CN102438349A - 半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具 - Google Patents

Abstract

一种半导体发光元件的点灯装置，以简单结构使半导体发光元件高精度调光点灯。其特征在于，具备：开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时从上述直流电源流过电流；再生二极管，在上述开关元件断开时将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则断开上述开关元件，并且在上述电感元件的电能释放结束时导通上述开关元件；上述控制单元通过以低频间歇地阻止检测上述电感元件的电能释放的结束的动作，对上述半导体发光元件进行调光。

Description

半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具

技术领域

本发明涉及对如发光二极管(LED)那样的半导体发光元件进行调光点灯的半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具。

背景技术

在专利文献1(日本国特开2005-294063号公报)中公开了如图7所示的LED点灯装置。该LED点灯装置具备：开关元件Q1，与直流电源2串联并以高频进行通断控制；电感元件L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时从上述直流电源2流过电流；再生二极管D1，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感元件L1中的电能在上述开关元件断开时释放至LED4；电流检测电阻R1，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制单元，若通过上述电流检测电阻R1检测出的电流值达到规定值(晶体管Tr1的导通电压)，则断开上述开关元件Q1，并且，在上述电感元件L1的电能释放结束时(二极管D2熄灭时)使上述开关元件Q1导通。

然而，由于专利文献1的LED点灯装置不具有调光功能，所以不能作为LED调光点灯装置来使用。

在专利文献2(日本国特表2003-522393号公报)中，虽然提出了与市电频率(50/60Hz)同步的在100Hz或120Hz对LED照明模块进行PWM(脉冲宽度调制)调光的概念，但未公开具体的电路单元。

在专利文献3(日本国专利第4474562号公报)中公开了如图13所示的LED点灯装置。该LED点灯装置是如下的半导体发光元件的点灯装置，即，在开关元件Q1导通时若流过电感线圈L1的电流达到规定值，则对开关元件Q1进行断开控制，在开关元件Q1断开时若从电感线圈L1经由再生二极管D1释放至半导体发光元件4的电流变为零，则对开关元件Q1进行导通控制，该LED点灯装置改善输入功率因数，并将流过半导体发光元件4的电流的平均值控制为与基准电压Vref1相对应的恒定值。此外，通过改变基准电压Vref1，能够对半导体发光元件4进行调光控制。其详细的结构和动作在后面图12的说明中进行叙述，即使电源电压或周围的温度发生变化，也能够将流过半导体发光元件4的平均电流控制为与基准电压Vref1相对应的恒定值，并且，其为输入电流偏移较少且较为廉价的结构。

在专利文献3中说明了由于能够利用市贩的功率因数改善用IC来构成控制电路，能够较为廉价地将其实现(参照[0049])。理所当然地，在市贩的功率因数改善用IC中存在将图13的误差放大器EA、乘法电路52、比较器CP1、触发器FF1、驱动电路54集成在一个芯片上的廉价的IC(参照图9)。然而，在专利文献3中，虽然能够通过使基准电压Vref1可变来对半导体发光元件4进行调光控制(参照[0051])，但在基准电压Vref1内置在IC中的情况下，难以进行调光控制。

在专利文献4(日本国特开平10-133613号公报)中提出了在高亮度区域进行PWM调光，在低亮度区域组合使用振幅调光和PWM调光。此外，在专利文献5(日本国特开2002-231470号公报)中公开了如下结构，即，将从外部输入的PWM信号转换为脉冲宽度不同的第二PWM信号，并对应于转换后的PWM信号断开或接续流过LED的电流，并且，对应于将该PWM信号平滑化后的直流电压调节流过LED的电流的振幅。

在专利文献4、专利文献5的技术中，为了调节流过LED的电流的振幅，可变地控制晶体管的导通电阻，因而使功率损失较大。利用如斩波电路那样的开关电源电路来调整流过LED的电流的振幅可以有效地减少功率损失。特别是，已知检测再生电流的零交并对开关元件进行导通控制的以临界模式进行动作的开关电源电路的功率转换效率较高。

例如，在专利文献6(日本国特开2010-40878号公报)中公开了如下结构，即，使用以临界模式进行动作的降压斩波电路来对流过LED的电流进行恒定电流控制。此外，提出了根据同文献的段落[0035]、[0040]，对应于调光信号对降压斩波电路的开关元件的驱动信号进行PWM控制。

然而，专利文献6的提案被解释为对开关元件的导通脉冲宽度进行PWM的含义，在以临界模式进行动作的开关电源电路中，若对应于调光信号对导通脉冲宽度任意地进行可变控制，则由于直至再生电流零交为止的时间变动，存在开关频率在较大范围内变动的问题(参照图15(e))。此外，即使假设解释为专利文献6的PWM控制对应于低频的PWM信号间歇地停止高频的开关动作的含义，在该情况下，由于只能在PWM信号的可变范围内进行调光，存在调光范围受到限制的问题。

此外，在专利文献6中公开了利用所谓以临界模式进行动作的降压斩波电路控制流过发光二极管(LED)的电流的LED点灯装置。在此，如图19所示，所谓临界模式是指在开关元件的断开期间TOFF释放出在开关元件的导通期间TON内积蓄在电感元件中的电能，并在该电能释放结束的定时再次使开关元件导通的控制模式，与其它的控制模式相比，功率转换效率变高。此外，由于开关电流的峰值的一半成为负载电流的有效值，能够容易地实现恒定电流控制。

例如，对使如图5(a)所示的降压斩波电路3a的开关元件Q1以临界模式进行动作的情况进行说明。例如，向输入端子A-B之间供给将市用交流电源利用升压斩波电路升压的直流电压，在输出端子C-D间连接有LED串联电路或将其多个并联连接的负载电路。在开关元件Q1导通时，经由开关元件Q1→电感线圈L1→电容器C2，流过如图19所示的电流IQ1，在电感线圈L1中积蓄电能。若开关元件Q1断开，则由积蓄在电感线圈L1中的电能产生反电势，再生电流ID1以电感线圈L1→电容器C2→二极管D1的路线流过。在该再生电流ID1归零的定时若再次使开关元件Q1导通，则由于开关损失变少，也未产生电流的停止期间，与其它控制模式相比功率转换效率变高。

虽然在专利文献6的段落[0035]、[0040]中提出了对应于来自外部的调光信号对开关元件Q1的导通期间TON进行PWM控制，但未公开具体的电路结构。此外，对于针对LED的特性的差异或电感等电路常量的差异的工厂出厂时的输出调整、温度变化、老化变化等，也没有提示用于简单并廉价地进行输出调整的结构。

专利文献

专利文献1：日本国特开2005-294063号公报

专利文献2：日本国特表2003-522393号公报

专利文献3：日本国专利第4474562号公报(权利要求1-3、[0051])

专利文献4：日本国特开平10-133613号公报(图1-图3)

专利文献5：日本国特开2002-231470号公报(图1-图4)

专利文献6：日本国特开2010-40878号公报(图1、图2、段落[0035]、[0040])

发明内容

发明要解决的问题

若在开关元件导通时流过电感元件的电流达到规定值，则对开关元件进行断开控制，在开关元件断开时，若从电感元件经由再生二极管释放至半导体发光元件的电流变为零，则对开关元件进行导通控制的半导体发光元件的点灯装置中，本发明的课题在于，提出以简单的结构对半导体发光元件进行高精度的调光点灯的电路单元。

此外，本发明的课题在于，在使用以临界模式进行动作的开关电源电路对LED进行调光点灯的情况下，将开关频率的变动范围限制在规定范围内，并能够进行较大范围的调光。

本发明的课题在于，在利用以临界模式进行动作的功率转换电路控制流过半导体发光元件的电流的点灯装置中，以简单的结构实现输出调整。

用于解决问题的单元

为解决上述问题，如图1所示，方案1的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断(导通/切断)控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，控制电路5通过以低频间歇地阻止检测出上述电感线圈L1的电能释放的结束的动作来对上述半导体发光元件4进行调光。

为解决相同的问题，如图1所示，方案2的发明的半导体发光元件的点灯装置特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，通过以低频间歇地形成由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值的状态，来对上述半导体发光元件4进行调光。

根据方案1及方案2的发明，半导体发光元件的点灯装置具备：控制单元，若流过开关元件的电流达到规定值，则对开关元件进行断开控制，并且，在开关元件断开之后，在积蓄在电感元件中的电能的释放结束的时刻对开关元件进行导通控制，在上述半导体发光元件的点灯装置中，上述控制单元通过以低频间歇地阻止检测上述电感元件的电能释放结束的动作，或者，以低频间歇地形成流过开关元件的电流的检测值达到规定值的状态，能够通过简单的结构以高精度调整流过半导体发光元件的电流，从而能够廉价地实现能够进行高精度的调光控制的半导体发光元件的点灯装置。

为解决上述问题，如图8所示，方案10的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，如图11(d)所示，在利用上述电流检测单元检测出的检测值上叠加对应于上述半导体发光元件4的减光量的修正值，从而对上述半导体发光元件4进行调光。

为解决相同的问题，如图8所示，方案12的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，如图11(c)所示，从利用上述电流检测单元检测出的检测值中减去对应于上述半导体发光元件4的增光量的修正值，从而对上述半导体发光元件4进行调光。

为解决相同的问题，如图8所示，方案13的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，如图11(a)所示，利用CR积分电路将比上述开关元件Q1的开关频率足够低的频率的方波电压信号(PWM信号)平滑化，将平滑化后的直流电压作为上述规定值，对应于上述方波电压信号的占空比地来对上述半导体发光元件4进行调光。

根据方案10或方案12的发明，半导体发光元件的点灯装置具备：控制单元，若流过开关元件的电流达到规定值，则对开关元件进行断开控制，并且，在开关元件断开之后，在积蓄在电感元件中的电能的释放结束的时刻对开关元件进行导通控制，在上述半导体发光元件的点灯装置中，通过对电流检测值加上或减去对应于调光量的修正值，能够利用简单的结构以高精度调整流过半导体发光元件的电流，从而能够廉价地实现能够进行高精度的调光控制的半导体发光元件的点灯装置。

为解决上述问题，如图14所示，方案16的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感线圈L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感线圈L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制电路5，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且在上述电感线圈L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，通过组合上述第一调光动作和上述第二调光动作，如图15(a)～(e)所示，将上述开关元件Q1的开关频率f限制在规定的最高频率fmax与最低频率fmin之间的频率范围内，上述第一调光动作通过以比上述开关元件Q1的开关频率足够低的频率间歇地停止上述开关元件Q1的开关动作来减少上述半导体发光元件4的光输出，上述第二调光动作通过使上述规定值可变来使上述半导体发光元件4的光输出可变。

根据方案16的本发明，由于通过组合间歇地停止开关元件的开关动作的调光动作和可变地控制流过开关元件的电流的峰值的调光动作，将开关元件的开关频率限制在规定的最高频率与最低频率之间的频率范围内，能够防止开关元件的开关频率变得过高或过低。

为解决上述问题，如图17所示，方案22的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感元件L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感元件L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制单元(控制电路5)，若通过上述电流检测单元检测出电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且，在上述电感元件L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，具有：可变电阻元件VR2，该可变电阻元件VR2在利用上述电流检测单元检测出的检测值上叠加用于输出调整的修正值。

如图17所示，方案24的发明的半导体发光元件的点灯装置的特征在于，具备：开关元件Q1，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；电感元件L1，与上述开关元件Q1串联连接，并在上述开关元件Q1导通时，从上述直流电源流过电流；再生二极管D1，在上述开关元件Q1断开时，将在上述开关元件Q1导通时积蓄在上述电感元件L1中的电能释放至半导体发光元件4；电流检测单元(电阻R1)，检测流过上述开关元件Q1的电流；控制单元(控制电路5)，若通过上述电流检测单元检测出电流值达到规定值，则使上述开关元件Q1断开，并且，在上述电感元件L1的电能释放结束时使上述开关元件Q1导通；在上述半导体发光元件的点灯装置中，具有：可变电阻元件VR1，该可变电阻元件VR1从利用上述电流检测单元检测出的检测值中减去用于输出调整的修正值。

根据方案22或方案24的发明，半导体发光元件的点灯装置具备：控制单元，若流过开关元件的电流的检测值达到规定值，则对开关元件进行断开控制，并且，在开关元件断开之后，在积蓄在电感元件中的电能的释放结束的时刻对开关元件进行导通控制，在上述半导体发光元件的点灯装置中，通过具有对流过开关元件的电流的检测值叠加用于输出调整的修正值的可变电阻元件或从流过开关元件的电流的检测值中减去用于输出调整的修正值的可变电阻元件，能够以简单的结构进行高精度的输出调整。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的点灯装置的电路图。

图2是将本发明的实施方式1的点灯装置所使用的控制用集成电路的内部结构简单化并表示的电路图。

图3是表示使用本发明的实施方式1的点灯装置的LED调光点灯装置的整体结构的模块电路图。

图4是本发明的实施方式1的变形例1的点灯装置的电路图。

图5是能够适用本发明的各种开关电源电路的电路图。

图6是表示本发明的实施方式1的变形例4的照明器具的概略结构的剖视图。

图7是以往例的电路图。

图8是本发明的实施方式2的点灯装置的电路图。

图9是将本发明的实施方式2的点灯装置所使用的控制用集成电路的内部结构简单化并表示的电路图。

图10是表示使用本发明的实施方式2的点灯装置的LED调光点灯装置的整体结构的模块电路图。

图11是表示本发明的实施方式2的主要部分的构成例的电路图。

图12是本发明的实施方式2的变形例2的点灯装置的电路图。

图13是以往例的电路图。

图14是本发明的实施方式3的点灯装置的电路图。

图15是表示本发明的实施方式3的调光控制例的动作说明图。

图16是表示本发明的实施方式3的变形例1的点灯装置的主要部分构成例的电路图。

图17是本发明的实施方式4的点灯装置的电路图。

图18是表示本发明的实施方式4的变形例3的点灯装置的主要部分构成例的电路图。

图19是以往的LED点灯装置的动作波形图。

具体实施方式

(实施方式1)

图1是本发明的实施方式1的点灯装置的电路图。该点灯装置具备电源连接器CON1和输出连接器CON2。电源连接器CON1与市用交流电源(100V，50/60Hz)连接。输出连接器CON2与如发光二极管(LED)那样的半导体发光元件4连接。半导体发光元件4可以是多个LED串联或并联，也可以是串并混联的LED模块。

电源连接器CON1经由电流熔断器FUSE和滤波电路2a与直流电源电路2b连接。滤波电路2a由浪涌电压吸收元件ZNR、滤波电容器Ca、Cb以及共模扼流线圈(common mode choke coil)LF构成。虽然直流电源电路2b在此是图示为由全波整流器DB和平滑电容器C0构成的整流平滑电路，但也可以是使用升压斩波电路的功率因数改善电路。

直流电源电路2b的输出端与降压斩波电路3连接。降压斩波电路3具备：电感线圈L1，相对于利用直流电流点灯的半导体发光元件4串联连接；开关元件Q1，串联连接在上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路与直流电源电路2b的输出之间；再生二极管D1，以并联的方式与上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路连接，并且在上述开关元件Q1断开时连接在将上述电感线圈L1的积蓄电能释放至上述半导体发光元件4的方向上。此外，上述半导体发光元件4以并联的方式与输出电容器C2连接。该输出电容器C2的容量设定为通过上述开关元件Q1的通断使脉动成分平滑化，并使平滑化的直流电流流过上述半导体发光元件4。

通过控制电路5以高频对开关元件Q1进行通断驱动。控制电路5由控制用集成电路50及其周边电路构成。在此使用了ST微电子技术公司制造的L6562来作为控制用集成电路50。该芯片(L6562)原本为PFC电路(功率因数改善控制用的升压斩波电路)的控制用IC，在内部包含乘法电路等对于降压斩波电路的控制而言多余的结构要素。与此相对地，为将输入电流的平均值控制成与输入电压的包络线相似的形状，在一个芯片内具备控制输入电流的峰值的功能和零交控制功能，这些功能转用于降压斩波电路的控制。

图2将本实施方式所使用的控制用集成电路50的内部结构简单化并表示。1号管脚(INV)为内置的误差放大器(error amplifier)EA的反转输入端子，2号管脚(COMP)为误差放大器EA的输出端子，3号管脚(MULT)为乘法电路52的输入端子，4号管脚(CS)为斩波电流检测端子，5号管脚(ZCD)为零交检测端子，6号管脚(GND)为地线端子，7号管脚(GD)为栅极驱动器端子，8号管脚(Vcc)为电源端子。

若向电源端子Vcc与地线端子GND之间供给规定电压以上的控制电源电压，则由控制电源51生成基准电压Vref1、Vref2，并且集成电路内部的各电路能够进行动作。利用起动器53在电源接通时向触发器FF1的置位输入端子S供给起动脉冲，从而使触发器FF1的Q输出变为高电平(High)。由此7号管脚(栅极驱动器端子GD)介由驱动电路54变为高电平(High)。

若7号管脚(栅极驱动器端子GD)变为高电平(High)，则将由图1的电阻R21、电阻R20分压的栅极驱动电压附加在由MOSFET构成的开关元件Q1的栅极·源极之间。由于电阻R1是电流检测用的小电阻，几乎不会对栅极·源极之间的驱动电压造成影响。

若开关元件Q1导通，则电流从电容器C0的正极经由输出电容器C2、电感线圈L1、开关元件Q1、电阻R1流向电容器C0的负极。此时，流过电感线圈L1的斩波电流i是在电感线圈L1在没有磁饱和的范围内近似直线地上升的电流。通过电阻R1检测该电流，并将其输入至控制用集成电路50的4号管脚(CS)。

控制用集成电路50的4号管脚(CS)为斩波电流检测端子，其电压经由IC内部的40KΩ和5pF的噪声滤波器施加至比较器CP1的+输入端子。将基准电压施加至比较器CP1的-输入端子上。由1号管脚(INV)的施加电压V1和3号管脚(MULT)的施加电压V3决定该基准电压。

若斩波电流检测端子CS的电压超过基准电压，则比较器CP1的输出变为高电平(High)，从而向触发器FF1的复位输入端子R输入复位信号。由此触发器FF1的Q输出变为低电平(Low)。此时，由于驱动电路54进行动作来从7号管脚(栅极驱动器端子GD)导入电流，图1的二极管D22变为导通，经由电阻R22导出开关元件Q1的栅极·源极之间的电荷，并使由MOSFET构成的开关元件Q1迅速断开。

若开关元件Q1断开，则积蓄在电感线圈L1中的电磁能经由再生二极管D1释放至输出电容器C2。此时，由于电感线圈L1的两端电压被输出电容器C2的电压Vc2夹紧，电感线圈L1的电流i以大致恒定的斜率(di/dt≈-Vc2/L1)减少。

在电容器C2的电压Vc2较高时，电感线圈L1的电流i迅速地衰减，在电容器C2的电压Vc2较低时，电感线圈L1的电流i缓慢地衰减。由此，即使流过电感线圈L1的电流的峰值为恒定，电感线圈L1的电流i直至消失为止的时间也会变化。电容器C2的电压Vc2越高则该所需时间越短，电容器C2的电压Vc2越低则该所需时间越长。

在电流i流过电感线圈L1的期间中，在电感线圈L1的二次绕组n2中产生对应于电感线圈L1的电流i的斜率的电压。若电感线圈L1的电流i流尽，则该电压消失。由5号管脚(零交检测端子ZCD)检测该定时。

在控制用集成电路50的5号管脚(零交检测端子ZCD)上连接有零交检测用的比较器CP2的-输入端子。将零交检测用的基准电压Vref2施加在比较器CP2的+输入端子上。若施加在5号管脚(零交检测端子ZCD)上的二次绕组n2的电压消失，则比较器CP2的输出变为高电平(High)，经由OR栅极将置位脉冲供给至触发器FF1的置位输入端子S上，从而使触发器FF1的Q输出变为高电平(High)。由此7号管脚(栅极驱动器端子GD)介由驱动电路54变为高电平(High)。在下文中，重复相同的动作。

这样，输出电容器C2得到将电容器C0的输出电压降压的直流电压。将该直流电压经由输出连接器CON2供给至半导体发光元件4。在使用发光二极管(LED)作为半导体发光元件4的情况下，若LED的顺向电压为Vf，串联个数为n个，则输出电容器C2的电压Vc2夹紧至大致n×Vf。

在LED的串联个数n较多时，由于输出电容器C2的电压Vc2较高，与电容器C0的电压Vdc的电压差(Vdc-Vc2)变小。因此，开关元件Q1导通时由电感线圈L1分担的电压变小，流过电感线圈L1的电流i的上升速度di/dt＝(Vdc-Vc2)/L1变慢。作为其结果，流过电感线圈L1的电流i到达规定的峰值的时间变长，开关元件Q1的导通时间变长。

在开关元件Q1断开时，在电感线圈L1的两端产生的反电势，夹紧至电容器C2的电压Vc2(＝n×Vf)。因此，在LED的串联个数n较多时，在开关元件Q1断开时施加在电感线圈L1上的电压变大，流过电感线圈L1的电流i的衰减速度di/dt＝-Vc2/L1变快。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i变为零为止的时间变短，开关元件Q1的断开时间变短。

在LED的串联个数n较少时，与上述说明的相反，开关元件Q1的导通时间变短，断开时间变长。换言之，在LED的串联个数n较少时，输出电容器C2的电压Vc2较低，与电容器C0的电压Vdc的电压差(Vdc-Vc2)变大。因此，在开关元件Q1导通时由电感线圈L1分担的电压变大，流过电感线圈L1的电流i的上升速度di/dt＝(Vdc-Vc2)/L1变快。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i到达规定的峰值为止的时间变短，开关元件Q1的导通时间变短。

在开关元件Q1断开时，在电感线圈L1的两端产生的反电势夹紧至电容器C2的电压Vc2(＝n×Vf)。因此，在LED的串联个数n较少时，在开关元件Q1断开时施加在电感线圈L1上的电压较小，流过电感线圈L1的电流i的衰减速度di/dt＝-Vc2/L1变慢。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i变为零为止的时间变长，开关元件Q1的断开时间变长。

这样，根据本实施方式的点灯装置，若LED的串联个数n变多，自动地开关元件Q1的导通时间变长，断开时间变短，若LED的串联个数n变少，自动地开关元件Q1的导通时间变短，断开时间变长。由此，与LED的串联个数n无关，成为能够维持恒定电流特性的结构。

此外，虽然对控制电源电路10的详细结构未作限定，但在此，具备平滑电容器C3和限制其电压的齐纳二极管ZD1。在最简单的例子中，也可以是从电容器C0的正极经由高电阻向电容器C3的正极供给充电电流的结构。作为效率更好的电源供给单元，也可以采用始终从电感线圈L1的二次绕组n2对电容器C3进行充电的结构。

此外，在本实施方式中，虽然是通过检测电感线圈L1的二次绕组n2的电压消失的定时来检测流过电感线圈L1的电流大致变为零的定时，但作为其它的方法，检测再生二极管D1的反向电压的上升或是检测开关元件Q1的两端电压的下降等，只要是能够检测再生电流消失的定时的方法，也可以变更具体的方法。

根据本实施方式的结构，即使在负载不同的情况下，斩波电流的平均值也几乎不变化。由此，将斩波电流的脉动成分利用输出电容器C2平滑化从而使供给至负载的输出电流的有效值与负载无关，其为大致恒定。

因此，通过对应于低频的PWM信号间歇地停止高频的斩波动作，能够向半导体发光元件4供给对应于PWM信号的占空比的输出电流，从而能够进行高精度的调光。

因此，在图1的实施方式中，在开关元件Q1的控制电极与地线之间连接开关元件Q2，并且对应于低频的PWM信号对该开关元件Q2的栅极电压V2进行控制，或者，对应于低频的PWM信号对控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1，或者3号管脚(MULT)的施加电压V3，或者4号管脚(CS)的施加电压V4，或者5号管脚(ZCD)的施加电压V5的某一个进行控制。可以组合这些方法的两个以上来实施，也可以选择某一个来实施。

在下文中，分别对各个方法单独地进行说明。

首先，说明对应于低频的PWM信号对开关元件Q2进行导通/断开控制的情况。低频的PWM信号例如为1kHz的方波电压信号，是在一个周期中的低电平(Low)的期间越长则调光输出越大的调光信号。这种PWM信号广泛应用于荧光灯的调光点灯装置的领域，如图3所示，将上述PWM信号经由点灯装置1的连接器CON3从调光信号线进行供给，并经由整流电路5a、绝缘电路5b、波形整形电路5c输入至控制电路5。

在此，以低频的PWM信号作为开关元件Q2的栅极电压V2，在栅极电压V2为高电平(High)时，开关元件Q2变为导通，使开关元件Q1的控制电极与地线之间短路。此外，在栅极电压V2为低电平(Low)时，开关元件Q2变为断开(高阻抗状态)，变为相当于未连接的状态。

在开关元件Q2导通的期间内，电阻R21与开关元件Q2的连接点总是为低电平(Low)。由此，即使控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)以高频切换高/低(High/Low)，也由电阻R21消耗该栅极驱动器输出，从而使开关元件Q1维持在断开状态。此时，如后述的实施方式1的变形例1那样，也可以使控制用集成电路50的5号管脚与地线短路，从而停止IC的动作。无论哪一种，斩波动作都变为停止状态。

在开关元件Q2断开的情况下，对应于控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)以高频切换高/低(High/Low)，使开关元件Q1切换导通/断开，从而变成通常的斩波动作。

由此，斩波动作期间与斩波动作停止期间的比率，和PWM信号的低电平(Low)期间与高电平(High)期间的比率一致。由于在斩波动作期间供给恒定电流，在斩波动作停止期间停止电流供给，作为其结果，将对应于PWM信号的一个周期的低电平(Low)期间的比例的电流供给至半导体发光元件4。由此，能够进行高精度的调光。

接下来，说明对应于低频的PWM信号对控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1进行控制的情况。进行控制来使1号管脚(INV)的施加电压V1越高则流过开关元件Q1的电流的峰值越低。因此，例如，在低频的PWM信号为高电平(High)时，将1号管脚(INV)的施加电压V1设定为高，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，将1号管脚(INV)的施加电压V1设定为低。在施加电压V1较高的期间，将流过开关元件Q1的电流的峰值控制为较低，在施加电压V1较低的期间，将流过开关元件Q1的电流的峰值控制为较高，从而能够通过改变各期间的比率来进行调光。

接下来，说明对应于低频的PWM信号对控制用集成电路50的3号管脚(MULT)的施加电压V3进行控制的情况。进行控制来使3号管脚(MULT)的施加电压V3越高则流过开关元件Q1的电流的峰值越高。因此，例如，在低频的PWM信号为高电平(High)时，3号管脚(MULT)的施加电压V3设定为低，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，3号管脚(MULT)的施加电压V3设定为高。由于在施加电压V3较高的期间，将流过开关元件Q1的电流的峰值控制为高，在施加电压V3较低的期间，将流过开关元件Q1的电流的峰值控制为较低，能够通过改变各期间的比率来调光。

接下来，说明对应于低频的PWM信号对控制用集成电路50的4号管脚(CS)的施加电压V4进行控制的情况。如上述那样，若4号管脚(CS)的施加电压V4变得比内部的基准电压(比较器CP1的-输入端子的施加电压)更高，则对开关元件Q1进行断开控制。因此，例如，在低频的PWM信号为高电平(High)时，进行控制来使4号管脚(CS)的施加电压V4快速达到上述基准电压。作为具体的方法，通过经由二极管D4在电阻R1中叠加直流电流，模拟地增加4号管脚(CS)的检测电压，进行控制来使4号管脚(CS)的施加电压V4快速达到上述基准电压。在这种情况下，流过开关元件Q1的电流的峰值变得比通常更低。此外，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，除去介由二极管D4的叠加电流，从而返回至通常的动作。若这样控制，则在低频的PWM信号为高电平(High)时，流过开关元件Q1的电流的峰值变得比通常更低，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，流过开关元件Q1的电流的峰值返回至通常的值。由此，能够对应于低频的PWM信号为低电平(Low)的期间与高电平(High)的期间的比率进行调光。

此外，作为极端的情况，在低频的PWM信号为高电平(High)时，也可以进行控制来使4号管脚(CS)的施加电压V4变得总是比上述基准电压(比较器CP1的-输入端子的施加电压)更高。在这种情况下，由于开关元件Q1的导通时间变为大致为零，实际上停止了斩波动作。

接下来，说明对应于低频的PWM信号对控制用集成电路50的5号管脚(ZCD)的施加电压V5进行控制的情况。如上述那样，通过降低5号管脚(ZCD)的施加电压V5，再次对开关元件Q1进行导通控制。因此，例如，在低频的PWM信号为高电平(High)时，进行控制来使5号管脚(ZCD)的施加电压V5不下降。作为具体的方法，介由二极管D5叠加直流电压。此外，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，除去介由二极管D5的叠加电压，从而返回至通常的动作。若这样进行控制，在低频的PWM信号为高电平(High)时，开关元件Q1不会导通，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，对开关元件Q1进行导通/断开控制。由此，能够对应于低频的PWM信号为低电平(Low)的期间与高电平(High)的期间的比率进行调光。

此外，作为其它的方法，如后述的实施方式1的变形例1(图4)所说明的那样，也可以进行控制，通过将控制用集成电路50的5号管脚(ZCD)与PWM信号同步而短路至地线，使IC的动作停止。如上述那样，在使用ST微电子技术公司制作的L6562作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示禁止(disable)电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若5号管脚短路至地线，则能够使IC的动作停止。因此，在低频的PWM信号为高电平(High)时，通过将5号管脚(ZCD)短路至地线来停止IC的动作，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，断开5号管脚(ZCD)，从而返回至通常的动作。由此，能够对应于低频的PWM信号为低电平(Low)的期间与高电平(High)的期间的比率来进行调光。

图3表示了设置有图1的点灯装置的LED调光点灯装置1的整体结构。电源电路2构成为包括上述的滤波电路2a和直流电源电路2b。电容器Cc、Cd为用于将电路地线(电容器C0的负极)高频地连接至设备底座的电容器。CON1为连接至市用交流电源Vs的电源连接器，CON2为经由导线44连接至半导体发光元件4的输出连接器，CON3为用于连接调光信号线的连接器。向调光信号线供给例如由频率为1kHz，振幅为10V的占空比可变的方波电压信号构成的调光信号。

连接至连接器CON3的整流电路5a是用于使调光信号线的布线无极性化的电路，即使逆向连接调光信号线也会正常地动作。换言之，由全波整流器DB1对输入的调光信号进行全波整流，经由电阻等的阻抗要素Z1在齐纳二极管ZD的两端获得方波电压信号。绝缘电路5b具备光耦合器PC1，调光信号线与点灯装置绝缘并且传递方波电压信号。波形整形电路5c是对从绝缘电路5b的光耦合器PC1输出的信号进行波形整形，使其成为高电平(High)与低电平(Low)明确的PWM信号并输出的电路。由于经由调光信号线长距离传输的方波电压信号的波形变形，设置有波形整形电路5c。

虽然在以往的变频器(inverter)式的荧光灯调光点灯装置中，在波形整形电路5c之后还设置有如CR积分电路(平滑电路)那样的低通滤波电路，生成模拟的调光电压，并对应于该调光电压对变频器的频率等进行可变控制，但在本实施方式中是直接将波形整形后的PWM信号输入至控制电路5(参照图1)。在控制电路5中，在PWM信号为高电平(High)的期间，使降压斩波电路3的斩波动作停止，在PWM信号为低电平(Low)的期间，通过允许降压斩波电路3的斩波动作，调整由降压斩波电路3的输出电容器C2平滑化并供给至半导体发光元件4的直流电流的大小。换言之，控制电路5与降压斩波电路3起到将PWM信号平滑化的低通滤波电路的功能。

此外，若调光信号线断线或者连接器CON3的连接脱落，虽然PWM信号总是变为低电平(Low)，但在该情况下，由于总是允许降压斩波电路3的斩波动作，半导体发光元件4处于全点灯状态。

(实施方式1的变形例1)

图4是本发明的实施方式1的变形例1的点灯装置的电路图。在本实施方式中，在图1的基本结构中，在PWM信号为高电平(High)时，进行控制来使开关元件Q2的栅极电压V2为高电平(High)，此外，使1号管脚的施加电压V1和5号管脚的施加电压V5均为低电平(Low)(短路至地线)。

如上述那样，在使用ST微电子技术公司制作的L6562来作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示禁止电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若5号管脚短路至地线，则能够使IC的动作停止。如实施方式1所述，虽然仅使开关元件Q2导通就能够将开关元件Q1维持在断开状态，但通过进一步使IC的动作停止，能够减少消耗电流。

在下文中，对图4的电路结构进行说明，对与图1的电路结构具有相同的功能的部分附加相同的附图标记并省略重复的说明。

全波整流器DB的交流输入端子经由滤波电路2a和电流熔断器FUSE连接至电源连接器CON1。滤波电路2a的结构与图1相同。

全波整流器DB的直流输出端子经由正温度系数热敏电阻PTC与平滑电容器C0连接。正温度系数热敏电阻PTC为温度越高则电阻值变得越高的热敏电阻。

平滑电容器C0具有例如数十μF左右的容量。与平滑电容器C0并联连接的电容器Co为高频旁路用的小容量的电容器。

在电源接通之后，全波整流器DB的直流输出端子由充电前的平滑电容器C0短路，换句话说，流过冲击电流。通过正温度系数热敏电阻PTC限制该冲击电流。

另一方面，在平滑电容器C0充电后，不需要通过正温度系数热敏电阻PTC限制电流。否则，会产生不必要的能耗。

因此，正温度系数热敏电阻PTC与反向阻断三极晶闸管(SCR)Q14并联连接，在接通电源后，在平滑电容器C0的充电结束时，进行控制来导通晶闸管Q14。

为生成晶闸管Q14的栅极电压，全波整流器DB的各交流输入端子与二极管D11、D12的各个阳极分别连接，这些二极管D11、D12的阴极经由电阻R54、R55、R56、R57的串联电路与全波整流器DB的直流输出端子的负极连接。

电阻R57与计时器用的电解电容器C57并联。该电解电容器C57的容量规定了在电源接通后直至晶闸管Q14导通为止的延迟时间。

若电解电容器C57的电压上升，则经由二极管D13、D14的并联电路、电阻R58，将栅极电压供给至晶闸管Q14。此外，起到防止并联连接在晶闸管Q14的栅极·阴极间的电容器C58的误动作的作用。

上文所述的由电阻R54～R58、电容器C57、C58、二极管D11～D14、晶闸管Q14、正温度系数热敏电阻PTC构成的电路构成了冲击电流防止电路2c。

冲击电流防止电路2c的二极管D11、D12也兼作电源故障检测电路2d的整流器。电源故障检测电路2d包括：电阻R51、R52、R53的串联电路；与电阻R53并联连接的电容器C53；通过电容器C53的电压而正相偏压的晶体管Q13。将电阻R51～R53的串联电路连接在二极管D11、D12的阴极与平滑电容器C0的负极之间。若交流电源通电，则电流流过电阻R51～R53的串联电路，为电容器C53充电，晶体管Q13导通。若切断交流电源，则立即切断流过电阻R51～R53的串联电路的电流。这样，电容器C53的电荷经由电阻R53放电，由于晶体管Q13的正相偏压消失，晶体管Q13断开。

此外，电容器C53的容量设定为在电源故障的状态持续数个周期的交流电源时使晶体管Q13断开，从而不会在交流电源瞬间停电的情况或进行相位控制的情况下或是交流电源的零交附近断开晶体管Q13。

另一方面，即使切断交流电源，经由电阻R15～R1的串联电路从平滑电容器C0流出的电流在平滑电容器C0的充电电荷残留的期间也不会切断。在本实施方式中，在电源故障检测电路2d的晶体管Q13断开时，利用经由电阻R15～R1的串联电路供给至电阻R14的电流使晶体管Q11处于正相偏压，控制用集成电路50构成为1号管脚(INV)短路至地线。此时，5号管脚(ZCD)也经由二极管D8短路至地线。由此，防止在电源故障时光输出闪烁。

平滑电容器C0的电压为市用交流电源电压(100V，50/60Hz)的峰值附近的电压(约140V)。从该平滑电容器C0经由降压用的电阻R31～R34向用于供给控制电源电压Vcc的电容器C3供给充电电流。

若电容器C3的电压上升至控制用集成电路50的可动作电压以上，则开始开关元件Q1的通断动作，由于高频的三角波电流流过电感线圈L1，在该二次绕组中产生高频的矩形波电压。在开关元件Q1导通时，通过在电感线圈L1的二次绕组中产生的电压，电流流过二极管D10、电容器C10和电阻R10，电容器C10充电。在断开开关元件Q1断开时，在电感线圈L1的二次绕组中产生反极性的电压，通过将该电压与电容器C10的充电电压相加而得的电压，充电电流过由二极管D3与电阻R10流至电容器C3。由此，虽然电容器C3的电压将要进一步上升，但由于与齐纳二极管ZD1并联连接，通过该齐纳电压夹紧而生成恒定的控制电源电压Vcc。

此外，用于供给控制电源电压Vcc的电容器C3的电压为十数V左右。与电容器C3以并联的方式连接的电容器C11是用于使经由二极管D3的充电电流的高频成分旁通的小容量的电容器。

控制电源电压Vcc由电阻R11、R12、R13分压，并施加至控制用集成电路50的1号管脚(INV)。如上述那样，该电压用于规定流过开关元件Q1的电流的峰值。

控制用集成电路50的2号管脚(COMP)与3号管脚(MULT)在本实施方式中短路。经由电阻R41、R42的串联电路向4号管脚(CS)输入电流检测电阻R1的检测电压。在电阻R41、R42的连接点与地线之间连接有用于调整电流检测灵敏度的可变电阻VR1。若可变电阻VR1的电阻值下降，则由于电流检测电阻R1的检测电压由电阻R41与可变电阻VR1分压并输入至4号管脚(CS)，能够降低电流检测灵敏度，从而提高流过开关元件Q1的电流的峰值。

此外，从供给开关元件Q1的栅极驱动器电压的7号管脚(GD)经由二极管D7、电阻R43、可变电阻VR2，并在可变电阻VR1中叠加直流电压。若可变电阻VR2的电阻值下降，则叠加的直流电压增加，因此4号管脚(CS)的电压增加，从而能够使流过开关元件Q1的电流的峰值下降。

通过调整这两个可变电阻VR1、VR2，能够适当地设定流过开关元件Q1的电流的峰值。在此，所谓适当地设定是指，对于上限值而言，在电感线圈L1没有磁饱和的范围内，并且，没有超过开关元件Q1的最大峰值电流的范围内为适当，对于下限值而言，在开关元件Q1的动作频率没有变的过高的范围内为适当。

5号管脚(ZCD)和由电阻R5与电容器C5构成的低通滤波电路连接。此外，其经由二极管D8与1号管脚(INV)连接，在1号管脚(INV)通过晶体管Q11或Q12短路至地线时，5号管脚(ZCD)的电位也降低至地线电位。

晶体管Q11导通的情况是指如上述那样的电源故障检测时，但与其并联连接的晶体管Q12导通的情况是指PWM信号为高电平(High)时。

在本实施方式中，PWM信号是1kHz的方波电压信号，在高电平(High)时，电流流经二极管D9、电阻R24、R23，电阻R23的两端电压上升，通过使由MOSFET构成的开关元件Q2的栅极电压超过阈值(threshold)电压，开关元件Q2变为导通。此外，电流流经二极管D9、电阻R25、R26，电阻R26的两端电压上升，晶体管Q12变为导通。在PWM信号为低电平(Low)时，开关元件Q2、晶体管Q12都为断开。

接下来，对无负载检测电路6进行说明。无负载检测电路6由齐纳二极管ZD6、电阻R61～R64、晶体管Q61、Q62构成。如图3所示，输出连接器CON2经由导线44与半导体发光元件4连接。半导体发光元件4包括多个LED4a～4d的串联电路而构成。若该串联个数为n，顺向电压为Vf，则负载连接时的输出连接器CON2的电压大体夹紧至n×Vf。齐纳二极管ZD6的齐纳电压较高地设定为比该n×Vf稍有充裕。

假设导线44脱落或断线，或者在多个LED中的某一个断线或与输出连接器CON2产生接触不良，则输出连接器CON2的电压不夹紧至n×Vf。若在该状态下继续开关元件Q1的通断动作，则电容器C2的电压上升。很快，若电容器C2的电压超过齐纳二极管ZD6的齐纳电压，则电流流经电阻R61、R62，晶体管Q61变为导通，电流流经电阻R63、R64，晶体管Q62变为导通。由此，电流流经晶体管Q62、电阻R65，从而使电阻R65的两端产生电压，经由二极管D6使控制用集成电路50的1号管脚(INV)的电压上升。由此，由于控制为使开关元件Q1的电流峰值变低，抑制了电容器C2的电压上升。

(实施方式1的变形例2)

在上述实施方式中，虽然说明了将降压斩波电路3的开关元件Q1配置在低电位侧的电路例，但如图5(a)所示，不言自明，即使在将降压斩波电路3a的开关元件Q1配置在高电位侧的情况下，也能够适用本发明。

此外，在上述的各个实施方式中，虽然例示了使用图2所示的控制用集成电路50的他励式的控制电路来作为控制电路，但本发明的适用范围并不仅局限于此，而是也可以适用于使用自励式的控制电路的LED点灯装置。

例如，如图7的以往例那样，在通过自励式的控制电路对配置在高电位侧的开关元件Q1进行导通/断开控制的结构中，将再生电流通电用的二极管D2置换为n信道MOSFET(参照图1的开关元件Q2)，若向该栅电极供给低频的PWM信号，则由于n信道MOSFET导通的期间变为与再生电流流过相同的状态(或者与流过电阻R1的电流已达到规定值相同的状态)，所以能够通过本发明进行调光控制。此外，在通常的振荡动作中，n信道MOSFET的漏极·源极间的反向二极管能够兼作再生电流通电用的二极管D2。

在图7的以往例中，若接通直流电源2，则通过起动用的电阻R3而开关元件Q1导通。若导通开关元件Q1导通，则电流从直流电源2流经开关元件Q1、电流检测电阻R1、电感线圈L1、电容器C2的路线，并在电感线圈L1中积蓄电磁能。此时，将来自电感线圈L1的二次绕组n2的反馈电压经由电阻R2与电容器C1的并联电路供给至开关元件Q1的控制端子，开关元件Q1继续处于导通状态。

然后，若流过开关元件Q1的电流达到规定值，则通过电流检测电阻R1使晶体管Tr1导通，开关元件Q1断开。这样，在电感线圈L1的二次绕组n2中产生与至今为止反向的电动势，电流过由二极管D2流过电阻R2与电容器C1的并联电路，导出积蓄在开关元件Q1的控制端子的电荷，并且，将电容器C1的电荷放电。

此外，由积蓄在电感线圈L1中的电磁能产生的电流流经电感线圈L1、电容器C2及二极管D1的导通电路，并为电容器C2充电，并且，消耗电感线圈L1的电磁能。若消耗电感线圈L1的电磁能，则二极管D2断开，再次通过起动用的电阻R3使开关元件Q1导通。以下，重复相同的动作，若电容器C2的充电电压上升至上述的n×Vf，则发光二极管4点灯。

在该图7的以往例中，将再生电流通电用的二极管D2置换为n信道MOSFET，若向该栅电极供给低频的PWM信号，则能够使上述的自励振荡动作对应于PWM信号的高/低(High/Low)进行振荡停止/振荡再开，从而能够对应于PWM信号的断开·占空比进行调光。此外，能够将再生电流通电用的二极管D2兼作作为PWM开关的n信道MOSFET，从而能够减少部件件数。

此外，本发明也能够适用于如图5(b)～(d)所示的各种开关电源电路。图5(b)为升压斩波电路3b的例子，图5(c)为回扫(fly back)式转换器电路3c的例子，图5(d)为升降压斩波电路3d的例子。但这些仅为示例，只要是同时采用峰值电流检测动作和零交检测动作的开关电源电路，就能够适用于本发明，上述峰值电流检测动作在开关元件Q1导通时，若流过电感元件(电感线圈L1或者变压器T1)的电流达到规定值，则对开关元件Q1进行断开控制，上述零交检测动作在开关元件Q1断开时，若从电感元件经由再生二极管D1释放出的电流大致变为零，则对开关元件Q1进行导通控制。

(实施方式1的变形例3)

在以上的实施方式中，虽然例示了使用1kHz的方波电压信号作为PWM信号的情况，但并不限定于此。例如，在对进行了相位控制的交流电压进行全波整流之后，也可以将进行过波形整形的电压信号作为低频的PWM信号来使用。

PWM信号的频率优选为设定在100Hz以上2kHz以下的范围内。若PWM信号的频率低于100Hz，则人眼会感觉到光输出的闪烁。与此相对，若PWM信号的频率高于2kHz，则在较深地调光时，由于在PWM信号的一个周期中开关元件Q1进行通断动作的振荡期间的长度变短，无法细致地控制包含在该振荡期间中的开关元件Q1的导通脉冲数，而导通脉冲数离散地变化，从而使调光的分辨率降低。

在PWM信号的频率为可听频率(特别是1kHz等让人感到不快的频率)的情况下，由于从斩波用的电感线圈L1产生“噼～”那样的较高的噪声，可以进行粘合电感线圈的芯与线轴或是利用漆来固定等的应对方案。

然而，在上述的各个实施方式中，由于具备与半导体发光元件4并联的输出电容器C2，即使对应于PWM信号以低频且间歇地停止开关元件Q1的高频开关动作，流过半导体发光元件4的直流电流也会变为低频波纹(ripple)较少的平滑化的电流。换言之，半导体发光元件4通过对应于PWM信号的断开·占空比(低电平(Low)期间占一个周期的比例)的平滑的直流电流连续点灯。然而，输出电容器C2并非必须，在取消该输出电容器C2或是将其容量设计成比较小的情况下，也能够以低频将半导体发光元件4间歇点灯(换言之，以目视无法观察的程度的高速闪烁点灯)。

这样，在将光输出以低频变动的点灯装置用于室内照明或屋外的夜间照明的情况下，在照明范围内设置监视用的摄像机的情况下，PWM信号优选为设置成摄像机的快门速度的倒数的整数倍。例如，若摄像机的快门速度为1/60秒，则PWM信号的频率设定为60Hz、120Hz、180Hz、240Hz、300Hz、…的某一个。此外，若摄像机的快门速度为1/100秒，则PWM信号的频率设定为100Hz、200Hz、300Hz、400Hz、…的某一个。进而，若摄像机的快门速度为1/120秒，则PWM信号的频率设定为120Hz、240Hz、360Hz、480Hz、…的某一个。此外，若摄像机的快门速度为1/180秒，则PWM信号的频率设定为180Hz、360Hz、540Hz、720Hz、…的某一个。进而，此外，若摄像机的快门速度为1/240秒，则PWM信号的频率设定为240Hz、480Hz、720Hz、960Hz…的某一个。若这样进行设定，则即使在光输出以低频变动的情况下，也能够防止摄像机的图像能够看出闪烁。

此外，在本发明的点灯装置为摄像机附带的光源装置的情况下，PWM信号优选为与摄像机的电子快门同步地切换。例如，将摄像机的同步信号输入点灯装置，若使其与摄像机的电子快门的定时同步，仅在曝光期间中使半导体发光元件点灯，则由于没有消耗不必要的点灯电力，从而变得省电。如公知那样，CCD型的摄像机具有电荷积蓄期间和电荷转送期间，在电荷积蓄期间中，虽然是作为各个像素的电荷来积蓄成为像素的光电二极管的光电流，但由于在电荷转送期间中没有积蓄成为像素的光电二极管的光电流，在该期间内断开照明即可。由此，在附LED照明的摄像机为电池驱动的情况下，能够使电池寿命变长。

(实施方式1的变形例4)

图6表示使用了本发明的LED点灯装置的电源外置型LED照明器具的概略结构。在该电源外置型LED照明器具中，在独立于LED模块40的壳体42的盒体中内置有作为电源单元的调光点灯装置1。通过这样做，能够使LED模块40薄型化，作为外置型的电源单元的调光点灯装置1能够不受场所限制地进行设置。

器具壳体42由下端开放的金属制的圆筒体构成，通过光扩散板43覆盖下端开放部。以与该光扩散板43对置的方式配置LED模块40。附图标记41为LED安装基板，其安装有LED模块40的LED4a～4d。将器具壳体42埋入顶棚100，并从配置在顶棚里的作为电源单元的调光点灯装置1经由导线44与连接器45进行布线。

在作为电源单元的调光点灯装置1的内部容纳有如图3所示的电路。LED4a～4d的串联电路(LED模块40)对应于上述的半导体发光元件4。

(实施方式2)

图8是本发明的实施方式2的点灯装置的电路图。在图1的实施方式1中，在开关元件Q1的控制电极与地线之间连接开关元件Q2，对应于低频的PWM信号控制该开关元件Q2的栅极电压V2，或者，对应于低频的PWM信号控制控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1，或者3号管脚(MULT)的施加电压V3，或者4号管脚(CS)的施加电压V4，或者5号管脚(ZCD)的施加电压V5中的某一个。但是，在本实施方式2中没有设置开关元件Q2。

此外，若使流过开关元件Q1的电流的峰值变化，则由于斩波电流的平均值变为总是流过开关元件Q1的电流的峰值的1/2，能够进行高精度的调光。

因此，在本实施方式2中，能够控制控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1或3号管脚(MULT)的施加电压V3。或者，能够对4号管脚(CS)的施加电压V4加上或减去修正值。可以组合这些方法的两个以上来实施，也可以选择某一个来实施。

以下，对各个方法分别地进行说明。

(实施例1)

在图11(a)的例子中，将图8的控制用集成电路50的3号管脚(MULT)的施加电压V3作为对应于低频的PWM信号的占空比的调光电压Vdim，1号管脚(INV)的施加电压V1为恒定值。

低频的PWM信号例如为1kHz的方波电压信号，是在一个周期中的低电平(Low)的期间越长则调光输出越大的调光信号。这种PWM信号广泛应用于荧光灯的调光点灯装置的领域，如图10所示，该PWM信号从调光信号线经由点灯装置1的连接器CON3进行供给，经由整流电路5a、绝缘电路5b、波形整形电路5c输入至直流转换电路5d。在直流转换电路5d中，将低频的PWM信号转换为模拟的调光电压Vdim。在控制电路5中，对应于模拟的调光电压Vdim对半导体发光元件4进行调光控制。

通过图11(a)对直流转换电路5d的简单结构例进行说明。在直流转换电路5d中，将低频的PWM信号作为开关元件2000Q2的栅极电压V2，在栅极电压V2为高电平(High)时，开关元件2000Q2变为导通，此外，在栅极电压V2为低电平(Low)时，开关元件2000Q2变为断开(高阻抗状态)。

在开关元件2000Q2导通的期间，电阻2000Rc与2000Rd的连接点为低电平(Low)。由此，积分电容器2000Ci的充电电荷经由电阻2000Rd、开关元件2000Q2放电，电压Vdim降低。

在开关元件2000Q2断开的情况下，从控制电源电压Vcc经由电阻2000Rc、2000Rd为积分电容器2000Ci充电，电压Vdim上升。由此，对应于开关元件2000Q2的断开/导通的比率增减电压Vdim，开关元件2000Q2的断开期间越长则电压Vdim越增加。

(实施例2)

在图11(b)的例子中，使用设置在图8的控制用集成电路50的1号管脚(INV)与2号管脚(COMP)之间的内置的误差放大器EA来构成CR积分电路，由误差放大器EA的输出得到对应于低频的PWM信号的占空比的调光电压。

在IC的内部，将基准电压Vref1施加至误差放大器EA的+输入端子上。在误差放大器EA的输出端子(2号管脚)与-输入端子(1号管脚)之间连接有积分电容器2000Ci和反馈电阻2000Rf的并联电路。经由输入电阻2000Ri向误差放大器EA的-输入端子(1号管脚)输入低频的PWM信号。可以将积分电容器2000Ci、反馈电阻2000Rf、输入电阻2000Ri的时间常数设计为使误差放大器EA的输出端子(2号管脚)的电压变为大致平滑化的直流电压。

若低频的PWM信号处于低电平(Low)的期间变长，则由于误差放大器EA的输出端子(2号管脚)的电压增大，进行控制来使低电平(Low)的期间越长则调光输出变得越大。

(实施例3)

在图11(c)的例子中，电阻2000R41和晶体管Tr1的串联电路与电流检测电阻R1并联连接，上述电流检测电阻R1与图8的控制用集成电路50的4号管脚(斩波电流检测端子CS)连接。在不饱和区域使用晶体管Tr1，对应于模拟的调光电压Vdim对该电阻值进行可变控制。

若模拟的调光电压Vdim变高，则由于经由偏压电阻2000R42供给至晶体管Tr1的基电流增加，晶体管Tr1的电阻值降低。这样，在从控制用集成电路50观察时，由于具有与降低电流检测电阻R1的电阻值相同的效果，能够增大流过开关元件Q1的电流的峰值。

换言之，通过从由电流检测电阻R1检测到的检测值中减去对应于半导体发光元件4的目标增光量的修正值，能够对半导体发光元件4进行调光。

(实施例4)

在图11(d)的例子中，设置有从图8的控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)对电流检测电阻R1的非接地侧端子间歇地流过叠加电流的电路。由于仅在7号管脚(栅极驱动器端子GD)变为高电平(High)的定时，换言之，在图8的开关元件Q1导通的期间流过叠加电流，与总是流过叠加电流的情况相比，能够抑制在电流检测电阻R1中的能耗。

在图示的例子中，通过使集电极接地的PNP晶体管Tr3进行发射极跟随动作，使模拟的调光电压Vdim低阻抗化，在开关元件Q1导通时，将7号管脚的输出电压与调光电压Vdim的电压差除以电阻2000R44得到的电流输入至PNP晶体管2000Tr2的基极。若模拟的调光电压Vdim变低，则晶体管2000Tr2的基电流增加，从而使经由电阻2000R43、二极管2000D7在电流检测电阻R1中叠加的电流增加。由此，能够减少流过开关元件Q1的电流的峰值。

换言之，通过向由电流检测电阻R1检测到的检测值加上对应于半导体发光元件4的目标减光量的修正值，能够对半导体发光元件4进行调光。

图10表示设置有图8的点灯装置的LED调光点灯装置1的整体结构。电源电路2包括上述的滤波电路2a和直流电源电路2b而构成。电容器Cc、Cd为用于将电路地线(电容器C0的负极)高频地连接至设备底座的电容器。CON1为连接至市用交流电源Vs的电源连接器，CON2为经由导线44连接至半导体发光元件4的输出连接器，CON3为用于连接调光信号线的连接器。向调光信号线供给例如由频率为1kHz，振幅为10V的占空比可变的方波电压信号构成的调光信号。

连接至连接器CON3的整流电路5a是用于使调光信号线的布线无极性化的电路，即使反向连接调光信号线也会正常地动作。换言之，由全波整流器DB1对输入的调光信号进行全波整流，介由电阻等的阻抗要素Z1在齐纳二极管ZD的两端获得方波电压信号。绝缘电路5b具备光耦合器PC1，调光信号线与点灯装置绝缘并且传递方波电压信号。波形整形电路5c对从绝缘电路5b的光耦合器PC1输出的信号进行波形整形，使其成为高电平(High)与低电平(Low)明确的PWM信号来输出。由于经由调光信号线长距离传输的方波电压信号的波形变形，设置有波形整形电路5c。

在本发明的调光点灯装置中，在波形整形电路5c之后还设置有由如CR积分电路(平滑电路)那样的低通滤波电路构成的直流转换电路5d，从而生成模拟的调光电压Vdim，对应于该调光电压Vdim对开关元件Q1的峰值进行可变控制。

(实施方式2的变形例1)

在上述的实施方式2中，虽然说明了将降压斩波电路3的开关元件Q1配置在低电位侧的电路例子，但如图5(a)所示，不言自明，本发明也能够适用于将降压斩波电路3a的开关元件Q1配置在高电位侧的情况。

此外，本发明也能够适用于在如图5(b)～(d)所示的各种开关电源电路中。图5(b)为升压斩波电路3b的例子，图5(c)为回扫式转换器电路3c的例子，图5(d)为升降压斩波电路3d的例子。但这些仅为例示，只要是同时采用峰值电流检测动作和零交检测动作的开关电源电路，就能够适用于本发明，上述峰值电流检测动作为在导通开关元件Q1时，若流过电感元件(电感线圈L1或者变压器T1)的电流达到规定值，则对开关元件Q1进行断开控制，上述零交检测动作在断开开关元件Q1时，若从电感元件经由再生二极管D1释放出的电流大致变为零，则对开关元件Q1进行导通控制。

(实施方式2的变形例2)

图12是本发明的实施方式2的变形例2的点灯装置的电路图。在本实施方式中，在图13的以往例(专利文献1)的结构中，基准电压Vref1不是可变，追加了输入电阻2000Ri′与二极管D9的串联电路，在低频的PWM信号为高电平(High)时，通过向调光电压Vdim降低的方向积分，变成等价地得到与使基准电压Vref1可变同等的效果。

在专利文献3中，在图13的结构中，虽然能够通过使基准电压Vref1为可变来进行调光控制，但如上述那样，在使用ST微电子技术公司制的L6562作为控制用集成电路50的情况下，基准电压Vref1内置在IC中，不能从外部进行可变控制。由于误差放大器EA的-输入端子和输出端子分别作为1，2号管脚向IC的外部露出，将连接在1-2号管脚之间的积分电容器2000Ci与输入电阻2000Ri′的时间常数设定为能够将低频的PWM信号平滑化的程度的容量，若PWM信号为高电平(High)的期间变长，则进行控制来使作为误差放大器EA的输出电压的模拟的调光电压Vdim降低。由此，能够得到与降低IC内部的基准电压Vref1同等的效果。

若从另一个角度来看，这样做对于由LED电流检测电阻Rs检测到的负载电流，能够得到与叠加了对应于PWM信号的高电平(High)期间的修正值同等的效果。换言之，在实际中，即使流过半导体发光元件4的负载电流的平均值比由基准电压Vref1决定的原本的电流值少，但通过在PWM信号的高电平(High)期间多余地叠加了流经输入电阻2000Ri′的积分电流，使检测的平均值上涨，判断为已经达到目标电流，其结果进行了调光。

以下，对图12的电路结构进行说明。市用交流电源Vs经由滤波电路2a与二极管电桥DB的交流输入端子连接。二极管电桥DB的直流输出端子与高频旁路用的小容量的电容器Co并联连接。该电容器Co的两端电压变为将交流电压全波整流的脉动电压，通过电阻Ra、Rb的分压电路进行分压，并将其输入乘法电路52的一侧的输入端子。

二极管电桥DB的直流输出端子的正极经由电感线圈L1与开关元件Q1的漏极电极和二极管D1的阳极电极连接。开关元件Q1的源极电极经由电流检测电阻R1与二极管电桥DB的直流输出端子的负极连接。二极管电桥DB的直流输出端子的负极在电路地线上接地。二极管D1的阴极电极与平滑电容器C2的正极连接，平滑电容器C2的负极接地。平滑电容器C2的两端与半导体发光元件4与LED电流检测电阻Rs的串联电路并联连接。

LED电流检测电阻Rs的非接地侧端子经由输入电阻2000Ri与误差放大器EA的-输入端子连接。在误差放大器EA的-输入端子与输出端子之间并联连接有积分电容器2000Ci。在误差放大器EA的-输入端子与PWM信号输入端子之间连接有二极管D9和输入电阻2000Ri′的串联电路。对误差放大器EA的+输入端子施加基准电压Vref1。将误差放大器EA的输出端子的电压Vdim输入至乘法电路52的另一侧的输入端子。

对比较器CP1的-输入端子施加乘法电路52的输出电压。比较器CP1的+输入端子与检测开关元件Q1的电流的电流检测电阻2000R1的非接地侧端子连接。比较器CP1的输出端子与触发器FF1的复位输入端子R连接。在电感线圈L1的二次绕组n2的电压消失时，向触发器FF1的置位输入端子S输入置位信号。将触发器FF1的Q输出经由驱动电路54作为栅极驱动器信号供给至开关元件Q1的栅电极。

此外，若使用将误差放大器EA、乘法电路52、比较器CP1、触发器FF1、驱动电路54集成在一个芯片中的廉价的IC(参照图9)，则能够降低制造成本。

以下，对图12的电路动作进行说明。若电感线圈L1的电流流尽，则接受该二次绕组n2的输出电压的消失并将该触发器FF1置位。若触发器FF1被置位，则通过该Q输出经由驱动电路54向开关元件Q1供给栅极驱动器信号，开关元件Q1变为导通。若开关元件Q1导通，则从二极管电桥DB的直流输出端子的正极由电感线圈L1、开关元件Q1、电流检测电阻R1、二极管电桥DB的直流输出端子的负极的路线导入输入电流，从而使流过电感线圈L1的电流直线地上升。

由电流检测电阻R1检测流过电感线圈L1的电流，并将其作为检测电压输入至比较器CP1的+输入端子。将乘法电路52的输出电压作为基准电压向比较器CP1的-输入端子输入，若+输入端子的检测电压超过-输入端子的基准电压，则比较器CP1的输出变为高电平(High)，触发器FF1复位。这样，触发器FF1的Q输出变成低电平(Low)，由于来自驱动电路54的栅极驱动器信号变为低电平(Low)，开关元件Q1变为断开。

若开关元件Q1断开，则在电感线圈L1的两端产生反电势，其与二极管电桥DB1的输出电压叠加，升压后的电压经由二极管D1为平滑电容器C2充电。此时，流过电感线圈L1的电流变为直线地减少的电流，并作为来自市用交流电源的输入电流导入。在再生电流流过电感线圈L1的期间，在该二次绕组n2中产生电势。若电感线圈L1的再生电流流尽，则二次绕组n2的电压消失，在该定时再次将触发器FF1置位。以下，重复相同的动作。

由于不产生输入电流的停止期间，在该电路中的输入功率因数变高。此外，由于通过乘法电路52的输出电压限制输入电流的峰值，输入电流的包络线变为与将市用交流电压进行了全波整流的脉动电压成正比，通过利用滤波电路2a除去输入电流的高频成分，使输入电流与输入电压大致成正比例，从而减少输入电流的高次谐波变形。

乘法电路52的另一侧的输入电压是作为误差放大器EA的输出电压的调光电压Vdim。控制该调光电压Vdim来使通过LED电流检测电阻Rs检测的半导体发光元件4的负载电流的平均值与基准电压Vref1的差分变小。换言之，在通过LED电流检测电阻Rs检测出的半导体发光元件4的负载电流的平均值比目标值更小的情况下，进行控制以使调光电压Vdim变大而增大流过开关元件Q1的电流的峰值。与此相对地，在通过LED电流检测电阻Rs检测的半导体发光元件4的负载电流的平均值比目标值更大的情况下，进行控制以使调光电压Vdim变小而减少流过开关元件Q1的电流的峰值。由此，即使有电源电压的变动或温度的变动，也会进行反馈控制来使通过LED电流检测电阻Rs检测的半导体发光元件4的负载电流的平均值收束至目标值。

但是，在图12的电路中，由于经由输入电阻2000Ri′和二极管D9的串联电路将PWM信号叠加在积分电路的输入上，所以若PWM信号的平均值(即导通占空比)变大，则负载电流的平均值进行增大那样的动作，即使实际的负载电流的平均值比目标值低，在该动作点的反馈控制也稳定。由此，能够进行调光控制，以随着PWM信号的导通占空比变大而使负载电流的平均值变小。

此外，由于由LED电流检测电阻Rs检测的负载电流通过由电阻2000Ri与电容器2000Ci构成的积分电路被平滑化，如专利文献1所述，即使没有平滑电容器C2也能够进行动作。如图12所示，在具有平滑电容器C2的情况下，由于具有能够减少流过半导体发光元件4的峰值电流的优点，此外，能够得到高频波纹较少的光输出的优点，在多数情况下使用平滑电容器C2。

在本实施方式中，虽然对如图5(b)所示的升压斩波电路的情况进行了说明，但也可以图8或图5(a)、(c)、(d)的结构也可以应用与本实施方式相同的控制。

本实施方式2及其变形例的LED点灯装置也与实施方式1同样，具有如图6所示的电源外置型LED照明器具的结构。省略其详细说明。

(实施方式3)

图14是本发明的实施方式3的点灯装置的电路图。该点灯装置具备电源连接器CON1与输出连接器CON2。电源连接器CON1与市用交流电源(100V，50/60Hz)连接。输出连接器与发光二极管(LED)这样的半导体发光元件4连接。半导体发光元件4是多个LED串联或并联，或是串并混联的LED模块。

电源连接器CON1经由电流熔断器FUSE和滤波电路2a与整流平滑电路2b连接。滤波电路2a由浪涌电压吸收元件ZNR、滤波电容器Ca、Cb以及共模扼流线圈LF构成。虽然整流平滑电路2b在此图示为由全波整流器DB与平滑电容器C0构成的电路，但也可以是使用升压斩波电路的功率因数改善电路。

直流电源电路2b的输出端与降压斩波电路3连接。降压斩波电路3具备：电感线圈L1，相对于利用直流电流点灯的半导体发光元件4以串联的方式连接；开关元件Q1，以串联的方式连接在上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路与直流电源电路2b的输出之间；再生二极管D1，以并联的方式与上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路连接，并且在上述开关元件Q1断开时连接在将上述电感线圈L1的积蓄电能释放至上述半导体发光元件4的方向上。此外，上述半导体发光元件4以并联的方式与输出电容器C2连接。该输出电容器C2的容量设定为通过上述开关元件Q1的通断使脉动成分平滑化，并使平滑化的直流电流流过上述半导体发光元件4。

通过控制电路5以高频对开关元件Q1进行通断驱动。控制电路5由控制用集成电路50及其周边电路构成。作为控制用集成电路50，与实施方式1及实施方式2相同，使用ST微电子技术公司制的L6562，由于与实施方式1的关于图2所说明的内容相同，省略其详细内容。以下，对与实施方式1及实施方式2有区别的部分进行说明。

《关于调光动作》

根据本实施方式的结构，即使在负载不同的情况下，斩波电流的平均值也几乎不变化。由此，与负载无关，利用输出电容器C2将斩波电流的脉动成分平滑化并供给至负载的输出电流的有效值大致为恒定。

因此，通过对应于低频的PWM信号间歇地使高频的斩波动作停止，能够向半导体发光元件4供给对应于PWM信号的占空比的输出电流，从而能够进行高精度的调光。因此，在图14的实施方式中，在开关元件Q1的控制电极与地线之间连接开关元件Q2，从而对应于低频的PWM信号控制该开关元件Q2的栅极电压V2(第一调光动作)。

此外，若使流过开关元件Q1的电流的峰值变化，则由于斩波电流的平均值总是为流过开关元件Q1的电流的峰值的1/2，能够进行高精度的调光。因此，在图14的实施方式中，能够控制控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1或3号管脚(MULT)的施加电压V3(第二调光动作)。

《第一调光动作的详细》

首先，说明开关元件Q2对应于低频的PWM信号进行导通/断开控制的第一调光动作。低频的PWM信号是例如为1kHz的方波电压信号，是一个周期中的低电平(Low)的期间越长则调光输出越大的调光信号。这种PWM信号广泛应用于荧光灯的调光点灯装置的领域，如图10所示，其经由点灯装置1的连接器CON3从调光信号线供给，经由整流电路5a、绝缘电路5b、波形整形电路5c、信号转换电路5d输入至控制电路5。

在图14的电路中，将从图10的信号转换电路5d输出的低频的PWM信号作为开关元件Q2的栅极电压V2，在栅极电压V2为高电平(High)时，开关元件Q2变为导通，使开关元件Q1的控制电极与地线之间短路。此外，在栅极电压V2为低电平(Low)时，开关元件Q2变为断开(高阻抗状态)，变为与未连接相同的状态。

在开关元件Q2导通的期间内，电阻R21与开关元件Q2的连接点总是为低电平(Low)。由此，即使控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)以高频进行高/低(High/Low)切换，该栅极驱动器输出在电阻R21消耗，开关元件Q1维持在断开状态。

此外，即使在开关元件Q2断开的情况下，对应于控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)对应于以高频进行高/低(High/Low)切换，开关元件Q1进行导通/断开切换，所以变成通常的斩波动作。

由此，斩波动作期间与斩波动作停止期间的比率，和PWM信号的低电平(Low)期间与高电平(High)期间的比率一致。由于在斩波动作期间供给恒定电流，在斩波动作停止期间停止电流供给，作为其结果，将对应于PWM信号的一个周期的低电平(Low)期间的比例的电流供给至半导体发光元件4。由此从而能够进行高精度的调光。

此外，也可以是，通过使控制用集成电路50的5号管脚(ZCD)取代上述的开关元件Q2的通断控制，或与其一起与低频的PWM信号同步地短路至地线，从而进行控制来间歇地使控制用集成电路50的振荡动作停止。如上述那样，在使用ST微电子技术公司制的L6562来作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示，禁止电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若使5号管脚短路至地线，则能够使IC的动作停止。因此，在低频的PWM信号为高电平(High)时，将5号管脚(ZCD)短路至地线来使IC的动作停止，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，断开5号管脚(ZCD)，从而返回至通常的动作。由此，能够对应于低频的PWM信号为低电平(Low)的期间与高电平(High)的期间的比率进行调光。

在图10的信号转换电路5d中，也可以将从调光信号线供给的PWM信号转换为脉冲宽度不同的第二PWM信号并输出，也可以保持原本的脉冲宽度原样地输出。此外，在信号转换电路5d中，输出对应于从调光信号线供给的PWM信号的脉冲宽度而变化的模拟的调光电压Vdim。在第二调光动作中使用该调光电压Vdim。

接下来，对第二调光动作进行说明。

《第二调光动作的详细》

在本实施方式中，对应于从信号转换电路5d输出的模拟的调光电压Vdim，能够控制控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1或3号管脚(MULT)的施加电压V3。由此，由于能够使流过开关元件Q1的电流的峰值变化，所以能够进行调光。

若流过开关元件Q1的电流的峰值增加，则开关元件Q1的通断频率降低，与此相反，若峰值减少，则开关元件Q1的通断频率变高。其理由在于，若电源电压Vdc与负载电压Vc2相同，则在开关元件Q1导通时流过电感线圈L1的渐增电流的斜率为恒定，并且，在开关元件Q1断开时流过电感线圈L1的渐减电流的斜率为恒定。换言之，即使流过开关元件Q1的电流的峰值增加或减少，由流过电感线圈L1的渐增电流与渐减电流形成的三角波也维持为相似形，从而将开关元件Q1的通断周期与流过开关元件Q1的电流的峰值维持为正比关系。

由此，若想要将开关元件Q1的通断频率限制在规定的最高频率fmax以下，则需要将流过开关元件Q1的电流的峰值限制在规定的最低值Imin以上。此外，若将开关元件Q1的通断频率限制在规定的最低频率fmin以上，则需要将流过开关元件Q1的电流的峰值限制在规定的最高值Imax以下。

这样，通过限制从信号转换电路5d输出的模拟的调光电压Vdim的电压范围，能够实现将流过开关元件Q1的电流的峰值限制在规定的最低值Imin至规定的最高值Imax的范围的动作。

《关于第一调光动作与第二调光动作的组合》

由例如微型计算机等构成图10的信号转换电路5d，在读取从波形整形电路5c输出的PWM信号的脉冲宽度并将其转换为数字值之后，为参照存储器表实现如图15(a)～(e)例示的各种调光动作，生成模拟的调光电压Vdim，并且，输出转换了脉冲宽度的第二PWM信号。

在图15(a)的例子中，在光输出从100％降低至规定的调光输出(例如，光输出30％)的过程中，仅通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作来减少光输出。此外，在比上述规定的调光输出低的低亮度侧，仅以减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来减少光输出，或者，通过并用第二调光动作与第一调光动作来减少光输出。

根据该调光控制，具有特别是能够在低亮度侧平滑地调光的优点。在仅以间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作中，若间歇振荡期间变短，则包含在该间歇振荡期间中的开关元件Q1的导通脉冲数如数个～一个那样变少，光输出的变化相对于间歇振荡期间的变化变为离散。此时，通过减少流过开关元件Q1的电流的峰值，若开关元件Q1的通断频率变高，则能够增大包含在间歇振荡期间中的开关元件Q1的导通脉冲数，能够抑制光输出的变化相对于间歇振荡期间的变化变得离散。此外，由于能够连续地变化流过开关元件Q1的电流的峰值，能够连续地变化负载电流的有效值，由此，特别是能够在低亮度侧平滑地调光。

在图15(b)的例子中，在光输出从100％降低至规定的调光输出(例如，光输出70％)的过程中，仅以减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来减少光输出，或者，通过并用第二调光动作与第一调光动作来减少光输出。此外，在比上述规定的调光输出低的低亮度侧，仅通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作来减少光输出。

根据该调光控制，由于通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作在最高频率fmax实施在低亮度侧的调光控制，包括在间歇振荡期间中的开关元件Q1的导通脉冲数变为最大，具有相对于间歇振荡期间的长度的变化的光输出的变化变得平滑的效果。

在图15(c)的例子中，组合图15(a)、(b)的控制，在光输出从100％降低至第一调光输出(例如，光输出70％)的过程中，仅通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作来减少光输出。

此外，在从第一调光输出降低至第二调光输出(例如，光输出30％)的过程中，仅以减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来减少光输出，或者，通过并用第二调光动作与第一调光动作来减少光输出。进而，在比第二调光输出低的低亮度侧，仅通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作来减少光输出。

图15(d)的例子也是组合图15(a)、(b)的控制，在光输出从100％降低至第一调光输出(例如，光输出80％)的过程中，仅以减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来减少光输出，或者，通过并用第二调光动作与第一调光动作来减少光输出。此外，在从第一调光输出降低至第二调光输出(例如，光输出20％)的过程中，仅通过间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作来减少光输出。进而，在比第二调光输出低的低亮度侧，仅以减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来减少光输出，或着，通过并用第二调光动作与第一调光动作来减少光输出。

图15(e)的例子是通过始终组合间歇地停止开关元件Q1的通断动作的第一调光动作和减少流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来控制光输出。

在光输出为100％时，开关元件Q1的通断频率f变为最低频率fmin，流过开关元件Q1的电流的峰值变为最大。此外，开关元件Q1的通断动作的停止期间变为最小。另一方面，在光输出最低时，开关元件Q1的通断频率f变为最高频率fmax，流过开关元件Q1的电流的峰值变为最低。此外，开关元件Q1的通断动作的停止期间变为最大。由此，即使如图15(e)的实线所示，在较大范围内改变光输出，开关元件Q1的通断频率f也限制在从规定的最低频率fmin至规定的最高频率fmax的范围内。

与此相比，由图15(e)的虚线所示的特性表现为在仅以增减流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作来增减光输出的情况下，开关元件Q1的通断频率f在较大范围内变动(专利文献3的缺点)。由于负载电流的有效值(平均值)与流过开关元件Q1的电流的峰值成正比，若想要仅以第二调光动作在例如100％～1％的范围对光输出进行可变控制，则流过开关元件Q1的电流的峰值必须在100∶1的范围内变化。此时，由于开关元件Q1的通断频率变为在1∶100的范围内变化，最低频率与最高频率的比率也变为100倍，并不实用。

但是，若将最低频率fmin与最高频率fmax的比率限制在例如1∶2左右，则调光比变为100％～50％，也不实用。

在此，不仅是控制流过开关元件Q1的电流的峰值，而是将其与以低频且间歇地停止开关元件Q1的通断动作，从而使该停止期间的长度可变的控制组合。由此，如图15(e)的实线(本发明)所示，能够在较大范围内控制光输出，并且能够将开关元件Q1的通断频率f限制在规定的最高频率fmax与最低频率fmin的范围内。

此外，将在规定的最高频率fmax与最低频率fmin的范围内的高频成分通过滤波电路2a抑制在由CISPR等规定的杂音限制等级以下。

设置有图14的点灯装置的LED调光点灯装置1的整体结构与图10所示相同。电源电路2包含上述的滤波电路2a与整流平滑电路2b而构成。电容器Cc、Cd为用于将电路地线(电容器C0的负极)高频地连接至设备底座的电容器。CON1为连接至市用交流电源Vs的电源连接器，CON2为经由导线44连接至半导体发光元件4的输出连接器，CON3为用于连接调光信号线的连接器。向调光信号线供给例如由频率为1kHz，振幅为10V的占空比可变的方波电压信号构成的调光信号。

连接至连接器CON3的整流电路5a是用于使调光信号线的布线无极性化的电路，即使逆向连接调光信号线也会正常地动作。换言之，由全波整流器DB1对输入的调光信号进行全波整流，经由电阻等的阻抗元件Z1在齐纳二极管ZD的两端获得方波电压信号。绝缘电路5b具备光耦合器PC1，调光信号线与点灯装置绝缘并且传递方波电压信号。波形整形电路5c对从绝缘电路5b的光耦合器PC1输出的信号进行波形整形，使其成为高电平(High)与低电平(Low)明确的PWM信号来输出。由于经由调光信号线长距离传输的方波电压信号的波形变形，设置有波形整形电路5c。

在本发明的调光点灯装置中，在波形整形电路5c之后还设置有由微型计算机等构成的信号转换电路5d，生成模拟的调光电压Vdim，对应于该调光电压Vdim对开关元件Q1的电流峰值进行可变控制。此外，生成与输入的调光信号脉冲宽度不同的第二PWM信号，对应于转换后的PWM信号的脉冲宽度可变地控制间歇地停止开关元件Q1的通断动作的期间。

此外，信号转换电路5d并不仅局限于由微型计算机构成，也可以是由用于转换脉冲宽度的单稳态多谐振荡器与用于生成调光电压Vdim的CR平滑电路等构成。此外，也可以不必通过信号转换电路5d转换PWM信号的脉冲宽度，而是使PWM信号直接通过，从而仅生成对应于脉冲宽度的调光电压Vdim。

(实施方式3的变形例1)

虽然在上述的实施方式3中为了实现改变流过开关元件Q1的电流的峰值的第二调光动作，对应于从信号转换电路5d输出的模拟的调光电压Vdim控制控制用集成电路50的1号管脚(INV)的施加电压V1或3号管脚(MULT)的施加电压V3，但在本实施方式3的变形例1中，作为用于实现第二调光动作的其它方法，通过对图14的控制用集成电路50的4号管脚(CS)的施加电压V4加上或减去对应于模拟的调光电压Vdim的修正值，改变流过开关元件Q1的电流的峰值。其它的结构及动作与实施方式3相同即可。

(实施例1)

在图16(a)的例子中，电阻3000R41和晶体管3000Tr1的串联电路与电流检测电阻R1以并联方式连接，该电流检测电阻R1与图14的控制用集成电路50的4号管脚(斩波电流检测端子CS)连接。在不饱和区域中使用晶体管3000Tr1，对应于模拟的调光电压Vdim对该电阻值进行可变控制。

若模拟的调光电压Vdim变高，则由于经由偏压电阻3000R42供给至晶体管3000Tr1的基电流增加，晶体管3000Tr1的电阻值下降。这样，由于从控制用集成电路50观察时，其具有与降低电流检测电阻R1的电阻值相同的效果，所以能够增大流过开关元件Q1的电流的峰值。

换言之，通过从由电流检测电阻R1检测的检测值中减去对应于半导体发光元件4的目标增光量的修正值，能够对半导体发光元件4进行调光。

(实施方式3的变形例1)

在图16(b)的例子中，设置有使叠加电流间歇地从图14的控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)向电流检测电阻R1的非接地侧端子流过的电路。由于叠加电流仅在7号管脚(栅极驱动器端子GD)变为高电平(High)的定时，换言之，仅在图14的开关元件Q1导通的期间流过，所以与总是流过叠加电流的情况相比，能够抑制在电流检测电阻R1中的能耗。

在图示的例子中，通过使集电极接地的PNP晶体管3000Tr3进行发射极跟随动作，使模拟的调光电压Vdim低阻抗化，在开关元件Q1导通时，将7号管脚的输出电压与调光电压Vdim的电压差除以电阻3000R44得到的的电流供给至PNP晶体管3000Tr2的基极。若模拟的调光电压Vdim变低，则晶体管3000Tr2的基电流增加，经由电阻3000R43、二极管3000D7，使在电流检测电阻R1中叠加的电流增加。由此，能够减少流过开关元件Q1的电流的峰值。

换言之，通过向由电流检测电阻R1检测的检测值叠加对应于半导体发光元件4的目标减光量的修正值，能够对半导体发光元件4进行调光。

(实施例3)

在图16(c)的例子中，通过将来自图14的控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)的栅极驱动器信号利用由电阻3000R44、3000R45与电容器3000Ci构成的平滑电路积分，自动地生成调光电压Vdim。即，在该实施方式中，由于由电阻3000R44、3000R45与电容器3000Ci构成的平滑电路作为信号转换电路发挥功能，该信号转换电路生成对应于PWM信号的高电平(High)期间的直流电压，从而不需要图10的信号转换电路5d，将从波形整形电路5c输出的PWM信号直接作为图14的开关元件Q2的驱动电压V2来使用。进而，在从波形整形电路5c输出的PWM信号为高电平(High)的期间，为停止控制用集成电路50的振荡动作，使控制用集成电路50的5号管脚与地线短路。

如上述那样，在使用ST微电子技术公司制的L6562来作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示，禁止电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若5号管脚短路至地线，则能够停止IC的动作。在此，在低频的PWM信号(图14的开关元件Q2的栅极电压V2)为高电平(High)时，使图16(c)的开关元件3000Q3导通，将5号管脚(ZCD)短路至地线来停止IC的动作，从而使栅极驱动器端子GD(7号管脚)不输出栅极驱动器信号。设定电阻3000R44、3000R45与电容器3000Ci的时间常数，从而对应于该栅极驱动器信号的有效值来控制电容器3000Ci的充电电压。

电路结构较为简单，将电容器3000Ci与充电电阻3000R44的串联电路连接在晶体管3000Tr2的基极与电路地线之间，上述电容器3000Ci并联连接有放电电阻3000R45，将上述晶体管3000Tr2的发射极与控制用集成电路50的栅极驱动器端子GD(7号管脚)连接，将集电极经由电阻3000R43和二极管3000D7的串联电路与电流检测电阻R1的非接地侧端子连接。

若低频的PWM信号的高电平(High)的期间变长，则由于从控制用集成电路50的栅极驱动器端子GD(7号管脚)输出栅极驱动器信号的期间变短，电容器3000Ci的充电电压变低。这样，由于在开关元件Q1时晶体管3000Tr2的基电流增加，经由电阻3000R43、二极管3000D7在电流检测电阻R1中叠加的电流增大。因此，开关元件Q1的导通期间变短，该峰值电流减少。

相反地，若低频的PWM信号的高电平(High)的期间变短，则由于从控制用集成电路50的栅极驱动器端子GD(7号管脚)输出栅极驱动器信号的期间变长，电容器3000Ci的充电电压变高。这样，由于在开关元件Q1导通时晶体管3000Tr2的基电流减少，经由电阻3000R43、二极管3000D7在电流检测电阻R1中叠加的电流减少。因此，开关元件Q1的导通期间变长，该峰值电流增加。

采用本实施方式3的变形例1，能够以简单的电路结构实现图15(a)或15(e)所示的调光动作。此外，作为次要的作用效果，在电源接通时直至电容器3000Ci充电为止的期间，也能够兼起到平缓地增大光输出的软起动的功能。

(实施方式3的变形例2)

在上述的实施方式3及其变形例1中，虽然说明了将降压斩波电路3的开关元件Q1配置在低电位侧的电路例，但不言自明，如图5(a)所示，将降压斩波电路3a的开关元件Q1配置在高电位侧的情况也能够适用本发明。

此外，如图5(b)～(d)所示的各种开关电源电路也能够适用上述的实施方式3及其变形例的发明。图5(b)为升压斩波电路3b的例子，图5(c)为回扫式转换器电路3c的例子，图5(d)为升降压斩波电路3d的例。这些仅为示例，只要是同时采用峰值电流检测动作和零交检测动作的开关电源电路，就能够适用于本发明，上述峰值电流检测动作在开关元件Q1导通时，若流过电感元件(电感线圈L1或者变压器T1)的电流达到规定值则对开关元件Q1进行断开控制，上述零交检测动作在开关元件Q1断开时，若从电感元件经由再生二极管D1释放出的电流大致变为零，则对开关元件Q1进行导通控制。

本实施方式3及其变形例的LED点灯装置为与实施方式1及2同样的电源外置型LED照明器具的结构，其详细内容与上述图6的说明重复，因而省略。

(实施方式4)

图17为本发明的实施方式4的点灯装置的电路图。该点灯装置具备电源连接器CON1与输出连接器CON2。电源连接器CON1与市用交流电源(100V，50/60Hz)连接。输出连接器CON2与发光二极管(LED)这样的半导体发光元件4连接。半导体发光元件4是多个LED串联或并列，或是串并混联的LED模块。

电源连接器CON1经由电流熔断器FUSE和滤波电路2a与整流平滑电路2b连接。滤波电路2a由浪涌电压吸收元件ZNR、滤波电容器Ca、Cb以及共模扼流线圈LF构成。虽然整流平滑电路2b在此图示为由全波整流器DB和平滑电容器C0构成的电路，但也可以是使用升压斩波电路的功率因数改善电路。

直流电源电路2b的输出端与降压斩波电路3连接。降压斩波电路3具备：电感线圈L1，相对于利用直流电流点灯的半导体发光元件4以串联的方式连接；开关元件Q1，以串联的方式连接在上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路与直流电源电路2b的输出之间；再生二极管D1，以并联的方式与上述电感线圈L1和半导体发光元件4的串联电路连接，并且在上述开关元件Q1断开时连接在将上述电感线圈L1的积蓄电能释放至上述半导体发光元件4的方向上。此外，上述半导体发光元件4以并联的方式与输出电容器C2连接。该输出电容器C2的容量设定为通过上述开关元件Q1的通断使脉动成分平滑化，并使平滑化的直流电流流过上述半导体发光元件4。

通过控制电路5以高频对开关元件Q1进行通断驱动。控制电路5由控制用集成电路50及其周边电路构成。与实施方式1～3同样地使用ST微电子技术公司制的L6562来作为控制用集成电路50。由于其详细内容与图2相关的说明相同而省略，以下，重点说明不同的部分。

如图17所示，将电流检测电阻R1的检测电压经由电阻R41、R42的串联电路输入至控制用集成电路50的4号管脚(CS)。在电阻R41、R42的连接点与地线之间连接有用于调整电流检测灵敏度的可变电阻VR1。若可变电阻VR1的电阻值下降，则由于电流检测电阻R1的检测电压由电阻R41与可变电阻VR1分压并输入至4号管脚(CS)，所以能够降低电流检测灵敏度，从而提高流过开关元件Q1的电流的峰值。

此外，将直流电流从供给开关元件Q1的栅极驱动器电压的7号管脚(GD)经由二极管D7、电阻R43、可变电阻VR2叠加在可变电阻VR1上。由于经由可变电阻VR2的叠加电流仅在7号管脚(栅极驱动器端子GD)变为高电平(High)的定时，换言之，仅在开关元件Q1导通的期间流过，与总是流过叠加电流的情况相比能够减少能耗。若可变电阻VR2的电阻值下降，则由于叠加的直流电流增加，4号管脚(CS)的电压增加，从而能够使流过开关元件Q1的电流的峰值下降。

通过调整这两个可变电阻VR1、VR2，能够适当地设定流过开关元件Q1的电流的峰值。在此，所谓适当地设定是指，对于上限值而言，在电感线圈L1没有磁饱和的范围内，并且，在没有超过开关元件Q1的最大峰值电流的范围内为适当，对于下限值而言，在开关元件Q1的动作频率没有变的过高的范围内为适当。

《关于输出特性(恒定电流控制的结构)》

输出电容器C2能够得到将电容器C0的输出电压降压后的直流电压。将该直流电压经由输出连接器CON2供给至半导体发光元件4。在使用发光二极管(LED)作为半导体发光元件4的情况下，若LED的顺向电压为Vf，串联个数为n个，则输出电容器C2的电压Vc2夹紧至大致n×Vf。

在LED的串联个数n较多时，由于输出电容器C2的电压Vc2较高，与电容器C0的电压Vdc的电压差(Vdc-Vc2)变小。因此，开关元件Q1导通时由电感线圈L1分担的电压变小，流过电感线圈L1的电流i的上升速度di/dt＝(Vdc-Vc2)/L1变慢。作为其结果，流过电感线圈L1的电流i到达规定的峰值的时间变长，开关元件Q1的导通时间变长。

在开关元件Q1断开时，在电感线圈L1的两端产生的反电势，夹紧至电容器C2的电压Vc2(＝n×Vf)。因此，在LED的串联个数n较多时，在开关元件Q1断开时施加在电感线圈L1上的电压变大，流过电感线圈L1的电流i的衰减速度di/dt＝-Vc2/L1变快。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i变为零为止的时间变短，开关元件Q1的断开时间变短。

在LED的串联个数n较少时，与上述的说明相反，开关元件Q1的导通时间变短，断开时间变长。换言之，在LED的串联个数n较少时，由于输出电容器C2的电压Vc2较低，与电容器C0的电压Vdc的电压差(Vdc-Vc2)变大。因此，在开关元件Q1导通时由电感线圈L1分担的电压变大，流过电感线圈L1的电流i的上升速度di/dt＝(Vdc-Vc2)/L1变大。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i到达规定的峰值为止的时间变短，开关元件Q1的导通时间变短。

在开关元件Q1断开时，在电感线圈L1的两端产生的反电势夹紧至电容器C2的电压Vc2(＝n×Vf)。因此，在LED的串联个数n较少时，在开关元件Q1断开时施加在电感线圈L1上的电压变小，流过电感线圈L1的电流i的衰减速度di/dt＝-Vc2/L1变慢。作为其结果，直至流过电感线圈L1的电流i变为零为止的时间变长，开关元件Q1的断开时间变长。

这样，根据本实施方式的点灯装置，若LED的串联个数n变多，则自动地开关元件Q1的导通时间变长，断开时间变短，若LED的串联个数n变少，则自动地开关元件Q1的导通时间变短，断开时间变长。由此，与LED的串联个数n无关，成为能够维持恒定电流特性的结构。

此外，虽然对控制电源电路10的详细结构未作限定，但在此具备平滑电容器C3和限制其电压的齐纳二极管ZD1。在最简单的例子中，也可以是从电容器C0的正极经由高电阻向电容器C3的正极供给充电电流的结构。作为效率更好的电源供给单元，也可以采用在恒定时间从电感线圈L1的二次绕组n2对电容器C3进行充电的结构。

此外，在本实施方式4中，虽然是通过检测电感线圈L1的二次绕组n2的电压消失的定时来检测流过电感线圈L1的电流大致变为零的定时，但作为其它的方法，只要是检测再生二极管D1的相反方向电压的上升、或检测开关元件Q1的两端电压的下降等，能够检测再生电流消失的定时的方法即可，也可以变更具体的方法。

《关于调光动作》

采用本实施方式4的结构，即使在负载不同的情况下，斩波电流的平均值也几乎不变化。由此，将斩波电流的脉动成分利用输出电容器C2平滑化并供给至负载的输出电流的有效值与负载无关地为大致恒定。

因此，通过对应于低频的PWM信号间歇地停止高频的斩波动作，能够向半导体发光元件4供给对应于PWM信号的占空比的输出电流，从而能够进行高精度的调光。因此，在图17的实施方式中，在开关元件Q1的控制电极与地线之间连接开关元件Q2，从而对应于低频的PWM信号控制该开关元件Q2的栅极电压V2。

低频的PWM信号例如为1kHz的方波电压信号，是在一个周期中的低电平(Low)的期间越长则调光输出越大的调光信号。这种PWM信号广泛应用于荧光灯的调光点灯装置的领域，如图3所示，其从调光信号线经由点灯装置1的连接器CON3进行供给，经由整流电路5a、绝缘电路5b、波形整形电路5c，输入至控制电路5。

在图17的电路中，将从图3的波形整形电路5c输出的以低频的PWM信号作为开关元件Q2的栅极电压V2，在栅极电压V2为高电平(High)时，开关元件Q2变为导通，使开关元件Q1的控制电极与地线之间短路。此外，在栅极电压V2为低电平(Low)时，开关元件Q2变为断开(高阻抗状态)，变为与未连接相同的状态。

在开关元件Q2导通的期间内，由于电阻R21与开关元件Q2的连接点总是为低电平(Low)。即使控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)以高频切换高/低(High/Low)，该栅极驱动器输出也由电阻R21消耗，从而使开关元件Q1维持在断开状态。

此外，在开关元件Q2断开的情况下，由于对应于控制用集成电路50的7号管脚(栅极驱动器端子GD)以高频切换高/低(High/Low)，开关元件Q1切换导通/断开，变为通常的斩波动作。

由此，斩波动作期间与斩波动作停止期间的比率，和PWM信号的低电平(Low)期间与高电平(High)期间的比率一致。由于在斩波动作期间供给恒定电流，在斩波动作停止期间停止电流供给，作为其结果，将对应于PWM信号的一个周期的低电平(Low)期间的比例的电流供给至半导体发光元件4。由此从而能够进行高精度的调光。

此外，也可以是，通过使控制用集成电路50的5号管脚(ZCD)取代上述的开关元件Q2的通断控制，或与其一起与低频的PWM信号同步地短路至地线，从而进行控制来间歇地使控制用集成电路50的振荡动作停止。如上述那样，在使用ST微电子技术公司制的L6562来作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示，禁止电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若5号管脚短路至地线，则能够停止IC的动作。因此，在低频的PWM信号为高电平(High)时，将5号管脚(ZCD)短路至地线来停止IC的动作，在低频的PWM信号为低电平(Low)时，断开5号管脚(ZCD)，返回至通常的动作。由此，能够对应于低频的PWM信号为低电平(Low)的期间与高电平(High)的期间的比率来进行调光。

设置有图17的点灯装置的LED调光点灯装置1的整体结构与图3所示相同。电源电路2包含上述的滤波电路2a与整流平滑电路2b而构成。电容器Cc、Cd为用于将电路地线(电容器C0的负极)高频地连接至设备底座的电容器。CON1为连接至市用交流电源Vs的电源连接器，CON2为经由导线44连接至半导体发光元件4的输出连接器，CON3为用于连接调光信号线的连接器。向调光信号线供给例如由频率为1kHz，振幅为10V的占空比可变的方波电压信号构成的调光信号。

连接至连接器CON3的整流电路5a是用于使调光信号线的布线无极性化的电路，即使逆向连接调光信号线也会正常地动作。换言之，由全波整流器DB1对输入的调光信号进行全波整流，从而经由电阻等的阻抗元件Z1在齐纳二极管ZD的两端获得方波电压信号。绝缘电路5b具备光耦合器PC1，调光信号线与点灯装置绝缘并且传递方波电压信号。波形整形电路5c对从绝缘电路5b的光耦合器PC1输出的信号进行波形整形，使其成为高电平(High)与低电平(Low)明确的PWM信号来输出。由于经由调光信号线长距离传输的方波电压信号的波形变形，设置有波形整形电路5c。

(实施方式4的变形例1)

在上述的实施方式4中，虽然使用了附有滑动件的可变电阻(所谓体积电阻)作为可变电阻元件VR1、VR2，但也可以将某一方或两方置换为电阻值随热敏电阻等的温度变化而变化的温敏电阻元件。此外，也可以同时采用附有滑动件的可变电阻和温敏电阻元件。

温敏电阻元件可以检测半导体发光元件4的温度，也可以检测环境温度(点灯装置的周围的温度)，也可以检测电感线圈L1或开关元件Q1等的电路元件的温度。

作为半导体发光元件4，已知在使用发光二极管(LED)的情况下，若元件的温度上升，则发光效率降低。因此，为了抵消由温度上升导致降低的输出量，若向增大流过开关元件Q1的电流的峰值的方向进行控制，则能够使输出恒定化。

此外，作为半导体发光元件4，在使用白色系的发光二极管的情况下，已知若改变流过元件的电流的大小，则色温发生变化。因此，也可以检测环境温度(点灯装置的周围的温度)来进行控制，改变流过元件的电流的大小，在环境温度较高时，使其变为色温高的寒色系的发光色，此外，在环境温度较低时，使其变为色温度较低的暖色系的发光色。在这种情况下，通过改变流过元件的电流的大小，使亮度发生变化。在此，也可以进行控制，省略输出电容器C2，并通过利用开关元件Q2间歇地停止斩波动作，从而使流过半导体发光元件4的电流的有效值为恒定，并且，对应于环境温度仅调整色温。

进而，检测电感线圈L1或开关元件Q1等的电路元件的温度，在检测温度异常地上升的情况下，也可以进行控制来向抑制方向调整输出，从而保护这些电路元件。

作为温敏电阻元件，可以使用正温度系数或负温度系数的热敏电阻，也可以使用其它的半导体温敏元件。对应于上述各用途分别使用温度特性为正温度系数或负温度系数即可。例如，检测半导体发光元件4的元件温度，在进行控制来抵消由温度上升导致的输出降低的情况下，在图17的可变电阻VR1的位置连接负温度系数的热敏电阻，或者在可变电阻VR2的位置连接正温度系数的热敏电阻即可。

(实施方式4的变形例2)

此外，也可以使用电阻值对应于周围的照度或半导体发光元件4的输出光而变化的半导体元件来取代图17的可变电阻元件VR1以及/或者VR2。

例如，在将本发明的点灯装置用于屋外的标志灯的用途的情况下，由于夜间周围的照度降低，希望降低光输出来节电。在这样的情况下，若以CdS等光导电元件置换图17的可变电阻元件VR1，构成为检测周围的照度，则由于在夜间电流检测电阻R1的电流检测灵敏度变高，光输出被抑制。此外，由于在白天电流检测电阻R1的电流检测灵敏度变低，光输出上升。

此外，作为半导体发光元件4，虽然在使用发光二极管(LED)的情况下，若元件的温度上升，则通过降低发光效率来降低光输出，但若构成为以CdS等光导电元件置换图17的可变电阻元件VR2，检测半导体发光元件4的输出光，能够进行输出调整来抑制光输出的变动。换言之，若光输出的检测值降低，则通过使光导电元件的电阻值上升，由于在开关元件Q1导通时与电流检测值叠加的修正值减少，向流过开关元件Q1的电流的峰值增大的方向进行控制。在因经年变化导致的发光二极管(LED)劣化，或因照明器具受到的污染导致光输出降低的情况下，也能够通过相同的结构进行输出调整来抵消光输出的降低。

(实施方式4的变形例3)

图18是本发明的实施方式4的变形例3的主要部分电路图。在本实施方式中，使用了用于评价因经年变化导致发光二极管(LED)的劣化的光耦合器PC2。光耦合器PC2的发光元件由LED构成，其也会因32老化变化导致劣化。通过在作为主光源的半导体发光元件4的点灯时间中也向光耦合器PC2的发光元件通电，由于该光输出由老化变化而减少，光耦合器PC2的受光元件的电阻值因经年变化而上升。

在图示的例子中，向电阻R44与光耦合器PC2的发光元件的串联电路供给7号管脚(栅极驱动器端子GD)的控制信号。在开关元件Q1导通时，通过7号管脚的高电平(High)的输出电压经由电阻R44在光耦合器PC2的发光元件中流过驱动电流，光耦合器PC2的受光元件的导电率下降。这样，通过7号管脚的高电平(High)的输出电压，经由光耦合器PC2的受光元件、电阻R45、二极管D5在电流检测电阻R1中叠加直流电流。

在光耦合器PC2的发光元件处于寿命初期的情况下，由于光耦合器PC2的受光元件的导电率充分地下降，叠加的直流电流也变大，能够减小流过开关元件Q1的电流的峰值。另一方面，若光耦合器PC2的发光元件老化劣化，则通过减少该光输出，光耦合器PC2的受光元件的导电率变得难以下降，所以叠加的直流电流变小，能够增大流过开关元件Q1的电流的峰值。由此，即使因半导体发光元件4的老化变化导致发光效率降低，也能够增大输出电流来使光输出不会变得不足。

此外，在本实施方式4的变形例3中，在从如图3所示的波形整形电路5c输出的PWM信号为高电平(High)的期间，为停止控制用集成电路50的振荡动作，使控制用集成电路50的5号管脚与地线短路。其他的结构与实施方式4相同即可。

如上述那样，在使用ST微电子技术公司制的L6562来作为控制用集成电路50的情况下，如图2所示禁止电路55与作为零交检测端子的5号管脚(ZCD)连接，若5号管脚短路至地线，则能够停止IC的动作。在此，在低频的PWM信号(图17的开关元件Q2的栅极电压V2)为高电平(High)时，使图18的开关元件Q3导通，将5号管脚(ZCD)短路至地线来停止IC的动作，不会从栅极驱动器端子GD(7号管脚)输出栅极驱动器信号。

因此，在调光点灯时，随着调光等级变低，高频的脉冲电流流过光耦合器PC2的发光元件期间变短，从而使光耦合器PC2的发光元件不易劣化。由此，即使半导体发光元件4的累积点灯时间变长，在调光点灯的期间较长的情况下，也会缓慢地进行照度修正。

(实施方式4的变形例4)

在上述的实施方式4及其变形例1～3中，虽然说明了降压斩波电路3的开关元件Q1配置在低电位侧的电路例，但不言自明，如图5(a)所示，在将降压斩波电路3a的开关元件Q1配置在高电位侧的情况下也能够适用本发明。

此外，本发明也能够用于如图5(b)～(d)所示的各种开关电源电路。图5(b)为升压斩波电路3b的例子，图5(c)为回扫式转换器电路3c的例子，图5(d)为升降压斩波电路3d的例子。但这些仅为示例，只要是同时采用峰值电流检测动作和零交检测动作的开关电源电路，就能够适用本发明，上述峰值电流检测动作在开关元件Q1导通时，若流过电感元件(电感线圈L1或者变压器T1)的电流达到规定值则对开关元件Q1进行断开控制，上述零交检测动作在断开开关元件Q1时，若从电感元件经由再生二极管D1释放出的电流大致变为零，则对开关元件Q1进行导通控制。

本实施方式4及其变形例的LED点灯装置与实施方式1～3及其变形例同样地作为电源外置型LED照明器具而构成，其详细内容由于与上述图6的说明重复而省略。

Claims (27)

1.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

上述控制单元通过以低频间歇地阻止检测上述电感元件的电能释放的结束的动作来对上述半导体发光元件进行调光。

2.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

通过以低频间歇地形成由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值的状态，对上述半导体发光元件进行调光。

3.如权利要求2所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

使上述规定值以低频间歇地降低至零以下，从而以低频间歇地形成由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值的状态。

4.如权利要求2所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

在由上述电流检测单元检测出的电流值上以低频间歇地叠加比上述规定值更大的电流值，从而以低频间歇地形成由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值的状态。

5.如权利要求2～4中任何一项所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

同时实施以低频间歇地阻止检测上述电感元件的电能释放的结束的动作的动作。

6.如权利要求1或2所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

与上述低频同步地使上述开关元件的控制电极短路。

7.如权利要求1或2所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

上述低频的频率为100Hz以上，2kHz以下，并与摄像机的电子快门同步地切换。

8.如权利要求1或2所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

上述低频的频率设定为摄像机的快门速度的倒数的整数倍。

9.一种照明器具，其特征在于，

具备如权利要求1或2所述的半导体发光元件的点灯装置和从该点灯装置供给电流的半导体发光元件。

10.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

在利用上述电流检测单元检测出的检测值上叠加对应于上述半导体发光元件的减光量的修正值，从而对上述半导体发光元件进行调光。

11.如权利要求10所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

与上述开关元件的导通控制信号同步地叠加上述修正值。

12.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

从利用上述电流检测单元检测出的检测值中减去对应于上述半导体发光元件的增光量的修正值，从而对上述半导体发光元件进行调光。

13.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

利用CR积分电路将比上述开关元件的开关频率足够低的频率的方波电压信号平滑化，将平滑化后的直流电压作为上述规定值，对应于上述方波电压信号的占空比对上述半导体发光元件进行调光。

14.如权利要求13所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

上述控制单元具备控制用集成电路，该控制用集成电路内置有向一方的输入端子施加基准电压的误差放大器，在上述误差放大器的另一方的输入端子与输出端子之间连接有积分电容器，将上述方波电压信号经由积分电阻输入至上述误差放大器的另一方的输入端子。

15.一种照明器具，其特征在于，

具备如权利要求10～14中任何一项所述的半导体发光元件的点灯装置和从该点灯装置供给电流的半导体发光元件。

16.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

通过组合第一调光动作和第二调光动作，将上述开关元件的通断频率限制在规定的最高频率与最低频率之间的频率范围内，上述第一调光动作通过以比上述开关元件的通断频率足够低的频率间歇地停止上述开关元件的通断动作，来减少上述半导体发光元件的光输出；上述第二调光动作通过使上述规定值可变来使上述半导体发光元件的光输出可变。

17.如权利要求16所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

具备滤波电路，该滤波电路将上述规定的最高频率与最低频率之间的频率成分降低至杂音限制的范围内，上述直流电源为输出直流电压的电路，该直流电压是将市用交流电源经由上述滤波电路和整流平滑电路进行了直流转换后的直流电压。

18.如权利要求16或17所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

利用第二调光动作减少上述规定值，从而上述开关元件的通断频率达到上述规定的最高频率之后，利用第一调光动作来减少上述半导体发光元件的光输出。

19.如权利要求16或17所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

利用第二调光动作增加上述规定值，从而上述开关元件的通断频率达到上述规定的最低频率之后，利用第一调光动作增加上述半导体发光元件的光输出。

20.如权利要求16或17所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

以规定的最高频率及最低频率以外的通断频率进行第一调光动作。

21.一种照明器具，其特征在于，

具备如权利要求16或17所述的半导体发光元件的点灯装置和从该点灯装置供给电流的半导体发光元件。

22.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

该半导体发光元件的点灯装置具有可变电阻元件，该可变电阻元件在利用上述电流检测单元检测出的检测值上叠加用于输出调整的修正值。

23.如权利要求22所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

与上述开关元件的导通控制信号同步地叠加上述修正值。

24.一种半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，具备：

开关元件，与直流电源串联连接并以高频进行通断控制；

电感元件，与上述开关元件串联连接，在上述开关元件导通时，从上述直流电源流过电流；

再生二极管，在上述开关元件断开时，将在上述开关元件导通时积蓄在上述电感元件中的电能释放至半导体发光元件；

电流检测单元，检测流过上述开关元件的电流；以及

控制单元，若由上述电流检测单元检测出的电流值达到规定值，则使上述开关元件断开，并且，在上述电感元件的电能释放结束时使上述开关元件导通；

该半导体发光元件的点灯装置具有可变电阻元件，该可变电阻元件从利用上述电流检测单元检测出的检测值中减去用于输出调整的修正值。

25.如权利要求22～24中任何一项所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

可变电阻元件是因温度变化而电阻值变化的温敏电阻元件。

26.如权利要求22～24中任何一项所述的半导体发光元件的点灯装置，其特征在于，

可变电阻元件是因经年变化而电阻值变化的电路元件。

27.一种照明器具，其特征在于，

具备如权利要求22～24中任何一项所述的半导体发光元件的点灯装置和从该点灯装置供给电流的半导体发光元件。

Images