CN110912191B - 无直流侧电压传感器单相chb型光伏逆变器mpc方法 - Google Patents

无直流侧电压传感器单相chb型光伏逆变器mpc方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器MPC方法，构建无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器拓扑结构，对单个H桥开关函数变化量进行搜索，并选出开关函数变化量不为零的H桥，则该H桥直流侧电容电压重构值为并网逆变器输出电压变化量；开关函数变化量为零的H桥则无需重构，计算H桥在第k个刷新周期对应的调制函数，利用对应的调制函数通过单相两电平SPWM或SVPWM生成各H桥对应的具有固定开关频率的PWM信号，实现对整个单相CHB型光伏逆变器的控制。本发明具备开关频率固定、直流侧电容电压平衡、算法易于扩展、低器件开关频率下实现系统高等效开关频率、H桥模块数相同时逆变器系统I/O口使用量小等优点。

Description

无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器MPC方法
技术领域
本发明涉及光伏并网逆变器技术领域，具体为一种无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器MPC方法。
背景技术
相比于传统两电平逆变器，多电平逆变器具有开关器件应力小、系统效率高以及滤波器设计难度低等优点。目前，常见的多电平逆变器拓扑结构大致分为以下三种：二极管钳位型、飞跨电容型以及级联H桥(Cascaded H-bridge,CHB)型。在所有多电平拓扑中，当输出电平数相同时，CHB多电平型逆变器所需元器件最少，布局最为简单。此外，CHB型逆变器由于直流侧相互独立的特点使得CHB型逆变器具备更大的自由度。因此，CHB多电平型逆变器具有广阔的应用前景。
在传统CHB型逆变器系统中，需要电压传感器对电容电压进行控制，需要电流传感器对单个光伏组件输出功率进行控制。随着H桥数量不断增加，电压、电流传感器需求量的增加会显著增加光伏发电系统的成本、复杂度。同时，由于系统控制器I/O通道数量的约束，会直接限制系统容量的扩展。
控制算法作为直接影响CHB型光伏逆变器输出性能的关键技术之一，主要解决电流快速跟踪、直流侧电容电压平衡控制、降低开关损耗等问题。无论是基于PI控制器的电流控制算法，直接功率控制算法，还是虚拟同步机控制算法，均需要面临以下两个问题：1)PI控制器的参数整定难；2)需要额外的电容电压平衡控制算法。
模型预测控制(model predictive control，MPC)算法因其具有较高的控制精度，快速的动态响应，适合多变量非线性系统等优点在电力电子领域得到了广泛应用。其中，有限控制集模型预测控制(Finite Control Set Model Predictive Control，FCS-MPC)以控制目标作为约束条件，通过对评价函数滚动寻优的方式获得系统下一控制周期的最优开关序列，通过避免内环PI控制器的使用，有效降低了系统PI控制器参数整定的难度。
同时，针对单相CHB型逆变器直流侧电容电压不平衡问题，传统直流侧电容电压平衡算法可分为基于PI控制器和基于冗余开关状态两种思路。其中，基于PI控制器的电容电压平衡算法采用一个额外的PI控制环路来实现，但随着H桥数量的增加，逐渐增加的PI控制器会增加系统复杂度，降低系统的动态响应速度。基于冗余开关状态的直流侧电容电压平衡算法通过分析每一组开关状态对每个H桥直流侧电容电压影响，根据逆变器输出电压的幅值及逆变器输出电流的方向，选取用于调节H桥直流侧电容电压的冗余开关状态。但是，随着H桥数量的增加，该算法的计算复杂度呈指数型增加，并且针对H桥数量不同的情况需单独设计，无法复用。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在于提供一种具备开关频率固定、直流侧电容电压平衡、算法易于扩展、低器件开关频率下实现系统高等效开关频率、H桥模块数相同时逆变器系统I/O口使用量小等优点的无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器MPC方法。技术方案如下：
一种无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器MPC方法，包括以下步骤：
步骤1：构建无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器拓扑结构：
在n个光伏组件的输出端分别连接n个H桥，各H桥直流侧分别接入电容C1～Cn，各H桥交流侧接入网侧；
步骤2：计算H桥直流侧电容电压重构值
Figure BDA0002301754230000021
对单个H桥开关函数变化量ΔSi进行搜索，并选出开关函数变化量ΔSi不为零的H桥，则该H桥直流侧电容电压重构值为并网逆变器输出电压变化量ΔuAB；开关函数变化量ΔSi为零的H桥则无需重构；
步骤3：通过将锁相环得到的网侧电压相位信息乘以参考电流幅值
Figure BDA0002301754230000022
得到用于计算各H桥调制信号的参考电流；
步骤4：以Tsc为固定采样周期对网侧电压us、逆变器输出电压uAB，逆变器输出电流is、光伏组件输出电流iPV进行采样；其中，Tsc＝Tsw/2n＝Ts/n，Tsw为电力电子开关器件对应开关周期，Ts为最优调制函数刷新周期；
步骤5：按照从1到n的顺序求得第k个采样周期对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000023
其中第i个H桥在第k个刷新周期Ts对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000024
的计算公式为：
Figure BDA0002301754230000025
其中，Ls为网侧电感值；R为网侧线路电阻与电感寄生电阻等效值；is(k)为逆变器输出电流采样值，us(k)为网侧电压采样值，λ为直流侧电容电压平衡权重系数；Ci为第i个H桥直流侧电容的电容值，
Figure BDA0002301754230000026
为H桥直流侧电压参考值，
Figure BDA0002301754230000027
为H桥直流侧电压重构值，iPVi(k)为第i个光伏组件输出电流采样值，1<i<n；
步骤6：利用对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000031
通过单相两电平SPWM或SVPWM生成各H桥对应的具有固定开关频率fs的PWM信号，实现对整个单相CHB型光伏逆变器的控制。
本发明的有益效果是：
1)本发明在不增加交流侧电压传感器数量的前提下，为无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器提供一种直流侧电容电压重构方法，通过分析逆变器输出电压uAB与单个H桥输出电压uABi的关系，将单个H桥直流侧电容电压重构简化为逆变器输出电压变化量的计算；同时，以开关函数Si变化量为基准，对单个H桥是否需要进行电压重构进行判断；不仅通过避免直流侧电压传感器的使用有效减小了控制器I/O数量对系统容量扩展的约束，同时避免了额外交流侧电压传感器的使用；
2)本发明为无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器提供一种可行的模型预测控制算法，将单相CHB型光伏逆变器等效n个独立的逆变器，进而将单相CHB型光伏逆变器模型预测控制算法转变为针对每个H桥单元的串行顺序模型预测控制算法，最后使用单相两电平SPWM或SVPWM生成每个H桥对应四路PWM信号即可实现控制目标；具备算法复杂度低，计算量小的优点，同时具备良好的扩展性，可以容易地适用于具有不同H桥数量的单相CHB型逆变器；
3)本发明为无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器提供了一种不需要额外的直流侧电容电压平衡控制环路即可实现直流侧电容电压平衡的控制算法，在针对单个H桥调制函数
Figure BDA0002301754230000032
进行计算时，将直流侧电容电压平衡补偿量的计算嵌入其中，对每个H桥直流侧电容电压实现独立控制，仅需简易调整即可适用于不同H桥数量的无直流侧电压传感器单相CHB型逆变器。
附图说明
图1为本发明适用的任意模块数无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器拓扑结构及控制系统框图。
图2为无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器输出电压uAB与单个H桥输出电压uABi的关系。
图3为无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器直流侧电容电压重构流程图。
图4为无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器稳态对应网侧电压、逆变器输出电流波形。
图5a为无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器第1个H桥稳态对应直流侧电压重构值与实际值波形。
图5b为无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器三个H桥单元直流侧电容电压波形。
图4、图5所示波形主要仿真参数如下：PWM信号开关频率fs＝2000Hz；基波频率f0＝50Hz；网侧电压有效值
Figure BDA0002301754230000041
直流侧电压E＝300V；稳压电容Ci＝7700μF；滤波电感L＝4.707mH。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。本发明一种适用于无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器的模型预测控制方法，其原理为：如图1所示，该拓扑结构为：在n个光伏组件的输出端分别连接n个H桥，各H桥直流侧分别接入电容C1～Cn，各H桥交流侧接入网侧。H桥直流侧电容电压为uc1～ucn，光伏阵列输入电流为iPV1～iPVn。网侧电压us，逆变器输出电压uAB，逆变器输出电流is，以图1中箭头指向为参考方向。本发明将n个H桥组成的单相CHB型光伏逆变器视为n个独立的逆变器并分别实施控制。
在通过电压外环PI控制器控制由电容电压重构模块得到的重构值跟踪其对应参考值，并通过将锁相环得到的网侧电压相位信息乘以参考电流幅值
Figure BDA0002301754230000042
得到用于计算各H桥调制信号的参考电流。同时，以Tsc(Tsc＝Tsw/2n＝Ts/n)为固定采样周期对网侧电压us、逆变器输出电压uAB，逆变器输出电流is、光伏组件输出电流iPV进行采样，按照从1到n的顺序，将对应的逆变器输出电流参考值
Figure BDA0002301754230000043
逆变器输出电流采样值is(k)，网侧电压采样值us(k)，H桥直流侧电压重构值
Figure BDA0002301754230000044
及第i个光伏组件输出电流采样值iPVi(k)用于第i(1<i<n)个H桥在第k个刷新周期Ts对应调制函数
Figure BDA0002301754230000045
的计算。最后，利用对应的最优调制函数
Figure BDA0002301754230000046
通过单相两电平SPWM或SVPWM生成各H桥对应的具有固定开关频率fsw(fsw＝1/Tsw)的PWM信号。
上述直流侧电容电压重构原理为：以无直流侧电压传感器单相七电平(三个H桥)CHB型光伏逆变器为例，根据逆变器输出电压uAB与单个H桥输出电压uABi的关系，将单个H桥直流侧电容电压重构简化为逆变器输出电压变化量的计算。然后对单个H桥开关函数变化量ΔSi进行搜索，并选出开关函数变化量ΔSi不为零的H桥。针对开关函数变化量ΔSi不为零的H桥，则通过计算并网逆变器输出电压变化量ΔuAB对直流侧电容电压进行重构，此时H桥直流侧电容电压重构值为并网逆变器输出电压变化量ΔuAB，否则保持前一次计算得到的重构值。
按照从1到n的顺序求得第k个采样周期对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000047
重复进行n次重复循环计算从而实现对整个单相CHB型光伏逆变器的控制。
具体步骤如下：
步骤1：构建无直流侧电压传感器单相CHB型光伏逆变器拓扑结构：
在n个光伏组件的输出端分别连接n个H桥，各H桥直流侧分别接入电容C1～Cn，各H桥交流侧接入网侧。
步骤2：计算H桥直流侧电容电压重构值
Figure BDA0002301754230000051
对单个H桥开关函数变化量ΔSi进行搜索，并选出开关函数变化量ΔSi不为零的H桥，则该H桥直流侧电容电压重构值为并网逆变器输出电压变化量ΔuAB；开关函数变化量ΔSi为零的H桥则无需重构。
如图2所示，无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器输出电压uAB与单个H桥输出电压uABi的关系。以Tsc作为系统采样周期对逆变器输出电压uAB进行采样，针对(m+3)和(m+4)两个采样时刻，ΔuAB1为uc1，ΔuAB2和ΔuAB3为0，根据单个H桥直流侧电容电压重构原理可判断uc1需要进行重构，而uc2和uc3不需要进行重构，且此时uC1的重构值为ΔuAB。同理，针对(m+9)和(m+10)两个采样时刻，ΔuAB2为uc2，ΔuAB1和ΔuAB3为0，根据单个H桥直流侧电容电压重构原理可判断uc2需要进行重构，而uc1和uc3不需要进行重构，且此时uc2的重构值为-ΔuAB。此外，由于单个H桥输出电压变化量ΔuABi的变化趋势与开关函数Si的变化趋势相同，可以通过H桥开关函数变化量ΔSi对H桥是否需要直流侧电容电压重构进行判断。
如图3所示，本发明所述单相CHB型光伏逆变器H桥单元直流侧电容电压重构流程为：以Tsc为固定采样时长对单相CHB型光伏逆变器输出电压uAB进行采样。然后，按照从单元1～n的顺序对单个H桥开关函数变化量ΔSi进行搜索，并选出开关函数变化量ΔSi不为零的H桥进行直流侧电容电压重构。针对开关函数变化量ΔSi不为零的H桥，将第i个H桥直流侧电容电压的重构转变为逆变器、输出电压的增量计算。
步骤3：通过将锁相环得到的网侧电压相位信息乘以参考电流幅值
Figure BDA0002301754230000052
得到用于计算各H桥调制信号的参考电流。
步骤4：以Tsc为固定采样周期对网侧电压us、逆变器输出电压uAB，逆变器输出电流is、光伏组件输出电流iPV进行采样；其中，Tsc＝Tsw/2n＝Ts/n，Tsw为电力电子开关器件对应开关周期，Ts为最优调制函数刷新周期。
步骤5：按照从1到n的顺序求得第k个采样周期对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000053
其中第i个H桥在第k个刷新周期Ts对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000054
的计算公式为：
Figure BDA0002301754230000061
其中，Ls为网侧电感值；R为网侧线路电阻与电感寄生电阻等效值；is(k)为逆变器输出电流采样值，us(k)为网侧电压采样值，λ为直流侧电容电压平衡权重系数；Ci为第i个H桥直流侧电容的电容值，
Figure BDA0002301754230000062
为H桥直流侧电压参考值，
Figure BDA0002301754230000063
为H桥直流侧电压重构值，iPVi(k)为第i个光伏组件输出电流采样值，1<i<n。
步骤6：利用对应的调制函数
Figure BDA0002301754230000064
通过单相两电平SPWM或SVPWM生成各H桥对应的具有固定开关频率fs的PWM信号，实现对整个单相CHB型光伏逆变器的控制。
如图4所示，无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器采用本发明所述模型预测控制算法时稳态工况下网侧电压us与逆变器输出电流is波形。根据实验结果可知，逆变器输出电流具有良好的正弦性且与网侧电压同相位，功率因数为1。
如图5a所示，由无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器第1个H桥直流侧电容电压重构值与实际值波形，根据实验结果可知，直流侧电容电压重构算法能够以较高的精度对H桥直流侧电容电压进行重构。
如图5b所示，无直流侧电压传感器单相七电平CHB型光伏逆变器采用本发明所述模型预测控制算法对应直流侧电容电压波形。从图中可以看出，本发明所述模型预测控制算法在实现对网侧电流准确跟踪时，能够实现平衡直流侧电容电压的目的，有效降低了系统运算量，复杂度以及冗余开关状态选择表的设计难度，并可以通过简单修改即可应用于不同H桥数量的单相CHB型逆变器系统。

Claims (1)

1.一种无直流侧电压传感器单相级联H桥型光伏逆变器MPC方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：构建无直流侧电压传感器单相级联H桥型光伏逆变器拓扑结构：
在n个光伏组件的输出端分别连接n个H桥，各H桥直流侧分别接入电容C1～Cn，各H桥交流侧接入网侧；
步骤2：计算H桥直流侧电容电压重构值
Figure FDA0003637793690000011
对单个H桥开关函数变化量ΔSi进行搜索，并选出开关函数变化量ΔSi不为零的H桥，则该H桥直流侧电容电压重构值为并网逆变器输出电压变化量ΔuAB；开关函数变化量ΔSi为零的H桥则无需重构；
步骤3：通过将锁相环得到的网侧电压相位信息乘以参考电流幅值
Figure FDA0003637793690000019
得到用于计算各H桥调制信号的参考电流；
步骤4：以Tsc为固定采样周期对网侧电压us、逆变器输出电压uAB，逆变器输出电流is、光伏组件输出电流iPV进行采样；其中，Tsc＝Tsw/2n＝Ts/n，Tsw为电力电子开关器件对应开关周期，Ts为最优调制函数刷新周期；
步骤5：按照从1到n的顺序求得各H桥在第k个刷新周期对应的最优调制函数
Figure FDA0003637793690000012
其中第i个H桥在第k个刷新周期Ts对应的调制函数
Figure FDA0003637793690000013
的计算公式为：
Figure FDA0003637793690000014
其中，Ls为网侧电感值；R为网侧线路电阻与电感寄生电阻等效值；is(k)为逆变器输出电流采样值，
Figure FDA0003637793690000015
为逆变器输出电流参考值，us(k)为网侧电压采样值，λ为直流侧电容电压平衡权重系数；Ci为第i个H桥直流侧电容的电容值，
Figure FDA0003637793690000016
为H桥直流侧电压参考值，
Figure FDA0003637793690000017
为H桥直流侧电压重构值，iPVi(k)为第i个光伏组件输出电流采样值，1<i<n；
步骤6：利用对应的调制函数
Figure FDA0003637793690000018
通过单相两电平SPWM或SVPWM生成各H桥对应的具有固定开关频率fsw的PWM信号，实现对整个单相级联H桥型光伏逆变器的控制。
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