상기 첫 번째 m차 원시 다항식은 GF(2) 상의 복수의 m차 원시 다항식 중 다항식의 항의 개수가 가장 적은 것이며, 상기 첫 번째 m차 원시 다항식에 의해 생성되는 이진 시퀀스(binary sequence)는 m-시퀀스(m-sequence)임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항에 있어서,

특화 식별정보를 근거로, 상기 제2 초기값 맵퍼를 제어하여 m비트의 서로 다 른 초기값들 중 하나를 배분하고, 상기 N 지연 연산기를 제어하여 서로 다른 지연값들 중 하나를 배분하는 제어기를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제31항에 있어서,

상기 제어기가 상기 제2 초기값 맵퍼를 제어하여 배분하는 m비트의 서로 다른 초기값들은 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 배분되며, 상기 제어기가 상기 N 지연 연산기를 제어하여 배분하는 서로 다른 지연값들은 상기 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m/2비트 사이인 나머지 정보를 근거로 배분되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항에 있어서, 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항에 있어서, 상기 제3 LFSR로 입력되는 특정된 하나의 초기값은,

샘플러 ‘
’를 이용해 상기 제1 LFSR로부터 출력된 m-시퀀스를 샘플링한 시퀀스의 초기 m비트로 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항에 있어서, 상기 지연값 N은,

상기 제3 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는0<M`≤2^m/2인 M`에 대하여 0에서 M`-1까지 총 M`개의 서로 다른 지연값들 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서,

각각이 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 내지 제3 LFSR;

매 초기화 주기마다 상기 제1 LFSR로 고정된 하나의 초기값을 입력하는 제1 초기값 맵퍼;

상기 매 초기화 주기마다 상기 제2 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제2 초기값 맵퍼; 및

상기 매 초기화 주기마다 상기 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력하는 제3 초기값 맵퍼를 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제36항에 있어서, 상기 제1 LFSR 내지 상기 제3 LFSR은,

t개(t는 3)의 오류정정 비씨에이치 시퀀스(3-error-correcting BCH code), 확장된 버전의 골드 시퀀스(Modified or Extended Gold sequence), 확장된 버전의 카사미 시퀀스(Modified or Extended Kasami sequence) 중 적어도 어느 하나의 이진 시퀀스를 이용하여 생성된 서로 다른 3개의 m차 다항식에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제36항에 있어서,

특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 1에서 m비트 사이인 일부 정보를 근거로 상기 제2 초기값 맵퍼를 제어하여 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들을 배분하고, 상기 특화 식별정보 중 그 총 정보비트의 합이 0에서 m비트 사이인 나머지 정보를 근거로 상기 제3 초기값 맵퍼를 제어하여 상기 제3 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값들을 배분하는 제어기를 더 포함하는 스 크램블링 코드 생성 장치.
제36항에 있어서, 상기 제2 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제2 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M≤2^m인 M에 대하여, 원소(element)의 개수가 M개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제36항에 있어서, 상기 제3 LFSR로 입력되는 m비트의 서로 다른 초기값은,

<0,0,0,…,0,0,0>에서 <1,1,1,…,1,1,1>까지 길이가 m인 총 2^m개의 서로 다른 초기값들을 원소(element)로 갖는 집합 A와, 상기 제3 LFSR로 배분되는 특화 식별정보의 경우의 수를 근거로 결정되는 0<M`≤2^m인 M`에 대하여, 원소(element)의 개수가 M`개인 상기 집합 A의 부분집합의 원소(element) 중 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항 또는 제36항에 있어서, 상기 매 초기화 주기는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 서브프레임(sub frame) 주기, 무선프레임(radio frame) 주기, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 주기, 코드블록(code block) 주기 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제31항 또는 제38항에 있어서, 상기 특화 식별정보는,

상향링크(uplink) 혹은 하향링크(downlink)의 각 물리채널(physical channel)이나 각 물리신호(physical signal) 별로, 각각 이동국 아이디(UE ID), 셀 아이디(Cell ID), 서브프레임 넘버(subframe number), 스트림 아이디(stream ID), MBSFN 영역 아이디(MBMS over Single Frequency Network Area ID), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 넘버 중 적어도 하나 이상의 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항 또는 제36항에 있어서,

상기 제1 LFSR로 입력되는 고정된 하나의 초기값은, 길이가 m인 <0,0,0,… ,0,0,1> 혹은 <1,0,0,…,0,0,0>임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제27항 또는 제36항에 있어서,

m은 30 혹은 32임을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
무선통신시스템에서 스크램블링 코드를 생성하는 장치에 있어서,

매 초기화 주기마다 고정된 하나의 초기값을 m개의 블록을 가지는 제1 LFSR로 입력시켜 제1 출력 시퀀스를 생성하는 전단 LFSR(Linear Feedback Shift Register) 모듈;

상기 매 초기화 주기마다 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 m개의 블록을 가지는 제2 LFSR로 입력시켜 제2 출력 시퀀스를 생성하는 중간 LFSR 모듈; 및

m개의 블록을 가지는 제3 LFSR을 이용해 상기 제1 출력 시퀀스 및 상기 제2 출력 시퀀스와 같은 주기로 제3 출력 시퀀스를 생성하는 하나 이상의 후단 LFSR 모듈을 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제45항에 있어서, 상기 후단 LFSR 모듈은,

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제3 LFSR로 특정된 하 나의 초기값을 입력한 후, 주어지는 지연값으로 상기 제3 LFSR로부터 출력되는 시퀀스를 지연하여 상기 제3 출력 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제45항에 있어서, 상기 후단 LFSR 모듈은,

상기 매 초기화 주기마다, m개의 블록을 가지는 상기 제3 LFSR로 m비트의 서로 다른 초기값들 중 하나를 입력시켜 상기 제3 출력 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 하는 스크램블링 코드 생성 장치.
제45항에 있어서,

상기 전단 LFSR 모듈, 상기 중간 LFSR 모듈, 하나 이상의 상기 후단 LFSR 모듈을 제어하여 각 LFSR로 입력되는 초기값 혹은 각 LFSR로부터 출력되는 시퀀스들을 대상으로 한 지연값을 배분하는 제어기; 및

상기 전단 LFSR 모듈, 상기 중간 LFSR 모듈, 하나 이상의 상기 후단 LFSR 모듈에 포함되는 복수의 LFSR 각각으로부터 출력되는 이진 시퀀스(binary sequence)들을 비트 대 비트로 모두 더하여 스크램블링 코드를 생성하는 모듈러 2 연산기를 더 포함하는 스크램블링 코드 생성 장치.