CN102301602B

CN102301602B - 用于使信号数字化的装置和方法

Info

Publication number: CN102301602B
Application number: CN200980155887.9A
Authority: CN
Inventors: J·E·埃克隆; L·罗森鲍姆
Original assignee: Signal Processing Devices Sweden AB
Current assignee: Teldi signal processing equipment Sweden
Priority date: 2009-02-11
Filing date: 2009-02-11
Publication date: 2014-03-19
Anticipated expiration: 2029-02-11
Also published as: JP2012517723A; WO2010091726A1; HK1165112A1; CN102301602A; JP5078045B2; EP2396889B1; EP2396889A1; US20120001783A1; US8441379B2

Abstract

本发明披露了一种通过使模拟输入信号数字化产生数字输出信号的装置。所述装置包括第一和第二信号通道，各自包括ADC，被设置成将属于第一和第二频带的模拟输入信号的第一和第二分量转换成第一和第二数字信号。第一和第二频带重叠，使得存在有共同频率子频带。所述装置包括组合单元，其适于根据在共同频率子频带中的第一和第二数字信号的信号成分确定至少一个参数，表示在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。组合单元还适于产生第一和第二补偿数字信号，用于补偿在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，组合单元适于将第一和第二补偿数字信号组合以产生数字输出信号。本发明还披露了相应的方法。

Description

用于使信号数字化的装置和方法

技术领域

本发明涉及用于使信号数字化的装置和方法，以及在所述装置中处理信号的方法。

背景技术

对于测量电信号例如就频带宽度而言的测量设备的要求变得越来越苛刻。数字测量设备，例如数字示波器、数字频谱分析仪等等例如由于更好的处理和分析能力通常比它们的模拟对应设备更优选。在所述数字测量设备中，一般使用模数转换器(ADC)来使模拟信号数字化，从而形成数字信号。

在一些应用中数字测量设备应当能够处理的信号频带宽度从几Hz可达到几GHz，或者甚至更高。所述对数字测量设备相对较苛刻的带宽要求转而在数字测量设备的模拟输入端口和ADC之间的接口对模拟电路施加相对较苛刻的带宽要求。所述模拟电路的示例包括用于将模拟信号从单端转换成差分表示的电路，阻抗转换器，缓冲器，等等。设计所述模拟电路的一个解决方法是利用放大器电路，所述放大器电路包括具有足够宽的带宽的放大器以满足要求。不过，所述放大器的设计和制造通常与普通的完全不同，可导致不希望的高生产成本。用于提供从单端到差分信号表示的转换并且如果必要还用于提供阻抗转换的一种可替换解决方法是使用通常被称为平衡-不平衡变换器(balun)的无源电路。平衡-不平衡变换器可被设计成以与上述放大器电路相比较低的成本处理较高的信号频率。不过，平衡-不平衡变换器通常在低频带具有相对较差的信号传输特性，所述低频带从0Hz可达到某一频率，取决于平衡-不平衡变换器的具体类型。因此，在所述接口利用平衡-不平衡变换器覆盖感兴趣的整个信号频带可能是不可能实现的。

发明内容

本发明的一个目的是便于使具有较宽带宽的模拟信号数字化。

根据第一方面，提供了一种用于通过使模拟输入信号数字化生成数字输出信号的装置。所述装置包括第一信号通道，所述第一信号通道包括第一模数转换器(ADC)，所述第一模数转换器(ADC)被设置成将属于第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成第一数字信号。此外，所述装置包括第二信号通道，所述第二信号通道包括第二ADC，所述第二ADC被设置成将属于第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成第二数字信号。所述第一和第二频带重叠以便存在共同频率的子频带，所述共同频率的子频带既被包括在第一频带内也被包括在第二频带内。此外，所述装置包括组合单元。所述组合单元适于根据在共同频率子频带的第一和第二数字信号的信号成分确定至少一个参数，所述至少一个参数表示在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，所述组合单元适于分别根据第一数字信号和第二数字信号并且根据至少一个参数生成第一补偿数字信号和第二补偿数字信号用于补偿在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，所述组合单元适于将所述第一补偿数字信号和第二补偿数字信号组合以生成数字输出信号。

所述组合单元可适于通过第一滤波函数对第一补偿数字信号进行滤波以生成第一经滤波的数字信号。此外，所述组合单元可适于通过第二滤波函数对第二补偿数字信号进行滤波以生成第二经滤波的数字信号。此外，所述组合单元可适于生成作为第一经滤波的数字信号和第二经滤波的数字信号的总和的数字输出信号。所述第二滤波函数可基本上与所述第一滤波函数是互补的。所述第一滤波函数和第二滤波函数可将它们的过渡频带设置在第一频带和第二频带重叠的频率区域内。

所述至少一个参数中的一个可以是延迟参数，所述延迟参数表示所述第一和第二信号通道之间的相互延迟。

所述组合单元可适于生成在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的多种相互延迟形式。此外，所述组合单元对于每一种所述形式可适于生成该形式和在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。此外，所述组合单元可适于根据所生成的相关性确定延迟参数。

所述相关性的每一个可以是所述形式的符号位和在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分的符号位之间的相关性。

所述组合单元可适于生成相对于第一数字信号具有延迟D-d1的第一数字信号的第一延迟复制，相对于第一数字信号具有延迟D的第一数字信号的第二延迟复制，和相对于第一数字信号具有延迟D+d2的第一数字信号的第三延迟复制。D可以是延迟参数，而d1和d2可具有正非零值。所述组合单元可适于过滤第一数字信号的第一、第二、和第三延迟复制中的每一个以分别生成在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式的第一、第二、和第三个。此外，所述组合单元可适于过滤第二数字信号以生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分。此外，所述组合单元可适于调节延迟参数D，使得所述形式中的第二个和在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性大于所述形式中的第一个和在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性，并且大于所述形式中的第三个和在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。第一数字信号的第二延迟复制可以是第一补偿数字信号。

在一些实施例中，所述组合单元可适于生成与第一数字信号一致的第一补偿数字信号或生成与第二数字信号一致的第二补偿数字信号。

所述至少一个参数中的一个可以是增益参数，所述增益参数表示第一和第二信号通道之间的增益失配。

所述组合单元可适于根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的能量生成增益参数。可替换地，所述组合单元可适于根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的平均绝对采样值生成增益参数。

所述组合单元可适于将第一数字信号与增益参数相乘以生成第一补偿数字信号。可替换地，所述组合单元可适于将第二数字信号与增益参数相乘以生成第二补偿数字信号。

在一些实施例中，第一信号通道可具有带通特征而第二信号通道可具有低通特征。

第一ADC可被设置成以比第二ADC更高的采样率工作。

所述组合单元可适于以与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分相同的采样率对从第一数字信号获得的信号进行抽取以生成在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分。此外，所述组合单元可适于以比第二数字信号的采样率更高的采样率对从第二数字信号获得的信号进行内插以生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分。此外，所述组合单元可适于对从第二数字信号获得的信号进行内插以便于数字输出信号的生成。

所述装置可包括用于生成至第一ADC的差分输入信号的无源电路。所述无源电路可以是平衡-不平衡变换器。

根据第二方面，提供一种在用于通过使模拟输入信号数字化生成数字输出信号的装置中处理信号的方法。所述装置包括第一信号通道，所述第一信号通道包括第一ADC，所述第一ADC被设置成将属于第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成第一数字信号。此外，所述装置包括第二信号通道，所述第二信号通道包括第二ADC，所述第二ADC被设置成将属于第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成第二数字信号。此外，所述第一和第二频带重叠，使得存在共同频率子频带，所述共同频率子频带既被包括在第一频带中也被包括在第二频带中。所述方法包括根据在共同频率子频带中的第一和第二数字信号的信号成分确定至少一个参数，所述至少一个参数表示在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，所述方法包括分别根据第一数字信号和第二数字信号并且根据至少一个参数生成第一补偿数字信号和第二补偿数字信号用于补偿在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，所述方法包括将所述第一补偿数字信号和第二补偿数字信号组合以生成数字输出信号。

将第一和第二补偿数字信号组合可包括通过第一滤波函数对第一补偿数字信号进行滤波以生成第一经滤波的数字信号(第一滤波数字信号)。此外，将第一和第二补偿数字信号组合可包括通过第二滤波函数对第二补偿数字信号进行滤波以生成第二经滤波的数字信号(第二滤波数字信号)。此外，将第一和第二补偿数字信号组合可包括生成作为第一滤波数字信号和第二滤波数字信号的总和的数字输出信号。所述第二滤波函数可基本上与所述第一滤波函数是互补的。所述第一滤波函数和第二滤波函数可使它们的过渡频带位于第一频带和第二频带重叠的频率区域内。

所述至少一个参数中的一个可以是延迟参数，所述延迟参数表示所述第一和第二信号通道之间的相互延迟。确定延迟参数(的步骤)可包括生成多个在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式。此外，确定延迟参数(的步骤)可包括对于所述形式中的每一个，生成该形式与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。此外，确定延迟参数(的步骤)可包括根据所生成的相关性确定延迟参数。

所述相关性中的每一个可以是所述形式的符号位与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分的符号位之间的相关性。

生成多个在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式(的步骤)可包括生成相对于第一数字信号具有延迟D-d1的第一数字信号的第一延迟复制，相对于第一数字信号具有延迟D的第一数字信号的第二延迟复制，和相对于第一数字信号具有延迟D+d2的第一数字信号的第三延迟复制。此外，生成多个在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式可包括对第一数字信号的第一、第二、和第三延迟复制中的每一个进行滤波以分别生成在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式的第一、第二和第三个。D可以是延迟参数而d1和d2可具有正非零值。此外，生成延迟参数D(的步骤)可包括对第二数字信号进行滤波以生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分。此外，生成延迟参数D(的步骤)可包括调节延迟参数D以便所述形式中的第二个与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性大于所述形式中的第一个与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性，并且大于所述形式中的第三个与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。第一数字信号的第二延迟复制可以是第一补偿数字信号。

在一些实施例中，生成第一补偿数字信号(的步骤)可包括生成与第一数字信号一致的第一补偿数字信号。可替换地，在一些实施例中，生成第二补偿数字信号(的步骤)可包括生成与第二数字信号一致的第二补偿数字信号。

所述至少一个参数中的一个可以是增益参数，所述增益参数表示第一和第二信号通道之间的增益失配。生成增益参数(的步骤)可包括根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的能量生成增益参数。可替换地，生成增益参数(的步骤)可包括根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的平均绝对采样值生成增益参数。

生成第一补偿数字信号(的步骤)可包括将第一数字信号与增益参数相乘。可替换地，生成第二补偿数字信号(的步骤)可包括将第二数字信号与增益参数相乘。

在一些实施例中，第一信号通道可具有带通特征，而第二信号通道可具有低通特征。

第一ADC可被设置成以比第二ADC更高的采样率工作。所述方法可包括以与(生成)在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分相同的采样率对从第一数字信号获得的信号进行抽取以生成在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分。此外，所述方法可包括以比第二数字信号的采样率更高的采样率对从第二数字信号获得的信号进行内插以生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分。此外，所述方法可包括对从第二数字信号获得的信号进行内插以便于数字输出信号的生成。

根据第三方面，提供一种通过使模拟输入信号数字化生成数字输出信号的方法。所述第三方面的方法包括利用第二方面的方法生成数字输出信号。此外，第三方面的方法包括将属于所述第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成所述第一数字信号。此外，第三方面的方法包括将属于所述第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成所述第二数字信号。

根据第四方面，提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括当由具有计算能力的电子设备运行时用于执行根据第二方面的方法的计算机程序代码装置。

根据第五方面，提供一种计算机可读介质，所述计算机可读介质上存储有计算机程序产品，所述计算机程序产品包括当由具有计算能力的电子设备运行时用于执行根据第二方面的方法的计算机程序代码装置。

应当强调的是，术语“包括(comprises)/包括(comprising)”当用于本说明书时表明所声称特征、整体、步骤或部件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、部件、或其群组的存在或添加。

附图说明

参见附图，本发明的实施例的进一步的目的、特征和优点会从下文的具体描述变得显而易见，其中：

图1是根据本发明一个实施例的数字化转换器装置的方框图；

图2示意性地示出了根据示例的频带；

图3是根据本发明一个实施例的组合单元的方框图；

图4-10是根据本发明实施例的方法的流程图；和

图11示意性地示出了根据本发明一个实施例的计算机可读介质和电子设备。

具体实施方式

图1是根据本发明一个实施例的数字化转换器装置10的方框图。数字化转换器装置10适于接收输入端口15上的模拟输入信号。此外，数字化转换器装置10适于通过使模拟输入信号数字化来生成数字输出信号。

根据实施例，数字化转换器装置包括在数字化转换器装置10的第一信号通道的第一模数转换器(ADC)20a。此外，数字化转换器装置包括在数字化转换器装置10的第二信号通道的第二ADC 20b。

第一信号通道适于第一频带，在所述第一频带中第一信号通道传送符合要求的信号。第一ADC 20a被设置成将属于第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成第一数字信号。相似地，第二信号通道适于第二频带，在所述第二频带中第二信号通道传送符合要求的信号。第二ADC 20b被设置成将属于第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成第二数字信号。

由图1的方框25a和25b所示，第一信号通道可具有带通特征而第二信号通道可具有低通特征。这些类型的特征被假设用于下文中的第一和第二信号通道。不过，其它的特征也是可能的。例如，第一和第二信号通道均具有带通特征。

无源电路(例如平衡-不平衡变换器(未示出))可被用于第一信号通道以便于从单端信号表示转换成差分信号表示，这可能是ADC 20a所要求的。根据平衡-不平衡变换器的类型，平衡-不平衡变换器可对频率范围可达到较高频率，例如几GHz或更高的频率提供较好的信号传输特征。在本文中，好的信号传输特征例如意味着在所述频率范围上基本恒定的幅值响应，但是也可包括基本恒定的群延迟(即，近似线性的相位响应)和/或较高程度的线性。信号传输特性的要求对于不同应用的可以是不同的，并且平衡-不平衡变换器(如果用的话)的类型应当根据能获得希望的信号传输特性的要求来选择。

不过，平衡-不平衡变换器通常对于较低的频率提供不充分的信号传输。因此，存在频率范围的频率下限，平衡-不平衡变换器为其提供充分的信号传输，这转而导致第一信号通道的带通特征。除了平衡-不平衡变换器之外，在第一信号通道中可设置滤波器以提供第一信号通道的明确的频率上限，以避免第一ADC 20a中的混叠。

第二信号通道的低通特征可例如通过具有合适频率响应的有源或无源滤波器提供以避免第二ADC 20b中的混叠。

根据图1所示的实施例，数字化转换器装置10包括组合单元30。组合单元30被设置成在输入端口32a接收来自第一ADC 20a的第一数字信号。此外，组合单元30被设置成在输入端口32b接收来自第二ADC 20b的第二数字信号。此外，组合单元30适于处理第一和第二数字信号以便在输出端口34生成数字输出信号。

图2示意性地示出了根据示例的频带，其中f表示频率。第一频带在图2中用附图标记40表示，而第一信号通道的理想化的幅值响应用附图标记45示出。此外，第二频带在图2中用附图标记50表示，而第一信号通道的理想化的幅值响应用附图标记55示出。图2所示的理想化的幅值响应45和55绘制有零宽度的过渡频带和在通频带内的完美的恒定幅值。在实际的物理实施中，过渡频带当然会具有非零宽度并且幅值响应在整个通频带上不会是完美恒定的。因此，图2中的曲线图仅旨在作为示意性示图。

如图2所示，第一和第二频带40、50重叠。因此，存在共同频率子频带，在图2中由60表示，所述子频带同时被包括在第一和第二频带40、50中。根据本发明的实施例，组合单元30(图1)被设置成当根据第一和第二数字信号生成数字输出信号时，利用在共同频率子频带60中的第一和第二数字信号的信号成分补偿两个信号通道之间的失配。为了生成所述信号成分，组合单元30可适于通过具有与图2所绘制近似的(也是理想化的)幅值响应65的滤波器对第一和第二数字信号或从其得到的信号进行滤波。

如图2所示，共同频率子频带60不需要必须横跨第一频带40和第二频带50重叠的整个重叠区域，而在一些实施例中可仅横跨所述重叠区域的一部分。

根据一些非限制性的示例实施例，第一频带40从约5MHz跨到可达第一频带40的频率上限，而第二频带50从约0Hz跨到可达约10MHz。根据一个非限制性的示例实施例，第一频带的频率上限为约3GHz。根据另一非限制性的示例实施例，第一频带的频率上限为约170MHz。

根据本发明的实施例，组合单元30适于根据在共同频率子频带60中的第一和第二数字信号的信号成分确定至少一个参数，所述至少一个参数表示在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的失配。所述至少一个参数例如可包括延迟参数，所述延迟参数表示第一和第二信号通道之间的相互延迟，和/或增益参数，所述增益参数表示第一和第二信号通道之间的增益失配。

此外，组合单元30适于分别根据第一数字信号和第二数字信号并且根据至少一个参数生成第一补偿数字信号和第二补偿数字信号用于补偿在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的失配。失配补偿可完全在第一和第二数字信号中的一个上进行。例如，失配补偿可以在生成第一补偿数字信号的过程中完全在第一数字信号上进行，而第二数字信号可以原样传递作为第二补偿数字信号，或反之亦然。或者，部分的失配补偿可以在第一和第二数字信号的每一个上进行。例如，第一补偿数字信号可根据第一数字信号和用于补偿信号通道之间的相互延迟的延迟参数生成，而第二补偿数字信号可根据第二数字信号和用于补偿信号通道之间的增益失配的增益参数而成，或反之亦然。

此外，组合单元30适于将第一补偿数字信号和第二补偿数字信号组合以便生成数字输出信号。例如，组合单元30可适于通过第一滤波函数对第一补偿数字信号进行滤波以生成第一经滤波的数字信号(第一滤波数字信号)，并且通过第二滤波函数对第二补偿数字信号进行滤波以生成第二经滤波的数字信号(第二滤波数字信号)。第二滤波函数可以是基本上与第一滤波函数互补的，并且第一滤波函数和第二滤波函数可以使它们的过渡频带(在下文中称为“合并频带”)在第一频带40和第二频带50重叠的频率区域内。组合单元30还可被设置成生成作为第一滤波数字信号和第二滤波数字信号的总和的数字输出信号。从而，分别从第一和第二ADC 20a、20b输出的第一数字信号和第二数字信号被有效地“粘合在一起”以形成数字化转换器装置的数字输出信号。此外，由于失配补偿，得到了在组合频带(即，第一和第二频带40、50的结合)上的总体近似平坦的幅值响应。如果存在没有被补偿的增益失配，通常会在合并频带中出现近似成形为阶梯形的在总体幅值响应上的变化。相似地，如果存在没有被补偿的延迟失配，通常会在合并频带中出现总体幅值响应上的下跌。

组合单元30可适于持续更新至少一个参数以补偿例如可由温度变化而导致的两个信号通道之间的失配的漂移。可替换地，更新至少一个参数可定期触发或通过特定事件触发，例如由用户发出的命令或按下按钮。根据在共同频率子频带60中的从ADC 20a和20b的输出信号的信号成分生成表示信号通道之间的失配(例如相互延迟或增益失配)的所述至少一个参数的优点是便于组合单元30的盲适应以补偿信号通道之间的失配。不需要特定的校准或对准序列，也不需要任何专用的校准或对准周期。相反，组合单元30的调整可通过当前由数字化转换器装置10进行数字化的模拟信号在线进行。

组合单元30可适于例如通过用与图2所示的幅值响应65具有相似的幅值响应的滤波器进行滤波以生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分。此外，组合单元30可适于生成多个在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式。例如，组合单元30可适于生成多个第一数字信号的相互延迟的复制，并且通过具有与用于生成在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分的滤波器相同或基本相同的频率响应的滤波器对所述复制中的每一个进行滤波，以生成所述相互延迟的形式。此外，组合单元30可适于对于所述相互延迟形式中的每一个，生成该形式与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。所述多个相互延迟形式中产生最大相关性的一个具有与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分最好的对应。因此，根据所产生的相关性评估在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的相互延迟是可行的。因此，在一些实施例中，组合单元30适于根据所产生的相关性确定延迟参数。

计算机模拟示出在很多情形中，可以降低计算复杂性，并且仍通过产生每个所述相关性作为对应形式的符号位(而不是所有的位)与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分的符号位之间的相关性获得在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的相互延迟的令人满意的估算。可替换的，为了降低计算复杂性，可根据两位或更多位(对于每个采样)而不是所有位计算相关性，这会产生比如果仅考虑符号位更高的计算精确度。因此，在计算复杂性和计算精确度之间存在权衡。当产生相关性用于评估具有令人满意精确度的在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的相互延迟时(每个采样)所需的位数例如可由不同的应用根据该具体应用的计算机模拟和/或测量结果和要求确定。

术语相关性当用于本说明书时并不旨在限定于两个信号之间的相关性的任何特定的测量。可以使用任何合适的测量，例如协方差、相关系数、或其它量表示两个信号之间的相关程度。例如，在仅根据符号位确定相关性的情况，相关性可就与两个信号的符号位相等的采样数量相等或成比例的数量进行测量。

用于产生上述相关性的采样的数量例如可根据速度和精确度之间的权衡进行确定。使用的采样越多，可产生的相关性越精确。另一方面，对于用于产生相关性的较少采样，可能更经常的更新延迟参数。用于产生相关性的合适的采样数量例如可由不同的应用根据模拟和/或测量进行确定。

图3是根据本发明一个实施例的组合单元30的方框图。根据实施例，组合单元30包括用于产生第一数字信号的相互延迟复制的三个延迟单元140a-c。此外，组合单元30包括用于产生在共同频率子频带60中的第一和第二数字信号的信号成分的两个滤波器单元145a-b。此外，组合单元30包括用于产生至少一个参数的参数估测单元150。组合单元30还包括用于根据第二数字信号和增益参数产生第二补偿数字信号的增益元件155。在图3中，增益参数由“G”表示，而延迟参数由“D”表示。在图3所示的实施例中，组合单元30还包括滤波器单元160a-b和加法器单元165，用于根据第一和第二补偿数字信号产生数字输出信号。滤波器单元160a-b可适于分别通过上述的互补或基本互补的第一和第二滤波函数进行滤波。

如图3中所示，延迟单元140a适于产生相对于第一数字信号具有延迟D-d1的第一数字信号的第一延迟复制(延迟例如可依据用于产生第一数字信号的采样时钟的时钟周期的数量或任何其它合适的单元进行定义)。相似地，延迟单元140b适于产生相对于第一数字信号具有延迟D的第一数字信号的第二延迟复制。此外，延迟单元140c适于产生相对于第一数字信号具有延迟D+d2的第一数字信号的第三延迟复制。如上所述，在本实施例中D是延迟参数。此外，d1和d2具有正非零值，使得D-d1＜D＜D+d2。在示例实施例中，d1＝d2。不过，一般，d1也可以与d2不同。

滤波器单元145a适于对第一数字信号的第一、第二和第三延迟复制中的每一个进行滤波以分别产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式的第一、第二和第三个。滤波器单元145b适于对第二数字信号进行滤波以产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分。滤波器单元145a和b可具有与图2所示的幅值响应65相似的幅值响应。只要滤波器单元145a和b相匹配(即，具有相同或近似相同的频率响应)，对于滤波器单元145a和145b的具体要求一般相对宽松。例如，通常不需要它们在它们的通频带中具有较小量的纹波或提供近似恒定的群延迟。因此，它们通常能以相对低的计算复杂性实施。对于给定应用所需的滤波器单元145a和145b之间的匹配度例如可根据该具体应用的计算机模拟和/或测量和要求进行确定。

参数估测单元150适于接收来自滤波器单元145a的第一、第二和第三形式以及来自滤波器单元145b的所产生的在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分。此外，参数估测单元150适于产生所述第一、第二和第三形式中的每一个与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。在下文中，第一形式与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性由C1表示，第二形式与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性由C2表示，而第三形式与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性由C3表示。为了找到延迟参数D的适当值，参数估测单元150适于调节D的值，以便相关性C2比相关性C1和相关性C3都大。如果那样，第一数字信号的第二延迟复制(即，来自延迟单元140b的输出信号)比稍微更短的延迟D-d1和比稍微更长的延迟D+d2具有更好匹配于第二数字信号(在共同频率子频带60中)的延迟(即D)。因此，可以推断已经选择了D的最佳或接近于最佳的值。

因为在第一和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分通过带通滤波的方式产生，所述信号成分通常具有大体周期性的表现形式。这意味着可能存在D的多个不同值，使得C2大于C1和C3，其中只有D的一个值对应于第一和第二信号通道之间的实际相互延迟。因此，可能需要采取措施以避免D采用对应于不正确周期的值，D采用对应于不正确周期的值会导致第一和第二补偿数字信号不会在时间上对准。在第一和第二信号通道的数字部分的延迟通常可被事先预测并且不随时间或温度等变化。因此，第一和第二信号通道之间的相互延迟的不确定性和变化通常是由于制造不精确以及第一和第二信号通道的模拟分量的参数漂移(例如，由于温度变化和老化)。可以根据数字部分的已知延迟和模拟分量的额定分量参数确定D的标称值。此外，可以根据数字部分的已知延迟和模拟分量的最差情况分量参数确定D的最大和最小值。作为上述避免D采用不正确的值的措施的示例，当启动数字化转换器装置10时D的所述标称值可用作D的初始值。可替换的，D的适当初始值例如可利用已知的专用对准信号作为数字化转换器装置10的输入信号，例如作为数字化转换器装置10的制造测试或校准的部分进行确定。作为所述措施的另一示例，D的值可被限定于某个区间，例如在上述D的最大和最小值之间，或包括这些最大和最小值的区间。

如果C1大于C2，参数估测单元150可适于通过减小或减少D的值来调节D。如果在另一方面C3大于C2，参数估测单元150可适于通过增大或增加D的值来调节D。在C1和C3均大于C2的情况，可使用各种不同的方法调节D。在一个实施例中，所述结果被不再使用并且D保持不变等待将要计算的接下去的值C1，C2和C3。在另一实施例中，D沿由C1和C3的最大值表示的方向进行调节，即，如果C3＞C1则增加，而如果C1＞C3则减小。在另一个实施例中，在C1和C3均大于C2的情况，D可以随机增大或减小(例如，根据伪随机序列)。

在图3所示的实施例中，从延迟单元140b输出的第一数字信号的第二延迟复制作为第一补偿数字信号被向前传至滤波器单元160a。

如图3中所示，在该实施例中第二补偿数字信号通过将第二数字信号与增益参数G相乘而产生。参数估测单元150可适于根据第一数字信号和第二数字信号在共同频率子频带中的信号成分的能量产生增益参数G。例如，参数估测单元150可适于计算在特定时间段期间在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的信号能量E1和在相同的特定时间段期间在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分的信号能量E2。此外，参数估测单元150可适于生成增益参数为G＝(E1/E2)^1/2。在可替换的实施例中，增益参数G可根据在第一和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分的平均绝对采样值生成。例如，让A1和A2分别表示第一和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分的平均绝对采样值(在给定范围的采样上)。则增益参数可生成为G＝A1/A2。可替换的，如果替换成第一补偿数字信号的生成包括第一数字信号(或例如其延迟形式)与增益参数G的相乘，则可替换地增益参数G可生成为G＝(E2/E1)^1/2或G＝A2/A1。

在一些实施例中，第一ADC 20a和第二ADC 20b(图1)可被设置成以不同的采样率工作。考虑例如上述结合图2所示的示例，其中第一频带40(图2)具有3GHz或170MHz的频率上限，而第二频带50(图2)具有10MHz的频率上限，第二ADC 20b可被设置成以明显低于第一ADC 20a的采样率工作。因此，与第一ADC 20a相比在第二ADC 20b的采样率方面的设计要求可能相当宽松，这通常相比于使用与第一ADC 20a的设计要求相同(更严格)的设计要求的ADC作为第二ADC 20b可用于降低生产成本和复杂性。

在示例实施例中，其中第一频带40的频率上限是3GHz而第二频带50的频率上限是10MHz，第一ADC 20a被设置成以7GHz的采样率工作而第二ADC20b被设置成以54.6875MHz的采样率工作，即因子128低于用于第一ADC 20b的(因子)。为了获得用于第一ADC 20a的相对高的采样率，第一ADC 20a可被实施为时域交错(TI)ADC，包括多个子ADC(未示出)，每个以比TIADC的总采样率更低的采样率工作。例如，第一ADC 20a可实现为具有四个子ADC的TI ADC，每个以1.75GHz(＝7GHz/4)的采样率工作并且负责将输入信号的每第四个采样转换成第一ADC 20a。第一ADC 20a还可包括处理电路(未示出)，用于补偿各子ADC之间的失配。所述补偿的示例例如披露于WO 2008/156400A1和WO2008/156401A1。

如果第一ADC 20a被设置成以比第二ADC 20b更高的采样率工作，那么第一数字信号会具有比第二数字信号更高的采样率。为了便于产生上述的相关性，组合单元30可适于对从第一数字信号得到的一个或多个信号进行抽取，以便以与产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分相同的采样率产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分。参见图3，滤波器单元145a可适于进行抽取。例如，在上文所述的示例实施例中，其中第一ADC 20a的采样率是高于第二ADC 20b的采样率的因子128，滤波器单元145a可适于以因子128从延迟单元140a-c抽取每个输出信号，并随后通过与滤波器单元145b的滤波函数一致的滤波函数对所产生的抽取信号中的每一个进行滤波。

在可替换的实施例中，组合单元30适于以在第一数字信号和第二数字信号的采样率之间的某个中间采样率产生在第一和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分。在这种情况，组合单元30可适于以中间采样率对从第一数字信号得到的信号进行抽取以便产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分并且以中间采样率对从第二数字信号得到的信号进行内插以产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分。同样，所述抽取可例如通过滤波器单元145a(图3)进行。类似的，所述内插例如可通过滤波器单元145b(图3)进行。

类似的，为了便于数字输出信号的生成，组合单元30可适于在第二ADC20b和输出端口34之间的信号通道中进行内插。例如，参见图3，组合单元30可适于进行所述内插使得输入至加法器单元165的两个信号输入具有相同的采样率。再次参见上述的示例实施例，其中第一ADC 20a的采样率是高于第二ADC 20b的采样率的因子128，滤波器单元160b可适于以因子128进行内插。内插可例如通过将每个连续输入采样对之间的零值(非零值)采样插入到滤波器单元160b的方式127进行，随后通过上述与滤波器单元160a的第一滤波函数互补或基本互补的第二滤波函数进行滤波。通过多相分解的方式实施滤波器单元160b可获得等同的操作。多相分解的原理在多速率信号处理的领域是已知的，因此在本文不再进一步描述。

在图3所示的实施例中，数字化转换器装置10的第一和第二信号通道之间的相互延迟在从输入端口32a到输出端口34的信号通道中被补偿，而增益失配在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿。在其它的实施例中，数字化转换器装置10的第一和第二信号通道之间的相互延迟可替换地在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿，而增益失配可替换地在从输入端口32a到输出端口34的信号通道中被补偿。在其它实施例中，相互延迟和增益失配可在从输入端口32a到输出端口34的信号通道或从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿。在其它的实施例中，相互延迟和/或增益失配可以部分地在从输入端口32a到输出端口34的信号通道或从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿。不过，在第一ADC 20a以比第二ADC 20b更高的采样率工作的情形，在从输入端口32a到输出端口34的信号通道中补偿相互延迟和在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中补偿增益失配具有几个优势。首先，与如果增益失配在从输入端口32a到输出端口34的信号通道中被补偿相比，如果增益失配在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿，被设置成补偿增益失配的乘法器(例如图3中的增益元件155)能够以更低的采样率工作。同时，如果延迟参数对应采样周期要被逐步调整(这能够以较低复杂性实现电路实施例)，与如果相互延迟会在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿相比，延迟参数能够以更高的分辨率(即，更小的步阶)被调整，因为在这种情况第一数字信号具有比第二数字信号更高的采样率。不过，在相互延迟在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被补偿的情况同样能够以比第二数字信号的采样周期更小的步阶调整延迟参数，例如通过使用内插来增大采样率或通过使用分数延迟滤波器。

因为因果关系，仅可能通过引入额外的延迟补偿第一和第二信号通道之间的相互延迟(即，不可能通过提前信号补偿相互延迟)。考虑例如图1和3所示的实施例。如果从数字化转换器装置10的输入端口15到组合单元30的输入端口32b的总体延迟短于从数字化转换器装置10的输入端口15到组合单元30的输入端口32a的对应延迟，在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中被引入组合单元30的延迟需要比在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中引入的对应延迟更长。因此，需要在从输入端口32b到输出端口34的信号通道中插入其它的延迟元件(未示出)，以便于通过由延迟单元140b(图3)引入的可调延迟的方式补偿第一和第二信号通道之间的相互延迟。如果希望从输入端口15(图1)到输出端口34(图1)具有短的总体延迟，在这种情况可替换地通过在输入端口32b和输出端口34之间的信号通道中引入可调延迟的方式补偿相互延迟可能是有益的，这样可避免前述的额外延迟元件。

根据本发明的一些实施例，提供了一种在数字化转换器装置10(图1)中处理信号的方法。所述方法例如可通过组合单元30(图1)实施。图4是所述方法的一个实施例的流程图，在图4中用附图标记200表示。所述方法以步骤205开始。在步骤210，根据第一和第二数字信号在共同频率子频带60中的信号成分确定至少一个参数，所述至少一个参数表示在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的失配。在步骤220，第一补偿数字信号和第二补偿数字信号分别根据第一数字信号和第二数字信号并且根据至少一个参数生成，用于补偿在共同频率子频带60中的第一和第二信号通道之间的失配。此外，在步骤230，第一补偿数字信号和第二补偿数字信号被组合以生成数字化转换器装置10的数字输出信号。所述方法在步骤240结束。

图5是根据本发明一个实施例的图4中所示步骤230的流程图。操作开始于步骤250。在步骤260a，第一补偿数字信号通过用于产生上述第一滤波数字信号的上述第一滤波函数在例如滤波器单元160a(图3)中被滤波。类似的，在步骤260b，第二补偿数字信号通过用于产生上述第二滤波数字信号的上述第二滤波函数在例如滤波器单元160b(图3)中被滤波。在步骤270，数字输出信号例如在加法器单元165(图3)中生成，作为第一滤波数字信号和第二滤波数字信号的总和。

图6是根据本发明一个实施例的图4中步骤210的流程图。操作开始于步骤290。在步骤300，延迟参数例如通过参数估测单元150(图3)确定。在步骤310，增益参数例如通过参数估测单元150(图3)确定。操作结束于步骤320。在一些实施例中，步骤300被省略，并且在步骤210仅生成了增益参数。在其它实施例中，步骤310被省略，并且在步骤210仅生成了延迟参数。可替换的或额外的，在步骤210中也可生成除了增益参数和延迟参数之外的其它参数表示数字化转换器装置10的第一和第二信号通道之间的失配。

图7是根据本发明一个实施例的图6中步骤300的流程图。操作开始于步骤330。在步骤340a，生成了上述多个在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式。类似的，在步骤340b，生成了在共同频率子频带60中的第二数字信号的(信号)成分。此外，对于所述形式中的每一种，在步骤350生成了该形式与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的上述相关性。此外，在步骤360，延迟参数根据所产生的相关性确定。操作结束于步骤370。

图8是根据本发明一个实施例的图6中步骤300的流程图。与图7的流程图中步骤相似或相同的步骤在图8中以与图7相同的附图标记表示。在图8所示的实施例中，步骤340a包括步骤380和390。在步骤380，生成了相对于第一数字信号分别具有延迟D-d1、D、和D+d2的第一数字信号的上述第一、第二和第三延迟复制。步骤380例如可通过延迟单元140a-c(图3)进行。在步骤390，对第一数字信号的第一、第二和第三延迟复制中的每一个进行滤波以分别产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的相互延迟形式的上述第一、第二和第三个。步骤390例如可通过滤波器单元145a(图3)进行。步骤340b可包括例如在滤波器单元145b(图3)中对第二数字信号进行滤波以产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分。

此外，在图8中，步骤360包括步骤400。在步骤400，调节延迟参数使得所述形式中的第二个与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性大于所述形式中的第一个与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性，并且大于所述形式中的第三个与在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分之间的相关性。步骤350和400例如可通过参数估测单元150(图3)进行。如结合图3所述，第一数字信号的第二延迟复制可以是第一补偿数字信号。

图9是根据本发明一个实施例的图6中步骤310的流程图。操作开始于步骤410。在步骤420a，生成了在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分的上述信号能量E1。此外，在步骤420b，生成了在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分的上述信号能量E2。此外，在步骤430，根据所生成的信号能量E1和E2生成了增益参数。图9中流程图的步骤例如可通过参数估测单元150(图3)进行。

在可替换的实施例中，步骤310可包括根据第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分的平均绝对采样值产生增益参数。

生成第二补偿数字信号可包括将第二数字信号与增益参数相乘(例如，在增益元件155(图3)中)。

在第一ADC 20a(图1)被设置成以比第二ADC 20b(图1)更高的采样率工作的实施例中，方法200(图4)可包括以与产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分相同的采样率例如通过结合图3所述的滤波器单元145a对从第一数字信号得到的信号进行抽取以便产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分。可替换的，方法200可包括以在第一数字信号和第二数字信号的采样率之间的某个中间采样率产生在第一和第二数字信号的共同频率子频带60中的信号成分。在这种情况，方法200可包括以中间采样率对从第一数字信号得到的信号进行抽取(例如，在图3的滤波器单元145a中)以产生在共同频率子频带60中的第一数字信号的信号成分并且以中间采样率对从第二数字信号得到的信号进行内插(例如，在图3中的滤波器单元145b中)以产生在共同频率子频带60中的第二数字信号的信号成分。

此外，方法200可包括例如通过结合图3所述的滤波器单元160b对从第二数字信号得到的信号进行内插以便于生成数字化转换器装置10的数字输出信号。

根据本发明的一些实施例，提供了一种生成数字化转换器装置10(图1)的数字输出信号的方法。图10是所述方法的实施例的流程图。所述方法开始于步骤460。在步骤470a，属于第一频带40(图2)的上述模拟输入信号的第一分量被转换成第一数字信号。步骤470a例如可通过第一ADC 20a(图1)进行。此外，在步骤470b，属于第二频带50(图2)的上述模拟输入信号的第二分量被转换成第二数字信号。步骤470b例如可通过第二ADC 20b(图1)进行。此外，在步骤475，第一和第二数字信号按照上述结合图4-9的各实施例所述的方法200进行处理。

应当指出，可以对图4-10所示的方法进行各种修改。例如，为了简化起见尽管图4-10中所示的步骤已被示出为按顺序执行的步骤，但这些步骤中的某些或全部可表示持续进行的处理过程以平行方式执行。例如，参见图4，确定至少一个参数表示失配的步骤210可根据需要连续或定期重复以更新所述至少一个参数。同时，在步骤220可根据所述至少一个参数的当前值产生补偿的第一和第二数字信号的采样，与此同时在步骤230使用补偿的第一和第二数字信号的其它(已经产生的)采样以生成数字化转换器装置10的输出信号的采样。

在一些实施例中，组合单元30(图1和3)可被实现为专用的特定应用硬件单元。可替换的，组合单元30或其部分可通过可编程和/或可设置的硬件单元实现，例如但不限于一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、或微控制器。因此，本发明的实施例可被嵌入在计算机程序产品中，所述计算机程序产品能够实现本文所述的方法和功能，例如上文结合图4-9所述的处理信号的方法200的实施例。因此，根据本发明的实施例，提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括被设置成导致具有处理能力的可编程硬件单元的指令，所述可编程硬件单元例如前述的一个或多个处理器或微控制器，以执行所述方法的任何实施例的步骤。所述计算机程序产品可包括存储在计算机可读介质500上的程序代码，如图11所示，所述程序代码可由具有处理能力的可编程硬件单元510加载和执行，以使它执行所述方法的任何实施例的步骤。具有处理能力的可编程硬件单元510优选是通常被称为嵌入式系统的硬件单元。因此，在图11中示出为计算机的所示可编程硬件单元510和图11中的计算机可读介质500应当理解成仅用于示例目的以提供对本发明原理的理解，而不应当理解成是对元件的任何直接示例。

本发明已在上文结合具体实施例进行了描述。不过，在本发明的保护范围内除上文描述之外的其它实施例是可行的。在本发明的保护范围内可提供除上文描述之外的不同的方法步骤，通过硬件或软件执行所述方法。实施例的不同特征和步骤可以上文所述之外的其它组合方式进行组合。本发明的保护范围仅通过所附权利要求书进行限定。

Claims

1.一种通过使模拟输入信号数字化产生数字输出信号的装置，所述装置包括：

第一信号通道，所述第一信号通道包括第一模数转换器，所述第一模数转换器被设置成将属于第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成第一数字信号；和

第二信号通道，所述第二信号通道包括第二模数转换器，所述第二模数转换器被设置成将属于第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成第二数字信号；其中

所述第一和第二频带重叠，以便存在有共同频率子频带，所述共同频率子频带被同时包括在第一和第二频带中；和

所述装置包括组合单元，所述组合单元适于：

—根据在共同频率子频带中的第一和第二数字信号的信号成分确定至少一个参数，所述至少一个参数表示在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配；其中所述至少一个参数中的一个是增益参数，所述增益参数表示所述第一和第二信号通道之间的增益失配；

—分别根据第一数字信号和第二数字信号并且根据至少一个参数产生第一补偿数字信号和第二补偿数字信号用于补偿在共同频率子频带中的第一和第二信号通道之间的失配；和

—将所述第一补偿数字信号和第二补偿数字信号组合以产生数字输出信号。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述组合单元适于：

—通过第一滤波函数对第一补偿数字信号进行滤波以产生第一滤波数字信号；

—通过第二滤波函数对第二补偿数字信号进行滤波以产生第二滤波数字信号；和

—生成数字输出信号为第一滤波数字信号和第二滤波数字信号的总和；其中

所述第二滤波函数基本上与所述第一滤波函数是互补的；和

所述第一滤波函数和第二滤波函数使它们的过渡频带在第一频带和第二频带重叠的频率区域内。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述至少一个参数中的一个是延迟参数，所述延迟参数表示所述第一和第二信号通道之间的相互延迟。

4.根据权利要求3所述的装置，其中所述组合单元适于：

产生在共同频率子频带中的第一数字信号的信号成分的多个相互延迟形式；

对于所述形式中的每一个，产生该形式与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分之间的相关性；和

根据所产生的相关性确定延迟参数。

5.根据权利要求4所述的装置，其中所述相关性中的每一个是所述形式的符号位与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分的符号位之间的相关性。

6.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述组合单元适于根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的能量产生增益参数。

7.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述组合单元适于根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的平均绝对采样值产生增益参数。

8.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述组合单元适于将第一数字信号与增益参数相乘以产生第一补偿数字信号，或将第二数字信号与增益参数相乘以产生第二补偿数字信号。

9.根据权利要求1或2所述的装置，其中第一信号通道具有带通特征，而第二信号通道具有低通特征。

10.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述装置包括用于产生输入至第一模数转换器的差分输入信号的无源电路。

11.根据权利要求10所述的装置，其中所述无源电路是平衡-不平衡变换器。

12.一种在通过使模拟输入信号数字化产生数字输出信号的装置中处理信号的方法，其中所述装置包括：

所述第一和第二频带重叠，使得存在有共同频率子频带，所述共同频率子频带被同时包括在第一和第二频带中；和

所述方法包括：

13.根据权利要求12所述的方法，其中将第一和第二补偿数字信号组合的步骤包括：

—产生数字输出信号为第一滤波数字信号和第二滤波数字信号的总和；其中

所述第二滤波函数基本上与所述第一滤波函数是互补的；和

14.根据权利要求12或13所述的方法，其中所述至少一个参数中的一个是延迟参数，所述延迟参数表示所述第一和第二信号通道之间的相互延迟。

15.根据权利要求14所述的方法，其中确定延迟参数的步骤包括：

根据所产生的相关性确定延迟参数。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述相关性中的每一个是所述形式的符号位与在共同频率子频带中的第二数字信号的信号成分的符号位之间的相关性。

17.根据权利要求12或13所述的方法，其中产生增益参数的步骤包括根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的能量产生增益参数。

18.根据权利要求12或13所述的方法，其中产生增益参数的步骤包括根据在第一数字信号和第二数字信号的共同频率子频带中的信号成分的平均绝对采样值产生增益参数。

19.根据权利要求12或13所述的方法，其中

—产生第一补偿数字信号的步骤包括将第一数字信号与增益参数相乘；或

—产生第二补偿数字信号的步骤包括将第二数字信号与增益参数相乘。

20.根据权利要求12或13所述的方法，其中第一信号通道具有带通特征，而第二信号通道具有低通特征。

21.一种通过使模拟输入信号数字化产生数字输出信号的方法，包括：

利用权利要求12或13所述的方法产生数字输出信号；

将属于所述第一频带的模拟输入信号的第一分量转换成所述第一数字信号；和

将属于所述第二频带的模拟输入信号的第二分量转换成所述第二数字信号。