CN102447268B

CN102447268B - 一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法

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Publication number: CN102447268B
Application number: CN2011104275103A
Authority: CN
Inventors: 罗安; 陈燕东; 张庆海; 谢三军; 吕志鹏; 金国彬; 徐欣慰
Original assignee: Hunan University
Current assignee: Hunan University
Priority date: 2011-12-19
Filing date: 2011-12-19
Publication date: 2013-07-17
Anticipated expiration: 2031-12-19
Also published as: CN102447268A

Abstract

本发明公开了一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法，主要包括外环电压PI控制、内环鲁棒预测电流无差拍控制、功率前馈控制三个部分，其中，电压外环PI控制用于稳定直流侧电容电压；内环鲁棒预测电流无差拍控制通过超前控制，对下一个控制周期的电网电压进行线性预测和并网电流进行非线性预测，得到下一个周期的并网电流指令值，再通过无差拍控制实现PWM调制和并网控制，本发明使光伏并网逆变器具有更高的鲁棒性、更宽的稳定裕度和更快的动态响应，更好地满足了逆变器并网运行的需要。

Description

一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法

技术领域

本发明涉及智能电网、太阳能发电领域，具体是一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法。

背景技术

随着生态环境的恶化和不可再生能源的日益衰竭，节能减排和新能源技术已成为当前的研究热点。太阳能作为一种丰富的无污染清洁能源成为解决能源问题的重要途径，随着可再生能源通过构建分布式发电结构与低压配电网连接，作为太阳能光伏并网发电的关键技术的并网控制策略，其研究已日益受到重视。如何提高逆变器的整体转换效率和功率因数、以及降低并网电流的畸变率已成为研究的目标和重点。

单相光伏并网发电系统结构如图1所示，为了减少并网逆变器并网电流的高次谐波，逆变器大多采用SPWM调制技术。由于直流侧电压的波动可能通过逆变器引起并网电流的畸变，因而需要构建电压闭环来稳定直流侧电压。为了减小电流畸变和加快系统动态响应，需要构建电流内环对并网电流进行控制。因此，目前的并网逆变器大多采用双闭环控制策略。

为了简化系统控制和方便工程应用，直流侧电压外环大多采用PI控制器，电流内环是决定系统性能的关键，因此是目前并网控制的研究重点，电流控制主要包括PI控制、比例谐振(PR)控制、预测电流控制、无差拍控制、自适应滞环控制、重复控制、模糊控制、鲁棒控制等方法。

常用的滞环电流控制比较简单，鲁棒性强，但开关频率对负载参数依赖性强，因此电流纹波较大。传统的PI控制器设计简单、易于实现，但对于电流控制，PI控制器跟踪正弦交流参考量具有较大的稳态误差，不适用于电流并网控制。比例谐振(PR)控制器在谐振频率下具有无穷大的增益，可以零稳态误差地跟踪交流参考电流。但由于二阶带通滤波器在谐振频率下为广义积分器，而且在数字系统中，难以获得谐振频率条件下的无穷大增益。

无差拍电流控制作为一种基于电路模型的控制方法，具有良好的动态响应，且在较低的开关频率下也可使输出电流快速准确地跟踪指令电流，因而被广泛应用于并网逆变器中。但无差拍控制器存在着延时和依赖精确的电气模型参数(并网电感量)等不足。一方面，由于并网电感量在实际中无法精确检测，因此代入无差拍控制器中的电感器存在一定偏差，而这将极大影响无差拍控制的稳定裕度和控制精度。另一方面，与大多数控制方法一样，在工程实践中，存在包含滞后一拍控制、PWM动作延时、采样时延和死区时间等延时问题。对此，文献提出了延时补偿的方法，但未考虑电气参数的不吻合，有些仅对控制延时进行了补偿，从而影响了系统精度和稳定裕度。

考虑到并网电感参数偏差和控制延时，国内外学者也提出了一种鲁棒预测电流控制策略用来补偿延时和增强系统鲁棒性，但其采用的模糊控制器、神经网络估计器和自适应误差校正控制器等方法相对复杂，难于应用于实际的单相光伏并网逆变器中。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法，克服现有双闭环控制方法的不足，解决无差拍控制中存在的滞后一拍控制、PWM动作延时、死区时间延时以及电感参数不匹配等问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法，该方法的具体步骤为：

(1)在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对电网电压u_s、直流侧电压u_dc、光伏输出电压u_pv，并网电流i_s、光伏输入电流i_pv，分别进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

(2)功率前馈控制以及前馈电流指令的获取：DSP控制器根据光伏电压和光伏电流的瞬时值进行最大功率点(MPPT)跟踪，并计算出每个采样周期的有功功率P_pv，同时，DSP在单个电网周期内计算出该电网周期内的电网电压有效值U_s，前馈电流幅值指令I_pr ^*可由下列公式计算出：

{I_{pr}}^{*} = \frac{\sqrt{2} k_{pv} u_{pv} i_{pv}}{U_{s}}

式中，k_pv为功率前馈比例系数，考虑到逆变器的有功损耗(＜5％)，其取值范围为0.9≤k_pv≤0.95。

(3)外环电压PI控制：将直流侧参考电压

和直流侧电压u_dc的差值e作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅后，获得直流侧稳压环节的电流幅值指令I_dr ^*，离散PI调节器可表述为：

{I_{dr}}^{*} (n) = {I_{dr}}^{*} (n - 1) + k_{p} (1 + \frac{T_{s}}{k_{i}}) e (n) - k_{p} \cdot e (n - 1)

式中，k_p是PI控制器的比例系数，k_i是积分系数，

T_s为采样周期；

(4)电流幅值指令I_dr ^*和前馈电流幅值指令I_pr ^*相加合成内环电流幅值指令I_ref ^*。电网电压同步信号sinωt与电流幅值指令I_ref ^*相乘，即得到该采样周期内与电网电压同步的并网电流瞬时值指令

i_{s}^{*} = ({I_{dr}}^{*} + {I_{pr}}^{*}) \sin (2 πn f_{0} T_{s});

式中，f₀为电网频率。

(5)将直流侧电压测量值u_dc、并网电流测量值i_s、并网电流参考指令值

以及电网电压u_s，送入鲁棒预测电流无差拍控制器；

(6)下一个采样周期内的电网电压平均值预测：利用采集获取的n时刻电网电压u_s(n)和n-1时刻电网电压u_s(n-1)，通过线性插值方法，预测出第n+1个采样周期内的电网电压平均值

由下列算式计算获得

{\hat{u}}_{s_av} (n + 1) = 2.5 u_{s} (n) - 1.5 u_{s} (n - 1);

(7)下一个控制周期的并网预测电流

的获取：利用采集获取的n时刻并网电流i_s(n)，通过引入权重因子m，考虑电感参数匹配时系统的稳定裕度，其取值范围为

采用非线性插值法，预测电流

由下列两式可以获得：

{\hat{i}}_{s} (n + 1) = m \cdot {\hat{i}}_{s} (n) + (1 - m) \cdot i_{s} (n) + e_{i} (n)

e_{i} (n) = i_{s}^{*} (n) - {\hat{i}}_{s} (n)

式中，T_s为采样周期(开关周期)，

为第n个采样周期的预测电流，e_i(n)为第n个采样周期计算得到的电流偏差值，

为控制器中估计的滤波电感量，与实际电感量L_s存在一定的偏差；

为第n个采样周期的预测电流

(8)根据步骤(6)和(7)获得的预测电压电流值，可计算出第n个采样周期的开关管占空比：

D (n) = \frac{k}{u_{dc}} ({\hat{u}}_{s_av} (n + 1) + \frac{{\hat{L}}_{s}}{T_{s}} (i_{s}^{*} (n + 1) - {\hat{i}}_{s} (n + 1)))

式中，k为调制比例系数，0.95＜k＜1.0，影响系统的控制精度和稳定性；为第(n+1)个采样周期的并网电流瞬时值指令。

本发明的明显效果是：利用鲁棒预测电流无差拍控制，通过超前控制，补偿了传统无差拍控制中的延时(滞后一拍控制、PWM动作延时、死区时间等)，针对并网电感参数存在偏差，通过对并网电压和电流进行预测，扩大了系统的稳定裕度，增强了系统的鲁棒性；通过引入功率前馈控制，加快了系统的稳态响应速度，并减小了直流侧的稳态误差，从而可以更好地满足逆变器并网运行的要求。

附图说明

图1为本单相光伏并网发电系统结构示意图；

图2为本发明一实施例基于功率前馈的鲁棒双环光伏并网控制方法示意图；

图3为本发明一实施例延时和采样过程示意图；

图4为本发明一实施例在z域中带延时的传统无差拍控制的离散模型示意图；

图5为本发明一实施例鲁棒预测电流控制z域模型示意图；

图6是本发明一实施例简化的鲁棒预测电流无差拍控制具体实施过程示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式做详细说明。

图1所示为无变压器结构的单相并网光伏发电系统结构示意图，主要包括光伏阵列、Boost电路、全桥逆变电路、LC滤波器、驱动保护电路、液晶触摸屏以及DSP控制系统。C_pv为升压储能电容器，用于稳定光伏阵列输出电压；C_dc为逆变侧直流电容，滤掉逆变器产生的100Hz纹波，并缓冲光伏功率和电网功率之间的能量交换。；L_s为逆变器输出电感，C为逆变器输出电容，构成LC滤波器，滤除逆变器高频谐波；U_s为电网电压。由于光伏输出电压较低，一般通过Boost电路将直流侧电压抬升至400V左右。全桥逆变器通过并网控制将光伏能量馈入到低压配电网。二阶低通LC滤波器对逆变器的输出电流进行高频滤波。利用同步锁相环电路获得同步信号sinωt。5个IGBT开关管包含在智能功率模块(IPM)中，并具备故障自诊断功能。DSP系统主要包括外环电压PI控制、鲁棒预测电流无差拍控制、功率前馈控制三个部分，如图2所示。

在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动16位的高速并行AD转换芯片，对电网电压u_s、直流侧电压u_dc、光伏输出电压u_pv，并网电流i_s、光伏输入电流i_pv，分别进行采样，AD转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理。

功率前馈控制能加快系统稳态过程的响应，当外界条件突然变化时(光照改变、温度变化)，通过功率前馈控制，使并网逆变器能快速地作出响应，同时由于减小了外环PI的输出指令值，从而减小了直流侧电压的稳态误差。在具体实施中，DSP控制器根据光伏电压和光伏电流的瞬时值进行最大功率点(MPPT)跟踪，并计算出每个采样周期的有功功率P_pv，同时，DSP在单个电网周期内计算出该电网周期内的电网电压有效值U_s，前馈电流幅值指令I_pr ^*可由下列公式计算出：

{I_{pr}}^{*} = \frac{\sqrt{2} k_{pv} u_{pv} i_{pv}}{U_{s}} - - - (1)

为确保外环直流侧电压稳定，采用增量式PI调节逆变器直流侧电压，其控制简单易行，相比于差分式PI控制，增量式PI调节大大减少运算量，提高了运算速度。直流侧参考电压

和直流侧实测电压u_dc的差值e，作为PI控制器的输入，PI控制器的输出通过限幅后，获得直流侧稳压环节的电流幅值指令I_dr ^*，离散PI调节器可表述为：

e (n) = u_{dc}^{*} (n) - u_{dc} (n) - - - (2)

{I_{dr}}^{*} (n) = {I_{dr}}^{*} (n - 1) + k_{p} (1 + \frac{T_{s}}{k_{i}}) e (n) - k_{p} \cdot e (n - 1) - - - (3)

式中，k_p是PI控制器的比例系数，k_i是积分系数。

电流幅值指令I_dr ^*和前馈电流幅值指令I_pr ^*相加合成内环电流幅值指令I_ref ^*。电网电压同步信号sinωt与电流幅值指令I_ref ^*相乘，即得到该采样周期内与电网电压同步的并网电流瞬时值指令

i_{s}^{*} = ({I_{dr}}^{*} + {I_{pr}}^{*}) \sin (2 πn f_{0} T_{s}) - - - (4)

式中，f_s为电网频率，T_s为采样周期。将直流侧电压测量值u_dc、并网电流测量值i_s、并网电流参考指令值

以及电网电压测量值u_s，送入鲁棒预测电流无差拍控制器。该控制器通过超前控制，即对下一个控制周期的电网电压进行线性预测和并网电流进行非线性预测，得到下一个周期的并网电流指令值，来实现PWM调制和并网控制。

下面来分析该鲁棒预测电流无差拍控制的原理和鲁棒性。

传统的无差拍控制希望在每一个采样周期结束时，使并网电流能跟踪正弦参考电流。在不考虑并网线路阻抗R_s的情况下，无差拍控制器可用下列算式表示：

u_{inv} (n) = u_{s_av} (n) + \frac{L_{s}}{T_{s}} ({i_{s}}^{*} (n + 1) - i_{s} (n)) = D (n) u_{dc} (n) - - - (5)

式中，u_inv(n)为第n个采样周期内逆变器输出电压平均值。

在传统的无差拍控制器中，由于控制上的滞后一拍、PWM实际动作滞后、开关死区、采样滞后等延时极大影响了内环电流控制的稳定性和精度。另一方面，为了提高电流控制效果，大多采用提高开关频率的方法，但随着开关频率的提高，延时问题显得更加严重，可通过选用高速并行处理的AD转换芯片可尽可能减少采样的延时，但控制延时、PWM动作延时依然存在，如图3所示。由于滞后一拍控制(PWM匹配值刷新在下一个周期)，当前周期采样的数据在下一个采样周期才起作用，同时，由于采用SPWM调制，在PWM波翻转时刻，采样电流值已经滞后T_d时间，该时间最大可达半个采样周期，这些都极大影响了系统性能。总的延时时间t_d＝T_s+T_d。图4给出了考虑延时情况下的z域无差拍控制等效模型。

在模型中，零阶保持器ZOH的传递函数用

表示。含零阶保持器和并网电感模块的传递函数可表示为：

G_{d} (z) = (1 - z^{- 1}) Z [\frac{1}{s} \cdot \frac{1}{{sL}_{s}}] = (1 - z^{- 1}) \cdot \frac{z}{{(z - 1)}^{2}} \cdot \frac{T_{s}}{L_{s}} = \frac{T_{s}}{L_{s}} \cdot \frac{1}{z - 1} - - - (6)

延时环节T_d的传递函数可表示为

利用泰勒级数展开可得

e^{- T_{d} s} = \frac{1}{1 + T_{d} s + \frac{T_{d}^{2}}{2!} s^{2} + \frac{T_{d}^{3}}{3!} s^{3} + . . . . . .} = \frac{1}{1 + T_{d} s} - - - (7)

假定是并网电感量的预测值，与实际电感量L_s存在一定偏差，其偏差程度由电感系数k_L来衡量，满足

则传递函数

在不考虑控制滞后一拍和PWM动作延时情况下，可得到闭环传递函数为

G_{1} (z) = \frac{D (z) G_{d} (z)}{1 + D (z) G_{d} (z)} - - - (8)

解得闭环极点为z＝1-k_L。在z域内，由于系统稳定需须满足条件|z|＜1，因而，在此种情况下，稳定裕度为0＜k_L＜2。仅考虑控制滞后一拍延时，闭环传递函数可描述为：

G_{2} (z) = \frac{D (z) z^{- 1} G_{d} (z)}{1 + D (z) z^{- 1} G_{d} (z)} - - - (9)

解得闭环极点为

因而，0＜k_L＜1。这说明控制延时影响了系统的稳定性。假定延时时间的比例系数为k_T＝T_d/T_s，则延时环节T_d的传递函数表示为：

H_{d} (z) = \frac{(1 - k_{T}) z + k_{T}}{z} - - - (10)

带有延迟时间t_d的系统闭环传递函数为：

G_{3} (z) = \frac{D (z) z^{- 1} H_{d} (z) G_{d} (z)}{1 + D (z) z^{- 1} H_{d} (z) G_{d} (z)} - - - (11)

其闭环系统特征方程为：

z³-z²+k_L(1-k_T)z+k_Lk_T＝0 (12)

根据该情况下的z域根轨迹图，可知，与仅考虑滞后一拍控制相比，随着k_T的增加，k_L的上限取值越来越小。即在系统稳定裕度内，随着延时的增加，电感偏差的允许值逐渐减小。而在实际情况中，并网电感值不但很难精确测量，而且易随并网电流的变化而变化。甚至随着并网电流增加，电感进入饱和状态从而引起电感量减小。因此，综合考虑延时和电感偏差问题，本发明提出了一种简单的鲁棒预测电流无差拍控制方法，其通过超前一拍控制，来提高系统的稳定裕度。

根据无差拍公式，需进行下一个采样周期内的电网电压平均值预测：利用采集获取的n时刻电网电压u_s(n)和n-1时刻电网电压u_s(n-1)，通过线性插值方法，预测出第n+1个采样周期内的电网电压平均值

由下列算式计算获得

\{\begin{matrix} {\hat{u}}_{s_av} (n) = \frac{{\hat{u}}_{s} (n + 1) + u_{s} (n)}{2} \\ {\hat{u}}_{s} (n + 1) = u_{s} (n) + T_{s} \frac{u_{s} (n) - u_{s} (n - 1)}{T_{s}} \end{matrix} - - - (13)

由此得到

{\hat{u}}_{s_av} (n) = 1.5 u_{s} (n) - 0.5 u_{s} (n - 1) - - - (14)

{\hat{u}}_{s_av} (n + 1) = 2.5 u_{s} (n) - 1.5 u_{s} (n - 1) - - - (15)

下一个采样周期的并网电流预测方法：利用采集获取的n时刻并网电流i_s(n)，通过引入权重因子m，m∈(0，1)，采用非线性插值法，预测电流由下列两式可以获得：

{\hat{i}}_{s} (n + 1) = m \cdot {\hat{i}}_{s} (n) + (1 - m) \cdot i_{s} (n) + + \frac{T_{s}}{k_{L} L_{s}} (u_{inv} (n - 1) - {\hat{u}}_{s_av} (n)) - - - (16)

式中，

为上一个采样周期的预测电流。图5给出了考虑滞后一拍控制情况下的控制框图，将其进行简化可以得到其开环传递函数可以表示为：

G_{4} (z) = k_{L} (1 - m) \cdot \frac{1}{(z - 1) (z + 1 - m)} - - - (17)

闭环传递函数可以表示为：

G (z) = \frac{z - m}{(1 - m) z} \cdot \frac{G_{4} (z)}{1 + G_{4} (z)} = = \frac{K_{L} (z - m)}{z ((z - m) z + (K_{L} - 1) (1 - m))} - - - (18)

当k_L≈1，传递函数G(z)＝z^-2。即对于任意m取值，此为延时两个控制周期的无差拍控制。此时，闭环特征方程为

P(z)＝z²-mz+(k_L-1)(1-m)＝0 (19)

根据朱利稳定判据，系统在满足(1-m)|k_L-1|＜1，P(z＝1)＞0，P(z＝-1)＞0条件下是稳定的，由此，可以得到k_L的变化范围为

0 < k_{L} < 1 + \frac{1}{1 - m} - - - (20)

与传统无延时的无差拍控制相比较，鲁棒预测电流无差拍控制系统对于任意m值均扩大了稳定稳定裕度。根据根轨迹可知，随着m的增加，k_L的上限值快速递增。与带滞后一拍控制延时的传统无差拍控制相比较，提高了系统对于电感偏差的承受能力。

考虑延时到延时时间T_d，开环传递函数可表示为：

G_{5} (z) = k_{L} (1 - m) \cdot \frac{(1 - k_{T}) z + k_{T}}{z (z - 1) (z + 1 - m)} - - - (21)

其闭环特征方程表示为：

z³-mz²+(1-m)(k_L-k_Lk_T-1)z+(1-m)k_Lk_T＝0 (22)

根据朱利稳定判据，要维持系统稳定，需满足下列条件：

k_{L} k_{T} < \frac{1}{1 - m} - \frac{1}{2} - - - (23)

假定k_L≈1，则系统的稳定条件变为

k_{T} < \frac{1}{1 - m} - \frac{1}{2} - - - (24)

传统的无差拍控制(m→0)，维持系统稳定仅允许k_T＜0.5，通过鲁棒预测控制极大增加了稳定裕度。若令m＞1/3，则对于延时T_d∈[0，T_s]，系统都是稳定的。在工程实践中，若采用外扩高速同步A/D转换器，则模拟量采样和数据计算几乎可以同步进行(PWM中断产生时，在中断程序中启动AD采样)，并能够在同一个采样周期(T_s)内完成数据处理。考虑到在图3中的PWM更新与实际作用时刻，t_d实际可限定在最大值0.5T_s(T_s≤t_d≤1.5T_s)，由此，可以得出k_L的稳定限值。且当m取值增大时，k_L的限值也增大。在本发明中，选取k_T＝0.5，m＝0.6，则在k_L＜4时，系统均可稳定控制。即当m增加时，可容许的电感误差增大，甚至当电感接近饱和时，控制系统仍有较强的鲁棒性。

图6给出了鲁棒预测电流无差拍控制在DSP处理器中的具体实现过程：采用非线性插值法，预测电流

由下列两式可以简易获得：

{\hat{i}}_{s} (n + 1) = m \cdot {\hat{i}}_{s} (n) + (1 - m) \cdot i_{s} (n) + e_{i} (n) - - - (25)

e_{i} (n) = i_{s}^{*} (n) - {\hat{i}}_{s} (n) - - - (26)

式中，为上一个采样周期的预测电流，e_i(n)为上一个采样周期计算得到的电流偏差值。

结合公式(5)、(15)、(25)、(26)，根据无差拍原理，可计算出第n个采样周期的开关管占空比为

D (n) = \frac{k}{u_{dc}} ({\hat{u}}_{s_av} (n + 1) + \frac{{\hat{L}}_{s}}{T_{s}} (i_{s}^{*} (n + 1) - {\hat{i}}_{s} (n + 1))) - - - (27)

式中，k为调制比例系数，0.95＜k＜1.0，其影响系统的控制精度和稳定性。

该信号在DSP中进行三角波调制，可得到当前开关周期内的PWM关断时刻点t₁和开通时刻点t₂，t₁和t₂可由下列两式计算获得：

t_{1} = \frac{T_{s}}{2} * (1 - D (n)) - - - (28)

t_{2} = \frac{T_{s}}{2} * (1 + D (n)) - - - (29)