CN102437737A - 均衡占空比的振荡器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种均衡占空比的振荡器，即一种能够实现占空比均衡的振荡器。所述振荡器确定变换器的开关频率，所述变换器根据开关的开关操作来转换输入电压以产生输出电压。所述振荡器根据对应于所述输出电压的反馈信号使用基准电流确定占空比信号的第一半周期，所述占空比信号确定所述开关频率。所述振荡器使用频率设定单元的输出来感测第一半周期的时段，且在所述第一半周期之后确定与所述第一半周期相同的时段作为占空比信号的第二半周期。

Description

均衡占空比的振荡器
技术领域
本发明涉及一种确定两个开关的开关频率的振荡器，所述两个开关控制变换器的操作。
背景技术
在脉冲频率调制(PFM)型的变换器中，通过电源开关的开关操作实现电源转换。这里，电源开关被操作为对应于50％的均衡占空比(duty balance)。即，控制电源的开关的占空比(duty)相等。
然而，由于变换器的供电线内产生的噪声而在电源开关间产生占空比不均衡。占空比不均衡包括变换器的次级均方根电流，使得电源转换效率降低。
此背景部分公开的上述信息仅仅是为了帮助理解本发明的背景知识，因此它可能会包括不构成在本国内为本领域的普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本发明的一个实施方式的目的在于一种用于在电源开关间提供均衡占空比的占空比均衡振荡器。
根据本发明的实施方式的振荡器根据开关的开关操作来转换输入电压，以确定产生输出电压的所述变换器的开关频率。所述振荡器包括：频率设定单元，所述频率设定单元根据对应于所述输出电压的反馈信号使用基准电流确定占空比信号的第一半周期，所述占空比信号确定所述开关频率；及占空比均衡电路，所述占空比均衡电路通过使用所述频率设定单元的输出来感测第一半周期的时段，且在所述第一半周期之后将与所述第一半周期相同的时段确定为所述占空比信号的第二半周期。
所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，以与增加的斜度相同的斜度减少均衡控制电压来确定所述占空比信号的所述第二半周期，所述均衡控制电压在所述第一半周期期间以恒定的斜度增加。
所述占空比均衡电路包括均衡电容器，所述均衡电容器在所述第一半周期期间通过充电电流充电，且在所述第二半周期期间以与所述充电电流相同的电流放电，充电到所述电容器的电压是所述均衡控制电压，且所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后比较所述均衡控制电压和最小基准电压，以确定所述第二半周期。所述第二半周期是所述第一半周期时段之后到所述均衡控制电压降低到所述最小基准电压的时间的时段。
所述占空比均衡电路包括：充电电流源，所述充电电流源在所述第一半周期期间对所述均衡电容器充电；放电电流源，所述放电电流源在所述第一半周期之后使所述均衡电容器放电；及均衡比较器，所述均衡比较器比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压。
所述频率设定单元产生根据所述基准电流而增加的设定控制电压，且将自所述设定控制电压开始增加的时间到所述设定控制电压达到所述峰值基准电压的时间设定为所述第一半周期。所述频率设定单元包括：预定电容器，所述预定电容器通过所述基准电流充电；及设定比较器，所述设定比较器比较充电到所述电容器的电压和所述峰值基准电压；且充电到所述电容器的电压是设定控制电压。
所述振荡器还包括：SR锁存器，所述SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比信号；所述SR锁存器同步于所述第一输入端子的信号来改变所述占空比信号的电平，和同步于所述第二输入端子的信号电平来改变所述占空比信号的电平。
所述占空比均衡电路包括：均衡电容器，所述均衡电容器在所述第一半周期期间通过充电电流充电，且在所述第二半周期内以与所述充电电流相同的电流放电；充电电流源，所述充电电流源在所述第一半周期期间对所述均衡电容器充电；放电电流源，所述放电电流源在所述第一半周期之后使所述均衡电容器放电；及均衡比较器，所述均衡比较器比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压，且包括连接到所述SR锁存器的所述第二输入端子的输出端子，其中所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压，以确定所述第二半周期。
所述第二半周期是自所述第一半周期到所述均衡控制电压降低到所述最小基准电压的时间的时段。
当所述第一半周期短于阈值周期的对应于极限频率的半周期，则对应于极限频率的半周期被确定为所述第一半周期。所述振荡器还包括：频率限制单元，所述频率限制单元使用所述占空比均衡电路的输出和所述均衡控制电压产生根据所述阈值周期占空比均衡的第一占空比控制信号。
所述频率限制单元包括：限制比较器，所述限制比较器比较均衡控制电压和确定所述阈值周期的半周期的阈值基准电压；和第一SR锁存器，所述第一SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述限制比较器的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比控制信号，其中所述第一SR锁存器根据所述限制比较器的输出产生确定所述第一半周期的所述第一占空比控制信号，且根据所述占空比均衡电路的输出产生确定所述第二半周期的所述第一占空比控制信号。
所述振荡器还包括：第二SR锁存器，所述第二SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述设定比较器的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出第二占空比控制信号。所述第二SR锁存器同步于所述第一输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平，且同步于所述第二输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平。
所述振荡器还包括：逻辑运算器，所述逻辑运算器将所述第一占空比控制信号和所述第二占空比控制信号中具有更短的工作周期的信号作为占空比信号输出。
如果周期计数信号在所述第一半周期期间根据数字时钟信号自基准计数值增加，且在所述第一半周期之后根据数字时钟信号基于在所述第一半周期期间计数的所述周期计数信号降低，使得所述周期计数信号达到所述基准计数值，则所述占空比均衡电路产生将自所述第一半周期到所述周期计数信号达到所述基准计数值的时间的时段确定为所述第二半周期的输出。
所述占空比均衡电路还包括：计数器，所述计数器根据所述占空比信号确定增加的计数模式和减少的计数模式中的一个，且根据确定的模式和根据数字时钟信号来增加或减少所述周期计数信号；及逻辑运算器，逻辑运算器接收所述周期计数信号且确定所述周期计数信号是否达到所述基准计数值，以产生所述占空比均衡电路的输出。
所述振荡器还包括：SR锁存器，所述SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比信号。所述SR锁存器同步于所述第一输入端子的信号的电平来改变所述占空比信号的电平，且同步于所述第二输入端子的信号的电平来改变所述占空比信号的电平。
所述振荡器还包括：频率限制单元，所述频率限制单元使用所述占空比均衡电路的输出和所述均衡控制电压产生根据所述阈值周期占空比均衡的第一占空比控制信号。
所述频率限制单元包括：最小计数比较单元，所述最小计数比较单元根据对应于所述阈值周期的半周期的最小计数的比较结果而产生所述周期计数信号和输出；和第一SR锁存器，所述第一SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述最小计数比较单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，输出端子输出所述第一占空比控制信号，及所述第一SR锁存器根据所述最小计数比较单元的输出产生确定所述第一半周期的所述第一占空比控制信号，且根据所述占空比均衡电路产生确定所述第二半周期的所述第一占空比控制信号。
所述振荡器还包括：第二SR锁存器，所述第二SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述第二占空比控制信号，其中所述第二SR锁存器同步于所述第一输入端子的信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平，且同步于所述第二输入端子的信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平。
所述振荡器还包括：逻辑运算器，所述逻辑运算器将所述第一占空比控制信号和所述第二占空比控制信号中具有更短的工作周期的信号作为占空比信号输出。
本发明的实施方式提供占空比均衡振荡器，该占空比均衡振荡器能够在电源开关间提供均衡占空比。
附图说明
图1是包括根据本发明的示例实施方式的振荡器的谐振变换器的示意图。
图2是根据本发明的第一示例实施方式的占空比均衡电路的振荡器的示意图。
图3是示出根据本发明的第一示例实施方式的两个控制电压和占空比信号的波形图。
图4是根据本发明第二示例实施方式的振荡器的示意图。
图5是示出当开关频率低于极限频率时由根据本发明的第二示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图6是示出当开关频率高于极限频率时由根据本发明的第二示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图7是示出根据本发明第三示例实施方式的振荡器的示意图。
图8是示出根据本发明的第三示例实施方式的控制电压、占空比计数信号和占空比信号的波形图。
图9是根据本发明第四示例实施方式的振荡器的示意图。
图10是示出当开关频率低于极限频率时由本发明的第四示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图11是示出当开关频率高于极限频率时由根据本发明的第四示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图12是示出通用的LLC变换器的示意图。
具体实施方式
在以下的详细描述中，仅通过说明的方式示出和描述了本发明的具体示例实施方式。本领域技术人员将理解，描述的实施方式可以以各种不同方式改变，而不脱离本发明的精神或范围。因此，附图和说明书实际上是作为解释而非限制。整个说明书中，相同的附图标记表示相同的元件。
此说明书及随后的权利要求中，当描述一个部件“连接”到另一部件时，该部件可以是“直接连接”到其它部件，或通过第三部件“电连接”到其它部件。此外，除非另有明确的相反描述，措辞“包括”及其变型将理解为暗示含有现有的部件，但不排除任意其它部件。
图1是包括根据本发明的示例实施方式的振荡器的谐振变换器的示意图。
谐振变换器包含高压侧开关M1、低压侧开关M2、脉冲频率调节器(PFM)100、反馈回路200和变压器300。
整流输出二极管D1整流变压器300的次级线圈CO21的电流，且控制电流流向输出端子(+)。输出二极管D2整流流向变压器300的次级线圈CO22的电流，且控制电流流向输出端子(+)。电容器COUT平滑输出电压VOUT。电容器CIN平滑输入电压VIN。
高压侧开关M1和低压侧开关M2在形成均衡占空比时可以交替地导通/断开。高压侧开关M1由脉冲频率调节器100传输的栅极信号VG1控制，低压侧开关M2由栅极信号VG2控制。根据本发明的示例实施方式的高压侧开关M1和低压侧开关M2由N沟道类型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)实现。高压侧开关M1和低压侧开关M2的开关操作的频率被称为开关频率。
输入电压VIN通过高压侧开关M1和低压侧开关M2的开关操作变为方波，使得变压器300和电容器CR之间产生谐振。谐振产生在包括初级线圈CO1、次级线圈CO21和CO22的变压器300的漏磁电感、磁化电感和谐振电容器CR之间。
根据通过谐振在初级线圈CO1中产生的谐振电流而在次级线圈CO21和CO22中产生电流。在次级线圈CO21中产生的电流通过整流二极管D1流向输出端子(+)，在次级线圈CO22中产生的电流通过整流二极管D2流向输出端子(+)。
脉波频率调节器100包括第一栅极驱动器110、第二栅极驱动器120和振荡器130。振荡器130包括根据本发明示例实施方式的占空比均衡电路。
第一栅极驱动器110根据来自振荡器130的占空比信号Vduty产生用于高压侧开关M1的开关操作的第一栅极信号VG1。第二栅极驱动器120根据占空比信号Vduty产生用于低压侧开关M2的开关操作的第二栅极信号VG2。
第一栅极驱动器110与占空比信号Vduty的上升沿同步地产生导通高压侧开关M1的第一栅极信号VG1，并且与占空比信号Vduty的下降沿同步地产生将高压侧开关M1断开的第一栅极信号VG1。
第二栅极驱动器120与占空比信号Vduty的下降沿同步地产生导通低压侧开关M2的第二栅极信号VG2，并且与占空比信号Vduty的上升沿同步地产生断开低压侧开关M2的第二栅极信号VG2。
本发明的栅极驱动器不局限于此，且本发明的栅极驱动器产生第一栅极信号VG1和第二栅极信号VG2，以根据占空比信号Vduty交替的导通和断开高压侧开关M1和低压侧开关M2。
反馈回路200根据输出电压VOUT产生反馈信号IFB，并将其发送到脉冲频率调节器100。
根据本发明示例实施例的反馈信号IFB在负载增加时降低，导致输出电压VOUT降低，在负载降低时反馈信号IFB增加，导致输出电压VOUT升高。
振荡器130根据反馈电流IFB产生确定开关频率的占空比信号Vduty。
脉冲频率调节器100包括用从反馈回路200输入反馈电流IFB的管脚RT、输出第一栅极信号VG1的管脚HO和输出第二栅极信号VG2的管脚LO。
图2是示出包括根据本发明的第一示例实施方式的占空比均衡电路的振荡器的示意图。
振荡器130包括频率确定单元210、占空比均衡电路220和SR锁存器230。
频率确定单元210根据通过管脚RT传输的反馈电流IFB并根据开关频率确定的开关周期的半周期。
占空比均衡电路220确定与由频率确定单元210确定的开关半周期相同的半周期。
之后，频率确定单元210确定的半周期作为第一半周期，占空比均衡电路220确定的半周期作为第二半周期。
SR锁存器230根据第一半周期和第二半周期产生并输出占空比信号Vduty。
接下来，将参照图2描述每一个配置。
频率确定单元210感测反馈电流IFB以产生基准电流ICT1，并用基准电流ICT1给设定电容器CT1充电。充电到设定电容器CT1的设定控制电压VCT1从开始增加到达到预定的峰值基准电压(在本发明的第一示例实施方式中为5V)的时段被确定为第一半周期。
频率确定单元210包括误差放大器211、电流镜212、受控电流源213、设定电容器CT1、两个开关SS1和SS2以及设定比较器214。
两个开关SS1和SS2为N沟道晶体管。这只是一个示例实施方式，本发明不局限于此。
误差放大器211包括输入2V的基准电压的非反相端子和连接到管脚RT的反相端子。误差放大器211的输出端子连接到开关SS1的栅极。开关SS1的源电极连接到管脚RT。
误差放大器211将管脚RT的电压与2V的基准电压的差值放大且输出。因此，根据管脚RT的电压和2V的基准电压的差值调整开关SS1的导通程度。
如果反馈电流IFB根据负载的减少而增加，则管脚RT的电压减小。随着管脚RT的电压减小使得管脚RT的电压小于2V的基准电压，误差放大器211的输出电压增加。因此，通过开关SS1输出的基准电流ICT1增加。如果基准电流ICT1增加，第一半周期减小且开关频率增加。如上所述，如果管脚RT的电压根据负载的减少而减少，则开关频率增加使得供给输出端子的电源减小。
相反，如果反馈电流IFB根据负载的减少而减小，则管脚RT的电压增加。随着管脚RT的电压增加使得管脚RT的电压接近2V的基准电压，则误差放大器211的输出电压减小。这样，通过开关SS1输出的基准电流ICT1减小。如果基准电流ICT1减小，第一半周期延长且开关频率减小。如上所述，如果管脚RT的电压根据负载的增加而增加，则开关频率会减小使得供应给输出端子的电能增加。
电流镜212复制基准电流ICT1，且将其传输给受控电流源213。在本发明的第一示例实施方式中，电流镜212以1∶1的比率复制基准电流ICT1，且将其传输给受控电流源213。这是为更好理解的详细的描述，且本发明并不限于此。
受控电流源213将自电流镜212传输的基准电流ICT1传输给设定电容器CT1。在开关SS2断开的期间内，设定电容器CT1被基准电流ICT1充电。如果SS2导通，设定电容器CT1快速放电。设定控制电压VCT1是充电到设定电容器CT1的电压，使得在开关SS2在断开状态期间该电压增加，并且如果开关SS2导通时，该电压变为0。
设定比较器214包括输入设定控制电压VCT1的非反相端子(+)和输入5V基准电压的反相端子(-)。当非反相端子(+)的输入大于反相端子(-)的输入时，设定比较器产生高电平，否则产生低电平。
当设定端子S的输入是高电平时，SR锁存器通过输出端子Q输出高电平，并且当重置端子R的输入是高电平时，SR锁存器通过输出端子Q输出低电平。
当设定控制电压VCT1达到基准电压5V时，设定比较器214输出高电平信号。如果设定控制电压VCT1达到5V，占空比信号Vduty变为高电平使得开关SS2导通。因此，在设定控制电压VCT1达到5V之后将快速降低。
频率设定单元210确定设定控制电压VCT1增加的时段为第一半周期，并且产生输出，使得占空比信号Vduty同步于自设定控制电压VCT1增加的时刻开始的第一半周期的完成而增加。本发明不局限于此，频率设定单元210的输出的产生使得占空比信号Vduty同步于设定控制电压VCT1开始增加的时刻开始的第一半周期的完成而减小。占空比信号Vduty的边沿由频率设定单元210的输出产生。
占空比均衡电路220通过使用频率设定单元210的输出感测第一半周期，并确定与检测到的第一半周期相同的第二半周期。
占空比均衡电路220包括第一半周期期间的均衡控制电压VCT2。占空比均衡电路220在第一半周期之后降低均衡控制电压VCT2，并确定其达到最小基准电压(在本发明的第一示例实施方式中为1V)所需的时间作为第二半周期。这里，在第一半周期内均衡控制电压VCT2增加的斜率绝对值和在第二半周期内均衡控制电压VCT2降低的斜率绝对值相同。因此，第一半周期和第二半周期被控制为相同的时间。
占空比均衡电路220包括充电电流源221、放电电流源222、放电开关DS、均衡电容器CT2和均衡比较器223。这说明了放电开关DS通过高电平信号导通，且通过低电平信号断开。放电电流源222的放电电流ICT3是充电电流源221的充电电流ICT2的两倍。
充电电流源221连接到均衡电容器CT2的一个端子，且是为均衡电容器CT2充电的电流源。放电电流源222连接到均衡电容器CT2的一个端子，且是为均衡电容器CT2放电的电流源。
均衡电容器CT2的一个端子连接到均衡比较器223的反相端子(-)。均衡比较器223的非反相端子(+)输入1V的基准电压。均衡比较器223的输出连接到SR锁存器230的重置端子R。
在放电开关DS处于断开状态的期间，由充电电流ICT2为均衡电容器CT2充电。均衡控制电压VCT2以由充电电流ICT2确定的斜率增加。
在放电开关DS处于导通状态的期间，均衡电容器CT2以自放电电流ICT3中减去的充电电流ICT2的电流放电，即以与充电电流ICT2相同的电流放电。因此，均衡控制电压VCT2的增加斜度和降低斜度的绝对值相同。
接着，将参照图3描述根据占空比均衡电路220的操作的确定与第一半周期相同的第二半周期的方法。
图3是根据本发明的第一示例实施方式的两个控制电压和占空比信号的波形图。
设定控制电压VCT1自时间T1通过基准电流ICT1开始增加。这里，占空比信号Vduty是低电平使得放电开关DS处于断开状态，且均衡控制电压VCT2通过放电电流ICT2增加。
如果设定控制电压VCT1在时间T2达到5V的基准电压，则通过设定比较器214的输出，占空比信号Vduty变为高电平。这样，开关SS2导通，使得设定控制电压VCT1快速降低。通过高电平的占空比信号Vduty放电开关DS导通，且均衡控制电压VCT2以与增加期间的斜度相同的斜度降低。
如果均衡控制电压VCT2在时间T3降低到1V的基准电压，则均衡比较器223的输出变为高电平，且占空比信号Vduty是低电平。
这样，开关SS2断开，设定控制电压VCT1自时间T3又开始增加，且放电开关DS断开使得均衡控制电压VCT2自时间T3又开始增加。通过此方法，第一半周期被确定为设定控制电压VCT1到达5V的基准电压的时段。在第一半周期期间自1V的基准电压增加的控制电压VCT2，从第一半周期的结束时间起以相同的斜度降低，使得到达1V的基准电压的时间所需的时段被确定为第二半周期。因此，第一半周期和第二半周期具有相同的时段。因此，占空比信号Vduty的占空比被精确地控制在50％，因此实现了占空比均衡。
在图3中，基准电流ICT1降低，且设定控制电压VCT1的增加斜度降低。当设定实现占空比均衡时，基准电流ICT1根据反馈电流IFB变化，但本发明并不限于此。
即，尽管重复地增加/降低基准电流ICT1，如果设定了第一半周期，则第二半周期被设定与第一半周期相同，使得实现占空比均衡。
在缓启动阶段或无负载状态开关频率可能过度增加。如果开关频率过高，则导通时间非常短使得开关可能不导通且开关损耗可能增加，且因此必须用适当的极限频率来限制开关频率。
根据本发明的第二示例实施方式的振荡器还包括频率限制单元，当开关频率趋于超过极限频率时，该频率限制单元将开关频率保持在极限频率。
图4是示出根据本发明的第二示例实施方式的振荡器的示意图。
与第一示例实施方式相比，根据第二示例实施方式的振荡器130′还包括频率限制单元240以将开关频率保持在极限频率。
当第一半周期是预定阈值周期的对应于极限频率的半个周期时，频率限制单元240通过使用占空比均衡电路220的输出和均衡控制电压VCT2将对应于极限频率的该半个周期确定为第一半周期。
详细地，频率限制单元240通过使用均衡控制电压VCT2和占空比均衡电路220的输出产生和输出符合阈值周期的且占空比均衡的占空比控制信号QFF2。
根据第二示例实施方式的振荡器130′还包括与门250以根据频率限制单元240的输出和SR锁存器235的输出产生占空比信号。
与第一示例实施方式中相同的频率设定单元和占空比均衡电路采用相同的附图标记表示，且省略其描述。
如图4所示，频率限制单元240包括比较器241和SR锁存器245。
比较器241根据平衡控制电压VCT2和1.5V的基准电压的比较结果产生输出信号。比较器241包括输入均衡控制电压VCT2的非反相端子(+)和输入1.5V的基准电压的反相端子(-)，且如果非反相端子(+)的输入大于反相端子(-)的输入，比较器241则输出高电平的信号，否则输出低电平的信号。如果均衡控制电压VCT2达到1.5V的基准电压，则比较器241输出高电平的信号，且如果均衡控制电压VCT2低于基准电压1.5V，则比较器241输出低电平的信号。
当设定端子S的输入是高电平时，SR锁存器235和SR锁存器245通过输出端子Q输出高电平，当重置端子R的输入是高电平时，SR锁存器235和SR锁存器245通过输出端子Q输出低电平。
SR锁存器245根据比较器241的输出和占空比均衡电路220的输出产生占空比控制信号QFF2。SR锁存器245在比较器241的输出变为高电平的时间产生高电平的占空比控制信号QFF2，且在占空比均衡电路220的输出变为高电平的时间输出低电平的占空比控制信号QFF2。
SR锁存器235根据频率设定单元210的输出和占空比均衡电路220的输出产生占空比控制信号QFF1。
与门250通过两个占空比控制信号QFF1和QFF2的与逻辑运算产生占空比信号Vduty′。
当开关频率小于极限频率时，在第一半周期期间均衡控制电压VCT2变为大于1.5V的基准电压的电压，占空比控制信号QFF2的占空比宽于占空比控制信号QFF1的占空比。因此，占空比信号Vduty′与占空比控制信号QFF1相同。
然而，当开关频率大于极限频率时，在第一半周期期间均衡控制电压VCT2没有达到1.5V的基准电压，使得占空比控制信号QFF1的占空比宽于占空比控制信号QFF2的占空比。因此占空比信号Vduty′与占空比控制信号QFF2相同。
接着，将参照图5和图6描述包括频率限制单元240的振荡器130′的操作和占空比信号Vduty′。
图5是示出当开关频率低于极限频率时由根据本发明的第二示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图6是示出当开关频率高于极限频率时由根据本发明的第二示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
如图5所示，设定控制电压VCT1在时间T11通过基准电流ICT1开始增加，且均衡控制电压VCT2通过充电电流ICT2开始增加。
如果均衡控制电压VCT2在时间T12到达1.5V的基准电压，则比较器241的输出增加到高电平，且SR锁存器245产生高电平的占空比控制信号QFF2。
如果设定控制电压VCT1在时间T13达到5V的基准电压，则SR锁存器235产生高电平的占空比控制信号QFF1。这样，占空比信号Vduty′自时间T13变为高电平，且时间T11-T13被设定为第一半周期。
占空比信号Vduty′自时间T13变为高电平，使得设定控制电压VCT1通过开关SS2的导通而快速降低，且均衡控制电压VCT2通过放电电流ICT3采用与增加期间相同的斜度降低。
如果均衡控制电压VCT2在时间T14达到1V的基准电压，则占空比均衡电路220的输出变为高电平使得SR锁存器245产生低电平的占空比控制信号QFF2。SR锁存器235根据占空比均衡电路220的高电平的输出产生低电平的占空比控制信号QFF1。
在时间T14，占空比信号Vduty′通过占空比控制信号QFF1和占空比控制信号QFF2变为低电平。
如上所述，当开关频率小于极限频率时，占空比控制信号QFF1的占空比小于占空比控制信号QFF2的占空比，使得占空比信号Vduty′等于占空比控制信号QFF1。
参照图6，将描述开关频率大于极限频率的情况下的占空比信号Vduty′。
如图6所示，设定控制电压VCT1在时间T21通过基准电流ICT1开始增加，且均衡控制电压VCT2通过充电电流ICT2开始增加。
如果在时间T22设定控制电压VCT1达到5V的基准电压，则SR锁存器235产生高电平的占空比控制信号QFF1。
如果均衡控制电压VCT2在时间T23到达1.5V的基准电压，则比较器241的输出增加到高电平，且SR锁存器245产生高电平的占空比控制信号QFF2。
这样，占空比信号Vduty′自时间T23变为高电平，且时段T21-T23被设定为第一半周期。
占空比信号Vduty′自时间T23变为高电平，使得设定控制电压VCT1通过开关SS2的导通而快速降低，且均衡控制电压VCT2通过放电电流ICT3以与增加时段相同的斜度降低。
如果均衡控制电压VCT2在时间T24达到1V的基准电压，则占空比均衡电路220的输出变为高电平，使得SR锁存器245产生低电平的占空比控制信号QFF2。SR锁存器235根据高电平的占空比均衡电路220的输出产生低电平的占空比控制信号QFF1。
在时间T24，占空比信号Vduty′通过占空比控制信号QFF1和占空比控制信号QFF2变为低电平。
如上所述，在开关频率大于极限频率的情况下，占空比控制信号QFF2的占空比小于占空比控制信号QFF1的占空比，使得占空比信号Vduty′等于占空比控制信号QFF2。
在第一半周期期间均衡控制电压VCT2也以与增加斜度相同的斜度降低，使得第二半周期被确定，因此实现占空比均衡。
接着，将描述根据本发明的第三示例实施方式的振荡器130″。
图7是示出根据本发明的第三示例实施方式的振荡器的示意图。
根据本发明的第三示例实施方式的振荡器130″根据数字时钟信号DCLK对第一半周期计数，且根据第一半周期期间的计数结果确定第二半周期。
详细地，振荡器130″产生周期计数信号PCNT，该周期计数信号在第一半周期期间根据数字时钟信号DCLK自基准计数值开始增加，且在第一半周期之后根据数字时钟信号DCLK降低到基准计数值。
数字时钟信号DCLK是具有恒定频率的信号，使得如果在第一半周期期间自基准计数值增加的周期计数信号PCNT在第一半周期之后根据数字时钟信号DCLK降低到基准计数值，则周期计数信号PCNT降低的时段与第一半周期相同。这里，如果周期计数信号PCNT降低的时段被设定为第二半周期，则第一半周期和第二半周期设定为具有相同的时段。
参照图7，将描述振荡器130″。后文中，基准计数值设定为0。
振荡器130″包括频率设定单元210、占空比均衡电路270和SR锁存器260。
根据本发明的第三示例实施方式的频率设定单元210与第一和第二示例实施方式中的频率设定单元210具有相同的结构和功能，使得它们采用相同的附图标记表示，且省略其描述。
SR锁存器260包括以频率设定单元210的输出为输入的设定端子S，和以占空比均衡电路270的输出为输入的重置端子R。如果设定端子S输入高电平的信号，则SR锁存器260产生高电平的占空比信号Vduty″，且如果重置端子R输入高电平的信号，则产生低电平的占空比信号Vduty″。
占空比均衡电路270使用频率设定单元210的输出感测第一半周期，且确定与感测的第一半周期相同的第二半周期。
占空比均衡电路270在第一半周期期间根据数字时钟信号DCLK自基准计数值增加周期计数信号PCNT。在第一半周期之后，占空比均衡电路270根据数字时钟信号DCLK降低在第一半周期期间计数的周期计数信号PCNT，使得如果周期计数信号PCNT达到基准计数值，在第一半周期之后到周期计数信号PCNT到达基准计数值的时间的时段确定为第二半周期。
占空比均衡电路270包括计数器271和或非(NOR)门272。
根据占空比信号Vduty″，计数器271被确定为增加的计数模数和降低的计数模式中的一种，使得周期计数信号PCNT根据数字时钟信号DCLK增加或降低。计数器271包括输入占空比信号Vduty″的模式端子Mode、输入数字时钟信号DCLK的输入端子和输出周期计数信号PCNT的输出端子OUT。
在占空比信号Vduty″是低电平的期间，计数器271以增加的计数模式操作。即，计数器271根据数字时钟信号DCLK增加周期计数信号PCNT。计数器271可以将周期计数信号PCNT表示为N-比特信号。
在占空比信号Vduty″是高电平的时段，计数器271以降低的计数模式操作。即，计数器271根据数字时钟信号DCLK降低周期计数信号PCNT。
占空比均衡电路270包括或非门272以确定周期计数信号PCNT是否到达基准计数值。
本发明并不局限于此。如果基准计数值不是0而是一个不同的值，占空比均衡电路270可以通过使用另一电路而不是或非门确定周期计数信号PCNT是否到达基准计数值。
当所有的输入都是低电平时，或非门272输出高电平。如果周期计数信号PCNT到达作为基准计数值的0时，N-比特信号的所有比特为0，使得或非门272输出高电平。
SR锁存器260通过或非门272的高电平输出来输出低电平的占空比信号Vduty″。
如上所述，通过使用相同的数字时钟信号，在第一半周期期间增加计数的周期计数信号PCNT被降低计数来设定第二半周期，使得第一半周期和第二半周期彼此相等。因此，实现占空比均衡。
接着，将参照图8描述根据第三示例实施方式的振荡器130″的操作和占空比信号Vduty″。
图8是示出根据本发明的第三示例实施方式的控制电压、周期计数信号和占空比信号的波形图。
如图8所示，设定控制电压VCT1在时间T31通过基准电流ICT1开始增加。这里，占空比信号Vduty″是低电平使得计数器271根据数字时钟信号DCLK开始增加计数，来开始周期计数信号PCNT的增加。
如果设定控制电压VCT1在时间T32达到5V的基准电压，则SR锁存器260的设定端子S输入高电平，使得输出高电平的占空比信号Vduty″。开关SS2通过高电平的占空比信号Vduty″导通，使得设定控制电压VCT1快速降低。
占空比信号Vduty″是高电平，使得计数器271自时间T32开始根据数字时钟信号DCLK降低计数，且因此周期计数信号开始降低。
如果周期计数信号PCNT在时间T33达到作为基准计数值的0，或非门272输出高电平。因此，SR锁存器260产生低电平的占空比信号Vduty″。
可以在第三示例实施方式中增加用于控制占空比信号的开关频率不超过极限频率的结构。
根据本发明的第四示例实施方式的振荡器130″′在提供占空比均衡时使用数字时钟信号，使得占空比信号的开关频率被控制不超过极限频率。
后文，将参照图9到图11描述根据本发明的第四示例实施方式的振荡器130″′和操作。
图9是示出根据本发明的第四示例实施方式的振荡器的示意图。
振荡器130″′包括频率确定单元210、占空比均衡电路270和SR锁存器265，且与根据第三示例实施方式的振荡器130″相比，还包括频率限制单元280。还增加了频率限制单元280的输出使得第四示例实施方式还包括与门290。
频率确定单元210与前述示例实施方式具有相同的功能和结构，由此采用相同的附图标记表示，且省略其描述。在占空比均衡电路270的结构中，与第三示例实施方式的占空比均衡电路270相同的计数器271和或非门272采用相同的附图标记表示，且省略其描述。
SR锁存器265根据频率确定单元210的输出和占空比均衡电路270的输出产生占空比控制信号QFF3。当输入到设定端子S的频率确定单元210的输出是高电平时，SR锁存器265产生高电平的占空比控制信号QFF3，且当输入到重置端子R的占空比均衡电路270的输出是高电平时，SR锁存器265产生低电平的占空比控制信号QFF3。
当第一半周期短于阈值周期的半周期时，振荡器130″′使用周期计数信号PCNT和占空比均衡电路270的输出确定对应于极限频率的半周期为第一半周期。为此振荡器130″′还包括频率限制单元280。
详细地，频率限制单元280通过使用周期计数信号PCNT和占空比均衡电路270的输出产生和输出符合阈值周期且占空比均衡的占空比控制信号QFF4。
频率限制单元280包括最小计数比较单元281和SR锁存器285。最小计数比较单元281将周期计数信号PCNT与对应于阈值周期的半周期的最小计数mcnt(参照图10和图11)比较。如果周期计数信号PCNT小于最小计数mcnt，则最小计数比较单元281输出低电平的信号，且如果周期计数信号PCNT大于最小计数mcnt，则最小计数比较单元281输出高电平的信号。
SR锁存器285根据最小计数比较单元281的输出和占空比均衡电路270的输出产生占空比控制信号QFF4。当输入到设定端子S的最小计数比较单元281的输出是高电平时，SR锁存器285产生高电平的占空比控制信号QFF4，且当输入到重置端子R的占空比均衡电路270的输出时高电平，SR锁存器285产生低电平的占空比控制信号QFF4。
与门290通过占空比控制信号QFF3和占空比控制信号QFF4的逻辑乘运算产生占空比信号Vduty″′。
当开关频率小于极限频率时，周期计数信号PCNT是比第一半周期期间内的最小计数mcnt大的值，使得占空比控制信号QFF4的占空比宽于占空比控制信号QFF3的占空比。因此，占空比信号Vduty″′等于占空比控制信号QFF3。
然而，当开关频率大于极限频率时，在第一半周期期间内周期计数信号PCNT没有达到最小计数mcnt，使得占空比控制信号QFF3的占空比宽于占空比控制信号QFF4的占空比。因此，占空比信号Vduty″′等于占空比控制信号QFF4。
后文，将参照图10和图11描述包括频率限制单元280的振荡器130′″的操作和占空比信号Vduty″′。
图10是示出当开关频率低于极限频率时由根据本发明的第四示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
图11是示出当开关频率高于极限频率时由根据本发明的第四示例实施方式的振荡器产生的占空比信号的示意图。
在图10和图11中，周期计数信号PCNT连续地增加或降低，然而这仅是为了解释本发明的示例实施方式，且周期计数信号PCNT是数字信号。周期计数信号PCNT是根据数字时钟信号DCLK增加或降低的N比特的数字值。然而，在图10和图11中，为量化表示周期计数信号PCNT的值，周期计数信号PCNT连续地增加或减小。
如图10所示，设定控制电压VCT1在时间T41通过基准电流ICT1开始增加，且周期计数信号PCNT开始根据数字时钟信号DCLK增加。
如果周期计数信号PCNT在时间T42达到最小计数mcnt，则最小计数比较单元281的输出被增加到高电平，且SR锁存器285产生高电平的占空比控制信号QFF4。
如果设定控制电压VCT1在时间T43达到5V的基准电压，则SR锁存器265产生高电平的占空比控制信号QFF3。这样，占空比信号Vduty″′自时间T43变为高电平，且时间T41-T43被设定为第一半周期。
占空比信号Vduty″′自时间T43变为高电平，使得设定控制电压VCT1通过开关SS2的导通快速地降低，且周期计数信号PCNT根据数字时钟信号DCLK来降低。
如果周期计数信号PCNT在时间T44到达基准计数值，则占空比均衡电路270的输出变为高电平，使得SR锁存器285产生低电平的占空比控制信号QFF4。SR锁存器265根据高电平的占空比均衡电路270的输出产生低电平的占空比控制信号QFF3。
占空比信号Vduty″′在时间T44通过占空比控制信号QFF3和占空比控制信号QFF4变为低电平。
如上所述，当开关频率低于极限频率时，占空比控制信号QFF3的占空比小于占空比控制信号QFF4的占空比，使得占空比信号Vduty″′等于占空比控制信号QFF3。
参照图11，将描述当开关频率大于极限频率时的占空比信号Vduty″′。
如图11所示，设定控制电压VCT1在时间T51通过基准电流ICT1开始增加，且周期计数信号PCNT开始根据数字时钟信号DCLK增加。
如果设定控制电压VCT1在时间T52达到5V的基准电压，则SR锁存器265产生高电平的占空比控制信号QFF3。
如果周期计数信号PCNT在时间T53达到最小计数mcnt，则最小计数比较单元281的输出增加到高电平，且SR锁存器285产生高电平的占空比控制信号QFF4。
这样，占空比信号Vduty″′自时间T53变为高电平，且时段T51-T53被设定为第一半周期。
占空比信号Vduty″′自时间T53变为高电平，使得设定控制电压VCT1通过开关SS2的导通而快速地降低，且周期计数信号根据数字时钟信号DCLK降低。
如果周期计数信号PCNT在时间T54到达基准计数值，则占空比均衡电路270的输出变为高电平，使得SR锁存器285产生低电平的占空比控制信号QFF4。SR锁存器265根据占空比均衡电路270的高电平输出产生低电平的占空比控制信号QFF3。
在时间T54，通过占空比控制信号QFF3和占空比控制信号QFF4，占空比信号Vduty″′变为低电平。
如上所述，当开关频率大于极限频率时，占空比控制信号QFF4的占空比小于占空比控制信号QFF3的占空比，使得占空比信号Vduty″′与占空比控制信号QFF4相同。
在第一半周期期间，周期计数信号PCNT根据数字时钟信号自基准计数值增加。第一半周期之后，周期计数信号PCNT根据数字时钟信号DCLK达到基准计数值的时段被确定为第二半周期，使得第一半周期和第二半周期彼此相等。因此，可以实现占空比均衡。
图12是通用的LLC变换器的示意图。
在图12中，供电线内产生的且由粗线表示的噪声会对反馈信号产生噪声，该反馈信号通过反馈回路输入到脉冲宽度调节集成电路(PFM IC)。如果对反馈信号产生噪声，则会产生占空比不均衡。
根据本发明的示例实施方式，即使对供电线产生噪声，也会产生等于第一半周期的第二半周期，使得实现占空比均衡。
以上描述的附图和详细的描述是用于本发明的示例，且解释本发明，且权利要求中描述的本发明的范围不限于此。因此，本领域技术人员应理解，可以做出各种改变和其它等同实施方式是可行的。因此，本发明的实质范围必须由所附权利要求的精神确定。
符号说明
谐振变换器1，高压侧开关M1，低压侧开关M2
脉冲频率调节器100，反馈回路200，变压器300
二极管D1和D2，初级线圈CO1，磁极线圈CO21和CO22
电容器CIN，设定电容器CT1，均衡电容器CT2
第一栅极驱动器110，第二栅极驱动器120，振荡器130
频率确定单元210，占空比均衡电路220和270
SR锁存器230、235、245、260、265、285，误差放大器211
电流镜212，受控电流源213，开关SS1和SS2
设定比较器214，充电电流源221
放电电流源222，放电开关DS
均衡比较器223，频率限制单元240和280
比较器241，与门250和290
计数器271，或非门272，最小计数比较单元281
占空比控制信号QFF1、QFF2、QFF3、QFF4
占空比信号Vduty、Vduty′、Vduty″、Vduty″′

Claims (25)

1.一种确定变换器的开关频率的振荡器，所述变换器根据开关的开关操作来转换输入电压以产生输出电压，所述振荡器包括：
频率设定单元，所述频率设定单元根据对应于所述输出电压的反馈信号使用基准电流确定占空比信号的第一半周期，所述占空比信号确定所述开关频率；
占空比均衡电路，所述占空比均衡电路通过使用所述频率设定单元的输出来感测第一半周期的时段，且在所述第一半周期之后将与所述第一半周期相同的时段确定为所述占空比信号的第二半周期。
2.如权利要求1所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，以与在所述第一半周期期间均衡控制电压增加的恒定斜度相同的斜度减少均衡控制电压，来确定所述占空比信号的所述第二半周期。
3.如权利要求2所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路包括均衡电容器，所述均衡电容器在所述第一半周期期间通过充电电流充电，且在所述第二半周期期间以与所述充电电流相同的电流放电，
充电到所述电容器的电压是所述均衡控制电压，且
所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，将所述均衡控制电压与最小基准电压比较，以确定所述第二半周期。
4.如权利要求3所述的振荡器，其中，
所述第二半周期是所述第一半周期时段之后到所述均衡控制电压降低到所述最小基准电压的时间的时段。
5.如权利要求3所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路包括：
充电电流源，所述充电电流源在所述第一半周期期间对所述均衡电容器充电；
放电电流源，所述放电电流源在所述第一半周期之后使所述均衡电容器放电；及
均衡比较器，所述均衡比较器比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压。
6.如权利要求1所述的振荡器，其中，
所述频率设定单元产生根据所述基准电流而增加的设定控制电压，且将自所述设定控制电压开始增加的时间到所述设定控制电压达到所述峰值基准电压的时间设定为所述第一半周期。
7.如权利要求6所述的振荡器，其中，
所述频率设定单元包括：
预定电容器，所述预定电容器通过所述基准电流充电；及
设定比较器，所述设定比较器比较充电到所述电容器的电压和所述峰值基准电压；且
充电到所述电容器的电压是设定控制电压。
8.如权利要求1所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
SR锁存器，所述SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比信号；及
所述SR锁存器同步于所述第一输入端子信号来改变所述占空比信号的电平，和同步于所述第二输入端子的信号电平来改变所述占空比信号的电平。
9.如权利要求8所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路包括：
均衡电容器，所述均衡电容器在所述第一半周期期间通过充电电流充电，且在所述第二半周期内以与所述充电电流相同的电流放电；
充电电流源，所述充电电流源在所述第一半周期期间对所述均衡电容器充电；
放电电流源，所述放电电流源在所述第一半周期之后使所述均衡电容器放电；及
均衡比较器，所述均衡比较器比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压，且包括连接到所述SR锁存器的所述第二输入端子的输出端子，
其中所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，比较所述均衡控制电压和所述最小基准电压，以确定所述第二半周期。
10.如权利要求9所述的振荡器，其中，
所述第二半周期是自所述第一半周期到所述均衡控制电压降低到所述最小基准电压的时间的时段。
11.如权利要求9所述的振荡器，其中，
所述频率设定单元包括：
预定电容器，所述预定电容器通过基准电流充电；和
设定比较器，所述设定比较器比较充电到所述电容器的电压和所述峰值基准电压，且所述设定比较器的输出端子连接到所述SR锁存器的所述第一输入端子，且
充电到所述电容器的电压是设定控制电压。
12.如权利要求1所述的振荡器，其中，
当所述第一半周期短于阈值周期的对应于极限频率的半周期，则对应于极限频率的半周期被确定为所述第一半周期。
13.如权利要求12所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路在所述第一半周期之后，通过以与在所述第一半周期期间均衡控制电压增加的恒定斜度相同的斜度减少均衡控制电压，来产生确定所述占空比信号的所述第二半周期的输出。
14.如权利要求13所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
频率限制单元，所述频率限制单元通过使用所述占空比均衡电路的输出和所述均衡控制电压产生根据所述阈值周期占空比均衡的第一占空比控制信号。
15.如权利要求14所述的振荡器，其中，
所述频率限制单元包括：
限制比较器，所述限制比较器将均衡控制电压和确定所述阈值周期的半周期的阈值基准电压比较；和
第一SR锁存器，所述第一SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述限制比较器的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比控制信号，
其中所述第一SR锁存器根据所述限制比较器的输出产生确定所述第一半周期的所述第一占空比控制信号，且根据所述占空比均衡电路的输出产生确定所述第二半周期的所述第一占空比控制信号。
16.如权利要求15所述的振荡器，其中，
所述频率设定单元包括：
预定电容器，所述预定电容器通过所述基准电流充电；和
设定比较器，所述设定比较器比较充电到所述电容器的电压和所述峰值基准电压，
所述占空比均衡电路包括：
均衡电容器，所述均衡电容器在所述第一半周期期间通过所述充电电流充电，且在所述第二半周期期间以与所述充电电流相同的电流放电；和
均衡比较器，所述均衡比较器比较充电到所述均衡电容器的电压和最小基准电压，以产生所述占空比均衡电路的输出，
所述振荡器还包括：
第二SR锁存器，所述第二SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述设定比较器的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出第二占空比控制信号，且
所述第二SR锁存器同步于所述第一输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平，且同步于所述第二输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平。
17.如权利要求16所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
逻辑运算器，所述逻辑运算器将所述第一占空比控制信号和所述第二占空比控制信号中具有更短的工作周期的信号作为占空比信号输出。
18.如权利要求1所述的振荡器，其中，
如果周期计数信号在所述第一半周期期间根据数字时钟信号自基准计数值增加，且在所述第一半周期之后根据数字时钟信号基于在所述第一半周期期间计数的所述周期计数信号降低，使得所述周期计数信号达到所述基准计数值，则所述占空比均衡电路产生将自所述第一半周期到所述周期计数信号达到所述基准计数值的时间的时段确定为所述第二半周期的输出。
19.如权利要求18所述的振荡器，其中，
所述占空比均衡电路还包括：
计数器，所述计数器根据所述占空比信号确定增加的计数模式和减少的计数模式中的一个，且根据确定的模式和根据数字时钟信号来增加或减少所述周期计数信号；及
逻辑运算器，逻辑运算器接收所述周期计数信号且确定所述周期计数信号是否到达所述基准计数值，以产生所述占空比均衡电路的输出。
20.如权利要求19所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
SR锁存器，所述SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述占空比信号，且
所述SR锁存器同步于所述第一输入端子信号的电平来改变所述占空比信号的电平，且同步于所述第二输入端子信号的电平来改变所述占空比信号的电平。
21.如权利要求18所述的振荡器，其中，
当所述第一半周期短于阈值周期的对应于所述极限频率的半周期时，则对应于所述极限频率的半周期被确定为所述第一半周期。
22.如权利要求21所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
频率限制单元，所述频率限制单元使用所述占空比均衡电路的输出和所述均衡控制电压产生根据所述阈值周期占空比均衡的第一占空比控制信号。
23.如权利要求22所述的振荡器，其中，
所述频率限制单元包括：
最小计数比较单元，所述最小计数比较单元根据对应于所述阈值周期的半周期的最小计数的比较结果而产生所述周期计数信号和输出；和
第一SR锁存器，所述第一SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述最小计数比较单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述第一占空比控制信号，及
所述第一SR锁存器根据所述最小计数比较单元的输出产生确定所述第一半周期的所述第一占空比控制信号，且根据所述占空比均衡电路产生确定所述第二半周期的所述第一占空比控制信号。
24.如权利要求23所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
第二SR锁存器，所述第二SR锁存器包括第一输入端子、第二输入端子和输出端子，所述第一输入端子以所述频率设定单元的输出为输入，所述第二输入端子以所述占空比均衡电路的输出为输入，所述输出端子输出所述第二占空比控制信号，
其中所述第二SR锁存器同步于所述第一输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平，且同步于所述第二输入端子信号的电平来改变所述第二占空比控制信号的电平。
25.如权利要求24所述的振荡器，其中，
所述振荡器还包括：
逻辑运算器，所述逻辑运算器将所述第一占空比控制信号和所述第二占空比控制信号中具有更短的工作周期的信号作为占空比信号输出。
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