CN102437589A - 一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，包括由若干个逆变器并联组成的单相太阳能发电多逆变器并联系统，本发明将PID控制方法与无差拍控制方法结合使用，克服了电压电流双环均为PID控制的不足，使得逆变器并联功率均分控制具有较高的可靠性、稳定性和更快的动态响应，可以更好地满足逆变器并联运行的需要。

Description

一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法

技术领域

本发明涉及电气自动化技术领域，具体是一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法。

背景技术

多台逆变器并联可实现大容量供电和冗余供电，被公认为当今逆变技术发展的重要方向之一。相对于单台大功率逆变器而言，多个小功率逆变器并联不仅能够降低成本，便于维护，而且更加灵活、可靠。通过改变并联逆变器的数目，可以获得不同的容量；通过逆变器的冗余并联，可以提高系统的可靠性。

采用多个逆变电源组成的太阳能发电系统，是大力发展可再生能源、提高供电电源可靠性，扩大供电系统容量的重要途径。逆变电源的并联运行，是交流电源系统从传统的集中式供电向分布式供电模式发展一个必须解决的关键技术。对于小型的分布式发电系统，其供电单元一般为并联型逆变电源。逆变单元的并联方式有多种，而无互联线的逆变器并联方式，则特别适合于并网逆变电源分散的太阳能发电系统。

无互联线并联技术通过借鉴同步发电机的自同步和电压下垂特性，实现模块间无信号线的并联。该方式中，一个逆变单元不依赖其他与之并联的逆变单元，采用频率和电压幅值的下垂特性，实现了有功功率和无功功率的均分，而且各并联单元之间相互电气隔离，使安装、维护方便；扩容也更加简单、快捷；运行更加可靠。其关键技术是通过调节模块自身的变量来实现系统中各模块间负载功率的分配，而负载功率一般包括有功功率和无功功率(若负载为非线性，还包括谐波功率)，对它们的调节，可以通过控制模块输出基波电压幅值和相位得以实现。

在这种控制方式中不存在各模块间的互联控制信号线，只需要将各模块的输出直接挂在电网或负载上，各模块通过检测自身的功率输出情况，并根据外特性下垂法来调节自己的输出电压的相位、幅值，从而实现各模块均分负载功率，消除模块间的环流。其结构简单，安装维修简便快捷，系统扩容方便，成本低；在有模块故障的情况下，系统仍能正常工作，系统的可靠性高。

逆变器要并联，要求各逆变器具有较快的动态响应，能对电流突变做出快速调整。电流控制采用电压外环电流内环的双环反馈控制器具有较高的稳定性和较快的动态响应，能够满足实际应用中人们对电源质量的要求和并联系统对逆变器动态响应的要求。

目前，并联系统中的各逆变单元采用的电流控制策略，一般为双环控制，外环为电压环，为增加系统的稳定性和消除静态误差，采用PI调节；内环为电流环，进行比例P调节，进一步提高系统的快速性和动态性能。传统PID调节器虽然控制适应性较好、算法简单明了，便于用单片机或DSP实现，但是其自身存在局限性：一方面是系统的采样量化误差降低了算法的控制精度；另一方面，采样和计算延时使得被控系统成为一个具有纯时间滞后的系统，造成PID控制器稳定域减少，增加了设计难度。在PID调节器自身存在局限性的同时，电流内环比例P调节由于没有积分环节，导致系统稳定性和控制精度较差。

在目前已有的电流控制方法中，无差拍控制方法具有对外部干扰响应速度快、控制过程无过冲的特点。无差拍控制是一种被控制对象精确数学模型控制方法。其基本思想是根据逆变器状态方程与输出反馈信号(通常是输出滤波电容电压与电流)推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度，因此，从理论上可以使输出电压在相位和幅值上都非常接近参考电压，由负载变化或非线性负载引起的输出电压误差可在一个开关周期内得到校正。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，克服电压电流双环均为PID控制的不足，使得逆变器并联功率均分控制具有较高的可靠性、稳定性和更快的动态响应，更好地满足逆变器并联运行的需要。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：包括由若干个逆变器并联组成的单相太阳能发电多逆变器并联系统，逆变器包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路，直流稳压源与逆变电路连接，逆变电路与滤波电路连接，DSP控制器与A/D转换器、驱动保护电路连接，驱动保护电路与逆变电路的开关管连接，信号调理电路与A/D转换器连接，单相太阳能发电多逆变器并联系统控制方法的具体步骤为：

1)在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对逆变器直流侧电压U_dc、滤波电容电压u_c和电感电流i_L分别进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

2)DSP控制器根据滤波电容电压u_c、电感电流i_L瞬时采样值计算出每个工频交流周期的有功功率值P和无功功率值Q，计算公式为：

$\left.\begin{array}{c}P=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L\left(k\right)\\ Q=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L(k-\frac{N}{4})\end{array}\right\}$

u_c(k)、I_L(k)分别为滤波电容电压u_c和电感电流i_L的瞬时采样值，N＝T/T_c表示一个周期内采样点数，T_c为采样周期；T为工频交流周期；

3)由空载时的输出频率ω^*和输出电压幅值U^*，采用改进的下垂控制法计算逆变器输出电压频率下垂值ω和幅值下垂值U，改进的下垂控制法如下式所示：

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}-k_{\mathrm{p\ω}}P+k_{\mathrm{q\ω}}Q\\ U=U^{*}-k_{\mathrm{pV}}P-k_{\mathrm{qV}}Q\end{array}\right\}$

k_pω、k_qω、k_pV、k_qV为下垂系数，系数间的基本关系是k_pω远大于k_pV，k_qω和k_qV的关系取决于线路阻抗的特性；

4)由输出电压频率下垂值ω和幅值下垂值U合成外环功率下垂控制合成参考电压u_ref；

5)u_ref与u_c的差值Δu经PI调节器输出电流环参考量i_ref。PI离散调节公式为：

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)=i_{\mathrm{ref}}(k-1)+(\mathrm{\Δu}\left(k\right)-\mathrm{\Δu}(k-1))*K_p+\mathrm{\Δu}\left(k\right)*\frac{T_c}{K_i}\end{array}\right\}$

K_p和K_i为PI调节器的比例系数和积分系数；

6)i_ref、i_L与反馈系数K的乘积、U_dc和u_c输入无差拍控制器，无差拍控制器跟踪i_ref变化，输出调制波信号；利用如下所示无差拍控制公式：

$d\left(k\right)=\frac{m}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_L\left(k\right))]$

上式中，d(k)为开关管脉宽控制量，m为调制系数，考虑到采样误差和控制精度，其取值范围为0.95～1.0；L为逆变器滤波电感值；i_ref(k)为电流环参考值，i_L(k)为电感电流值；

根据上式，无差拍控制器具体实现方式为：i_ref减去电感电流i_L与反馈系数K之积，其差值再乘以由逆变器本身参数所决定的量L/T_c，得出的值与滤波电容电压u_c求和，再除以直流侧电压值U_dc，得出调制波信号。调制波信号经PWM调制，获得各开关管的SPWM驱动信号，驱动单相逆变器并联运行。

本发明的有益效果是：各逆变器无互联信号线并联工作，可实现功率均分控制，并具有较高的可靠性、稳定性和更快的动态响应，可以更好地满足逆变器并联运行的需要。

附图说明

图1为本发明一实施例单相太阳能发电多逆变器并联系统带电阻负载工作结构示意图；

图2为本发明图1中DSP控制器实现的控制方法结构图；

图3为本发明多逆变器并联功率均分控制流程框图；

图4为本发明一实施例两台逆变器投入并联工作时的仿真结果示意图；

图5为本发明一实施例两台逆变器并联运行稳态电流仿真结果示意图。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例单相太阳能发电多逆变器并联系统，包括由若干个逆变器并联组成的单相太阳能发电多逆变器并联系统，逆变器主要包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路等。直流稳压源与逆变电路连接，逆变电路与滤波电路连接，所需信号经信号调理电路调理并经A/D转换器转换，输入DSP控制器进行运算处理，DSP控制器输出信号经驱动保护电路驱动逆变电路开关管通断。如图中逆变器1结构所示，直流稳压源一般为储存太阳能能量的蓄电池，IGBT开关管Q1～Q4构成单相逆变电路，电感L和电容C二阶低通LC滤波电路。逆变电路经滤波电路由连接线路与其余逆变器并联，其余逆变器的参数设计与逆变器1相同，即各逆变器的容量相同，n个逆变器经各自的输出继电器投切，通过连接线路，最终连接到20Ω电阻负载的交流输出母线上。图中，S₁、S_n分别为逆变器1、逆变器n的输出继电器；Z₁、Z_n分别为逆变器1、逆变器n对应连接线路的阻抗，在各自回路中使用阻抗的1/2串联表示。

如图2所示，本发明图1中DSP控制器实现的控制方法结构图；各并联逆变器的控制结构完全相同，主要包括PQ计算模块、下垂控制模块、电压合成模块、PI控制模块、无差拍控制模块和PWM调制模块。每一个逆变器的滤波电容电压和电感电流经A/D转换输入DSP控制器中的PQ计算模块，PQ计算模块计算输出有功功率和无功功率，下垂控制模块通过改进的并联下垂算式计算得出逆变器输出电压频率下垂值和幅值下垂值，它们由电压合成模块合成参考电压u_ref，参考电压u_ref和电容电压u_c的差值经PI控制器调节，输出电流环参考量i_ref，i_ref减去电感电流i_L与反馈系数K的乘积，差值输入无差拍控制器，经调节得到调制波信号，调制波信号经PWM调制，获得各开关管的SPWM驱动信号，驱动单相逆变器并联运行。

下面结合图3详细阐述多逆变器并联功率均分控制方法的实现。

如图3所示，本发明多逆变器并联功率均分控制流程框图。

对于单相系统，参照IEEE为仪表设计而指定的试用版1459-2000中功率测量，得到如下的功率计算公式：

$\left.\begin{array}{c}p=\mathrm{vi},P=\frac{1}{\mathrm{kT}}{\∫}_{\mathrm{\τ}}^{\mathrm{\τ}+\mathrm{kT}}\mathrm{pdt}\\ Q=\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{kT}}{\∫}_{\mathrm{\τ}}^{\mathrm{\τ}+\mathrm{kT}}i[\∫\mathrm{vdt}]\mathrm{dt}\end{array}\right\}---\left(1\right)$

式中，v表示输出电压，i表示输出电流，p表示瞬时功率，P表示输出有功功率，Q表示输出无功功率。公式(1)中是适用于各种具有周期性波形的功率计算，其数字实现有两种方法：一种是将电压与电流相乘得到瞬时功率，再将一个周期内的瞬时功率相累加求平均值就可得到逆变器在该周期内的平均输出功率；另一种方法是设计一个数字滤波器，将瞬时功率进行滤波，滤波器输出的直流分量即为逆变器的平均输出功率。

设逆变器的输出电压为正弦波：

v＝Vcos(ωt)    (2)

电压的积分可表示为：

$\∫\mathrm{vdt}=\∫V\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\mathrm{dt}=\frac{V}{\mathrm{\ω}}\cos (\mathrm{\ωt}-\frac{\mathrm{\π}}{2})---\left(3\right)$

将公式(3)代入公式(1)并离散化可得适用于本发明的有功功率和无功功率计算公式：

$\left.\begin{array}{c}P=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L\left(k\right)\\ Q=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_c\left(k\right)i_L(k-\frac{N}{4})\end{array}\right\}---\left(4\right)$

式中，N＝T/T_c表示一个周期内采样点数。由公式(4)可见，有功功率即为瞬时采样电压与采样电流相乘，经累加后取平均值；计算无功功率时，则需保留当前周期之前的1/4周期内的电流值，将其与当前周期实时采样得到的电压数据想成后求平均值获得。因此，实际的无功功率计算是从第一个1/4周期时刻开始的。

本发明采用改进的下垂控制法计算逆变器输出电压频率下垂值和幅值下垂值。

由逆变器并联系统的输出功率特性，当连接线路阻抗主要呈感性，即Z_n≈X_n时，可得：

上式中，P_n、Q_n分别为逆变器n输出有功功率和无功功率，U_cn为逆变器n输出电压幅值，U₀为负载电压幅值，

为逆变器n输出电压与负载电压之间的相角差，X_n为连接线路感抗。

由于并联运行时相角差

的值非常小，否则系统无法正常工作，所以近似认为：

由上式可以看出，有功功率的传输主要决定于相角差

无功功率的传输主要决定于逆变器输出电压的幅值U_cn，即各并联逆变单元输出电压的相位和幅值与其输出有功功率和无功功率有对应的近似线性耦合关系。逆变电源的输出电压的幅值可以直接控制，而其相位则是通过调节输出频率来实现的。具体控制方程如下：

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}-k_{\mathrm{p\ω}}P\\ U=U^{*}-k_{\mathrm{qV}}Q\end{array}\right\}---\left(7\right)$

上式中，ω^*和U^*分别为空载时的输出频率和电压幅值。这种实现并联均流的方法就是传统下垂控制法的基本原理。

改进的下垂控制法考虑到输出电压幅值对逆变器输出有功功率的影响以及输出电压相位对逆变器输出无功功率的影响，如公式(8)所示。但是，输出电压的相位对有功功率的影响远大于幅值对有功功率的影响；逆变器输出的无功功率主要与幅值有关，但也与相位有一定联系，其影响程度主要取决于线路阻抗的影响。改进后的下垂控制方程为：

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}-k_{\mathrm{p\ω}}P+k_{\mathrm{q\ω}}Q\\ U=U^{*}-k_{\mathrm{pV}}P-k_{\mathrm{qV}}Q\end{array}\right\}---\left(8\right)$

系数间的基本关系是k_pω远大于k_pV，k_qω和k_qV的关系取决于线路阻抗的特性。

逆变器输出电压频率下垂值ω和输出电压幅值下垂值U经由图2中所示合成参考电压u_ref。

u_ref与u_c的差值Δu经PI调节器输出电流环参考量i_ref。PI离散调节公式为：

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\Δu}\left(k\right)=u_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-u_c\left(k\right)\\ i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)=i_{\mathrm{ref}}(k-1)+(\mathrm{\Δu}\left(k\right)-\mathrm{\Δu}(k-1))*K_p+\mathrm{\Δu}\left(k\right)*\frac{T_c}{K_i}\end{array}\right\}---\left(9\right)$

式中，K_p和K_i分别为PI调节器的比例系数和积分系数。

电流环参考量i_ref减去电感电流i_L与反馈系数K的乘积，差值输入无差拍控制器，经调节得到调制波信号。

下面阐述无差拍控制原理及多逆变器并联中无差拍控制器的具体实现流程，并给出两台逆变器并联运行的仿真结果。

由图1中所示关系，有：

$u_{\mathrm{inv}}=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}+u_c={\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}---\left(10\right)$

u_inv为逆变电路输出电压，d为开关管脉宽控制量。由上式，可得关于d的表达式：

$d=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}+u_c)---\left(11\right)$

将上式离散化，可得无差拍控制公式：

$d\left(k\right)=\frac{m}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}({i_L}^{*}(k+1)-i_L\left(k\right))]---\left(12\right)$

i_L ^*(k+1)为电感电流参考值，i_L(k)为电感电流值；m为调制系数，考虑到采样误差和控制精度，其取值范围为0.95～1.0；T_c为采样周期；L为逆变器滤波电感值。

由上述分析，将上式中的i_L ^*(k+1)用电流环参考值i_ref(k)代替，得：

$d\left(k\right)=\frac{m}{U_{\mathrm{dc}}}[u_c\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_L\left(k\right))]---\left(13\right)$

根据上式，无差拍控制电流内环具体实现流程为：i_ref减去电感电流i_L与反馈系数K之积，其差值再乘以由逆变器本身参数所决定的量L/T_c，得出的值与滤波电容电压u_c求和，再除以直流侧电压值U_dc，得出调制波信号。调制波信号经PWM调制，获得各开关管的SPWM驱动信号，驱动单相逆变器并联运行。本发明电流内环使用无差拍控制，可使得各并联逆变器具有更高的稳定性和更快的动态响应，可以更好地满足逆变器并联运行的需要。

本发明在并机时设有预同步环节，以确保逆变器投入运行时，其相位、频率、幅值基本与负载端一致，从而减少对线路及逆变电源本身的冲击。在此，逆变器的输出端接有输出继电器。通过检测、比较输出继电器前后端的电压信号来实现预同步。具体做法是：

1.当逆变器检测到负载端有正弦信号时，说明已有逆变器的输出继电器闭合，此时未闭合的继电器捕捉该信号的过零点，从而进入过零捕捉中断。此后以此信号为同步源，通过锁相环实现同步。

2.当逆变器未检测到负载端有正弦信号时，说明此时所有的逆变器输出继电器均未闭合，此时每个逆变器的捕捉口均检测不到负载端正弦信号的过零点，这时最先迎来输出电压过零点的逆变器优先闭合其继电器，抢占为预同步信号源。

3.如果逆变器的输出继电器已闭合，说明该单元已完成预同步，应封锁其过零捕捉口。

如图4所示，本发明一实施例两台逆变器投入并联工作时仿真结果示意图。本实施例中，下垂系数的取值如下：

k_pω＝0.0001，k_qω＝2e-6；k_pV＝3.62e-7，k_qV＝2.85e-3

i₁、i₂分别为逆变器1和逆变器2连接线路上的电流；i₁-i₂为两电流的差，表征环流的大小(实际环流的大小应为i_H＝(u_c1-u_c2)/2Z，u_c1、u_c2分别为两逆变器电容电压)。在0.6s逆变器2输出继电器闭合，经大约0.05s时间，逆变器1和逆变器2输出电流达到稳定，两者幅值、相位基本相同。其中，逆变器1的电流变为原来的一半，逆变器2的电流由零增大到与逆变器1电流基本相同。

如图5所示，本发明一实施例两台逆变器并联运行的稳态电流仿真结果示意图。两逆变器在20Ω电阻负载情况下的稳态输出电流的幅值、相位基本一致，环流较小。采用本发明的并联系统获得较好的并联均流运行特性。

Claims (4)

1.一种单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，包括由若干个逆变器并联组成的单相太阳能发电多逆变器并联系统，逆变器包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路，直流稳压源与逆变电路连接，逆变电路与滤波电路连接，DSP控制器与A/D转换器、驱动保护电路连接，驱动保护电路与逆变电路的开关管连接，信号调理电路与A/D转换器连接，其特征在于，该方法的具体步骤为：

1)在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对逆变器直流侧电压U_dc、滤波电容电压U_c和电感电流i_L分别进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理；

2)DSP控制器根据滤波电容电压u_c、电感电流i_L瞬时采样值计算出每个工频交流周期的有功功率值P和无功功率值Q；

3)由空载时的输出频率ω^*和输出电压幅值U^*，采用改进的下垂控制法计算逆变器输出电压频率下垂值ω和幅值下垂值U；改进的下垂控制法如下式所示：

其中，k_pω、k_qω、k_pV、k_qV为下垂系数；

4)由输出电压频率下垂值ω和幅值下垂值U合成外环功率下垂控制合成参考电压u_ref；

5)u_ref与u_c的差值Δu经PI调节器输出电流环参考量i_ref；

6)将i_ref、i_L与反馈系数K的乘积、U_dc和u_c输入无差拍控制器，无差拍 控制器跟踪i_ref变化，输出调制波信号。

2.根据权利要求1所述的单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，计算有功功率值P和无功功率值Q的公式为：

其中u_c(k)、I_L(k)分别为滤波电容电压u_c和电感电流i_L的瞬时采样值，N＝T/T_c表示一个周期内采样点数，T_c为采样周期，T为工频交流周期。

3.根据权利要求1所述的单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，无差拍控制器的无差拍控制公式为：

其中，d(k)为开关管脉宽控制量，m为调制系数；L为逆变器滤波电感值；i_ref(k)为电流环参考值，i_L(k)为电感电流值。

4.根据权利要求3所述的单相太阳能发电多逆变器并联功率均分控制方法，其特征在于，所述调制系数m的取值范围为0.95～1.0。 

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