CN102265501B

CN102265501B - 供电装置

Info

Publication number: CN102265501B
Application number: CN200980152850.0A
Authority: CN
Inventors: 大岛俊藏; 山内辉树
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2008-12-25
Filing date: 2009-12-24
Publication date: 2014-08-20
Anticipated expiration: 2029-12-24
Also published as: US20110221376A1; US8536819B2; EP2372898B1; EP2372898A1; CN102265501A; JP5303262B2; EP2372898A4; WO2010074176A1; JP2010154647A

Abstract

提供一种能够减少由于续流二极管的正向电压引起的能量损失的供电装置。在用于使设置在直流电源(VB)与电机(M1)之间的电子开关(T1)经受PWM控制从而驱动电机(M1)的负载电路中，MOSFET(T2)与电机(M1)并联设置。MOSFET(T2)所包括的寄生二极管(Dp)设置成其正向与负载电流(ID)的流动方向相反。在电子开关(T1)处于断开状态的一部分时段内，MOSFET(T2)接通，从而使流经电机(M1)的回流流经MOSFET(T2)。从而，与使用续流二极管的情况相比，能够显著减少能量损失。

Description

供电装置

技术领域

本发明涉及一种供电装置，其用于通过以期望的占空比来PWM控制电子开关而控制向电机负载提供的电力，并且特别地，涉及一种减少由于发热引起的能量损失的技术。

背景技术

已经采用了很多负载电路，其每个都以下述方式构造成，即，在直流电源和负载之间设置诸如MOSFET的电子开关，并且使MOSFET经受PWM控制来调整向负载提供的电力，从而控制负载的输出(例如，见专利文献1)。

图4是示出了用于通过PWM控制来驱动要安装在车辆上的散热器风扇等所使用的电机M 101的负载电路的构造的电路图。在电机M101与直流电源VB(例如，要安装在车辆上的蓄电池)的正电极端子之间设置有例如MOSFET的电子开关T101。将电机M101的电感描述为LM，而将其电枢电阻描述为Ra。

电子开关T101的栅极经由电阻器R101连接于驱动器102。电荷泵101连接于驱动器102。当为驱动器102提供具有预定接通/断开周期的输入信号时，驱动器102将电荷泵101的输出电压输出到电子开关T101的栅极，以从而根据PWM控制利用预定的占空比来驱动电子开关T101。

如图4所示，假设流经电子开关T101的电流是ID，而流经电机M101的电流是IM，那么在接通电子开关T101而使电流流经从直流电源VB的正电极端子经由电子开关T101、电机M101和地面到直流电源VB的负电极端子的路径的情况下，电流ID变为等于电流IM。在该情况下，在电机M101的电感LM中积蓄了LM*IM²/2的电磁能量。

当断开电子开关T101时，电流ID变为0。然而，由于电机M101的电感LM，电流IM趋于连续流动。为了以循环的方式使该电流流入电机M101，与电机M101并联设置续流二极管D101(后面简称为“二极管”)。假设电子开关T101与电机M101之间的连接点是a，那么二极管D101的阴极连接于点a，而该二极管D101的阳极接地。

根据该构造，当电子开关T101断开时，在电子开关T101的接通状态期间已经流经电机M101的电流IM开始以循环的方式流经从电机M101经由地面、二极管D101和点a到电机M101的路径。从而，在电感LM中已经积蓄的电磁能量转换成电机M101的驱动转矩。在该情况下，假设流经二极管D101的电流是循环电流IF，那么该循环电流IF变成等于电流IM。

电机电流IM(＝IF)流经电枢电阻Ra和二极管D101，从而引起功率损失。

由于电枢电阻Ra处的功率损失导致了电机驱动转矩的产生，所以该功率损失具有抑制电机M101的转速在电子开关T101的断开时段内降低的作用。另一方面，假设二极管D101的正向电压降是VF，那么在二极管D101中产生的功率损失由VF*IF来表示。由于该功率损失转换成了热从而仅仅使二极管D101的温度增加，所以该功率损失无助于维持电机M101的转速。

当电机M101的电感LM中积蓄的电磁能量作为电枢电阻Ra和二极管D101的功率损失而消失时，点a处的电压由于电机电枢的惯性力而上升至发电电压。在该情况下，二极管D101防止电流从点a流向地面。

即，电感LM中积蓄的电磁能量的一部分转换成电机M101的转矩，而剩余的电磁能量转换成由二极管D101产生的热。从而，如果变为可以减少二极管D101的功率损失，那么能够增大转换为电机M101的转矩的转换率，从而能够有效地利用能量并且能够减少从二极管D101产生的热量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利公开JP-A-11-168899

发明内容

技术问题

如上所述，在现有技术的负载电路中，在利用电子开关T101来PWM控制电机M101的情况下，当电子开关T101从接通状态改变为断开状态时，由在电感LM中积蓄的电磁能量所产生的电流以循环的方式流入电机M101。然而，在采用该系统的情况下，续流二极管D101发热，因而由于该热而产生能量损失。从而，已经越来越需要减少这种能量损失。

为了解决该现有技术中的问题而制成本发明，并且本发明的目的是提供一种供电装置，其能够减小由于续流二极管的正向电压而导致的能量损失。

问题的解决方案

为了实现上述目的，根据本发明，提供一种供电装置，该供电装置包括：

电子开关(T1)，该电子开关设置在将直流电源(VB)连接于电机负载(M1)的线路上；

驱动部，该驱动部利用PWM来控制所述电子开关而驱动所述电机负载；

半导体元件(T2)，该半导体元件具有寄生二极管并且与所述电机负载并联设置，使得所述寄生二极管的正向与流经所述电机负载的电流的流动方向相反；以及

控制部，该控制部利用PWM来控制所述半导体元件，以便使该半导体元件在所述电子开关处于断开状态期间的一部分时段内接通。

优选，在所述电子开关断开之后直到该电子开关再次接通为止，所述电机负载的电感中所积蓄的电磁能量消失的情况下，所述一部分时段被设定为：从连接在所述电子开关与所述电机负载之间的第一连接点(点a)处的电压在所述电子开关断开之后降低到等于或低于地电平的电平的时间点，到所述第一连接点处的电压由于所述电磁能量的消失而开始升高之前的时间点的时段。

优选，所述半导体元件包括：第一主电极，该第一主电极与连接在所述电子开关与所述电机负载之间的第一连接点相连；第二主电极，该第二主电极连接于地；以及控制电极，控制信号输入到该控制电极，当正电压施加于所述控制电极时，所述半导体元件(T2)接通，并且当所述第一连接点处的电压在所述电子开关从接通状态切换至断开状态之后降低到等于或低于所述地电平的电平的时候，所述控制部开始向所述控制电极施加正电压，并且当从施加正电压到所述第一点处的电压开始增加的第一时间段与施加正电压之后直到恒定时间段过去为止的第二时间段之中较短的那个时间段已经过去的时候，所述控制部停止施加正电压。

优选，所述半导体元件(T2)是N型场效应管，其包括作为所述第一主电极的漏极、作为所述第二主电极的源极以及作为所述控制电极的栅极；所述控制部包括由第一电阻器(R2)和晶体管(T3)形成的串联电路，所述串联电路设置在所述直流电源与地之间，并且所述晶体管(T3)的控制输入端子连接于所述第一连接点，连接在所述第一电阻器(R2)与晶体管(T3)之间的第二连接点(点b)经由通过电容器(C1)和第二电阻器(R3)形成的串联电路而连接于地，并且连接在所述电容器(C1)与所述第二电阻器(R3)之间的第三连接点(点c)连接于所述半导体元件(T2)的栅极。

优选，所述控制部包括：反相电路，该反相电路生成PWM信号的反相信号；延迟电路，该延迟电路使所述反相电路的输出信号延迟预定的时间；以及单稳多谐振荡器(one shot multivibrator)，在与从所述延迟电路输出的作为触发的PWM信号的上升时刻同时，该单稳多谐振荡器输出具有恒定时间段的接通信号。

发明的有益效果

在根据本发明的供电装置中，例如MOSFET的半导体元件(T2)与电机负载(M1)并联设置。当通过使电子开关(T1)受PWM控制来驱动电机负载的时候，半导体元件(T2)在电子开关(T1)处于断开状态的一部分时段期间被接通。从而，流经电机负载(M1)的循环电流流经半导体元件(T2)。结果，由于与采用续流二极管的现有技术情况相比能够减少生热量，所以能够减少能量损失。

附图说明

图1是示出了包括根据本发明的第一实施例的供电装置的负载电路的构造的电路图。

图2是示出了包括根据本发明的第二实施例的供电装置的负载电路的构造的电路图。

图3(a)至(e)是示出了包括根据本发明的实施例的供电装置的负载电路的各个波形的脉冲波形图。

图4是示出了包括现有技术的供电装置的负载电路的构造的电路图。

参考标记列表

11 电荷泵

12 驱动器

13 反相电路

14 延迟器

15 单稳多谐振动器

21、21a 控制电路(控制部)

VB 直流电源

T1 电子开关

T2 MOSFET(半导体元件)

T3 晶体管

Dp 寄生二极管

D2 二极管

C1 电容器

R1 电阻器

R2 电阻器(第一电阻器)

R3 电阻器(第二电阻器)

M1 电机(电机负载)

Ra 电枢电阻

LM 电感

具体实施方式

后文中，将参考附图来说明根据本发明的各实施例。图1是示出了包括根据本发明的第一实施例的供电装置的负载电路的构造的电路图。如图1所示，根据该实施例的负载电路包括由直流电源VB、电子开关T1和电机M1(电机负载)形成的串联电路。所述直流电源VB例如是要安装在车辆上的蓄电池。电子开关T1例如是MOSFET。电机M1用于驱动散热器风扇等。电子开关T1的栅极经由电阻器R1连接于驱动器12。驱动器12被提供有来自电荷泵11的电力。

当向驱动器12提供具有预定的接通/断开周期的输入信号时，驱动器12将电荷泵11的输出电压输出到电子开关T1的栅极，从而根据PWM控制以预定的占空比来驱动电子开关T1。结果，由于控制了向电机M1提供的电力，所以能够控制电机M1的旋转驱动。将电机M1的电枢电阻描述为Ra，而将电机M1的电感描述为LM。

N型MOSFET(T2：半导体元件)与电机M1并联设置。MOSFET(T2)的漏极(第一主电极)连接于设置在电子开关T1与电机M1之间的点a(第一连接点)，并且MOSFET(T2)的源极(第二主电极)接地。MOSFET(T2)的寄生二极管Dp的阴极连接于点a，而该寄生二极管Dp的阳极接地。

MOSFET(T2)的栅极(控制电极)连接于控制电路21，从而通过控制电路21来控制该MOSFET(T2)的接通/断开操作。

控制电路21包括晶体管T3(该实施例中是MOSFET)、电阻器R2(第一电阻器)、电阻器R3(第二电阻器)、电容器C1和二极管D2。

电阻器R2的一端连接于直流电源VB的正电极端子，而其另一端经由晶体管T3接地。设置在电阻器R2与晶体管T3之间的点b(第二连接点)连接于电容器C1的一端。晶体管T3的栅极连接于点a。

作为电容器C1的另一端的点c(第三连接点)连接于MOSFET(T2)的栅极、经由电阻器R3接地，并且还连接于二极管D2的阴极。二极管D2的阳极接地。

在电子开关T1处于断开状态期间的一部分时段内，控制电路21接通MOSFET(T2)，从而减少由寄生二极管Dp产生的热量，从而能够减少能量损失。

后文中，将对根据第一实施例的供电电路的操作进行说明。图3(a)至图3(e)是示出了根据第一实施例的供电电路的各个信号的波形的脉冲波形图。图3(a)示出了提供给驱动器12的输入信号的波形，图3(b)示出了在点a处、点b处和点c处产生的电压波形，图3(c)示出了流经电机M1的电流IM的波形，图3(d)示出了流经电子开关T1的电流ID的波形，而图3(e)示出了流经MOSFET(T2)或寄生二极管Dp的循环电流IF。

在图1中，在还没有驱动电子开关T1的状态下，点a处的电压是0V，并且晶体管T3处于断开状态。此外，由于MOSFET(T2)的栅极经由电阻器R3接地，所以MOSFET(T2)处于断开状态。

当驱动器12输出PWM信号从而向电子开关T1的栅极提供驱动信号时，电子开关T1以预定的占空比重复接通/断开状态。即如图3(a)所示，电子开关T1以恒定的周期重复接通/断开状态。当电子开关T1在图3(a)所示时间点t1时接通时，点a处的电压几乎增加至图3(b)所示直流电源VB的输出电压。此外，流经电子开关T1的电流ID如图3(d)所示逐渐增加。类似地，流经电机M1的电流IM如图3(c)所示逐渐增加。

结果，由于晶体管T3的栅极电压升高，所以使晶体管T3接通，从而点b接地。从而，作为MOSFET(T2)的栅极的点c处的电压由于二极管D2的正向电压(后文中称为VF2)而变得低于地电平，从而MOSFET(T2)断开。即，当接通电子开关T1时，MOSFET(T2)断开。

接下来，当电子开关T1在图3(a)所示的时间点t2时断开时，如图3(b)所示，点a处的电压以越过地电平至负电压侧的方式而突然减小。即，由于已经积蓄在电机M1的电感LM中的电磁能量，循环电流流经从电机M1经由地面、寄生二极管Dp和点a至电机M1的路径。在该情况下，流经电机M1的电流IM如图3(c)所示逐渐减小，并且与电流IM相同的循环电流IF如图3(e)所示流经寄生二极管Dp。

当点a处的电压降低至低于地电平约0.7V至1V的电平的时候，点a处的电压被MOSFET(T2)的寄生二极管Dp钳位，因而防止了进一步降低(见图3(b)的符号q1)。即，寄生二极管Dp起到续流二极管的作用。

然后，因为晶体管T3由于点a处的电压降低而被断开，所以点b与地之间的连接断开，因而点b处的电压升高。点c处的电压以该点c处的电压比点b处的电压低了大约7V的方式随着点b处的电压的升高而升高(见图3中t2至t3)。

MOSFET(T2)由于点c处的电压升高而被接通，从而电机M1的循环电流IF停止流经寄生二极管Dp，而是流经从电机M1经由地面、MOSFET(T2)和点a至电机M1的路径。从而，由寄生二极管Dp引起的功率损失被置换为由MOSFET(T2)的接通电阻引起的功率损失。作为例子，假设MOSFET(T2)的接通电阻是5[mΩ]而循环电流IF是10A，则功率损失为0.5W。

相对而言，假设寄生二极管Dp的正向上的电压降是0.7V，由于10A的循环电流流动时的功率损失为7W，所以通过利用MOSFET(T2)能够使功率损失为1/14。当电子开关T1断开时，循环电流变为最大值，而后以恒定的斜率减小。从而，功率损失与循环电流IF的平方(IF²)成正比地突然减小。

当在电子开关T1断开的时间点t2之后经过了时间段Ty的时间点t4时，循环电流IF消失的时候(见图3(b))，通过由于电枢的惯性力引起的旋转，电机M1发电，从而使点a处的电压上升(见图3(b)中的符号q2)。由于点a处的电压上升而使晶体管T3接通，从而由于点c处的电压变为低于或等于地电平，所以MOSFET(T2)断开。从而，从点a经由MOSFET(T2)至地面的电流路径断开。换言之，由于在电机M1的电感LM中积蓄的电磁能量消失的时间点时MOSFET(T2)断开，所以能够防止电枢的惯性能量被浪费。此外，在电子开关T1下一次接通之前的时间点t5之前，能够确定地断开MOSFET(T2)。

此外，虽然在电子开关T1的断开之后即刻，点c处的电压随着点b处的电压的升高而升高(见图3中的t2至t3)，但是由于电容器C1被流经从直流电源VB经由电阻器R2、电容器C1和电阻器R3到地面的路径的电流充电，所以点c处的电压随着时间流逝而降低(见图3中的t3至t4)。在该情况下，对电容器C1电流充电的时间常数τ为τ＝C1*(R2+R3)。从而，当时间常数τ被设定为小的值时，能够在循环电流消失之后点a处的电压升高之前断开MOSFET(T2)。换言之，通过适当地改变时间常数τ，能够在电磁能量消失之前的时间点时断开MOSFET(T2)。

即，根据本发明，当电子开关T1从接通状态切换至断开状态并且点a处的电压降低至等于或低于地电平的电平的时候，正电压开始施加到MOSFET(T3)的栅极。然后，当从施加该正电压到点a处的电压开始增加的时间段(第一时间段)与施加该正电压之后经过了由时间常数τ确定的恒定时间段为止的时间段(第二时间段)之间的较短的那个时间段已经过去的时候，停止施加该正电压，从而断开MOSFET(T2)。

在MOSFET(T2)断开之后，循环电流IF流经寄生二极管Dp。在该情况下，尽管存在关于由于寄生二极管Dp的功率损失的担心，但是由于在由时间常数τ确定的时间段过去之后循环电流IF变小，所以由于寄生二极管Dp的功率损失变得相当小。

以这种方式，根据第一实施例的供电装置，MOSFET(T2)与电机M1并联设置。在通过PWM控制来驱动电子开关T1从而向电机M1供电的时候，在电子开关T1处于断开状态的一部分时段期间，MOSFET(T2)接通。从而，当电子开关T1处于断开状态时，流经电机M1的循环电流IF经由MOSFET(T2)而循环。结果，与循环电流经由续流二极管而循环的现有技术的情况相比，能够显著减少能量损失。

此外，在执行PWM控制时，由于在电子开关T1断开之后MOSFET(T2)接通，并且在电子开关T1接通之前MOSFET(T2)断开，所以能够确定地防止MOSFET(T2)和电子开关T1同时接通的现象发生。

在上述第一实施例中，直到循环电流消失为止所需的经过时段Ty(见图3(c))被设定为比电子开关T1的断开时段Tx短(见图3(c))。然而，即使时段Tx变为小于等于时段Ty，只要T1接通从而使点a处的电压升高，就能够实现前述控制。

为了实现这种控制，MOSFET(T2)的栅极电压(点c处的电压)需要变得足够小，直到电子开关T1接通为止。如果当电子开关T1接通时MOSFET(T2)的栅极电压足够大，那么电流流经从直流电源VB经由电子开关T1、点a和MOSFET(T2)到地面的路径，这与负载侧线路短路和接地的情况是一样的现象。为了避免这种现象，需要进行对电容器C1充电而降低c点处的电压这样的控制。

接下来，将说明本发明的第二实施例。图2是示出了包括根据本发明的第二实施例的供电装置的负载电路的构造的电路图。图2所示的供电装置与图1不同之处在于，用于控制MOSFET(T2)的接通/断开操作的控制部从模拟电路改变为数字电路。

根据第二实施例的控制电路21a包括反相电路13、延迟器14和单稳多谐振荡器15，该反相电路13将具有预定接通/断开占空比的PWM信号反相以生成反相信号，该延迟器14使来自反相电路13的输出信号延迟预定时间段(例如10[μs])，该单稳多谐振荡器15与从延迟器14输出的作为触发的PWM信号的上升时刻同时地输出恒定时间段(Tz)的接通信号。该单稳多谐振荡器15的输出信号被提供到MOSFET(T2)的栅极。

从而，在向驱动器12提供的输入信号中断后经过了10[μs]之时，单稳多谐振荡器15向MOSFET(T2)的栅极输出具有恒定时间段Tz的“H”电平的信号，作为输出信号。

在这种情况下，将恒定时间段Tz设定为比图3所示的时间段Tx和时间段Ty的每一个都短。从而，能够在电子开关T1处于断开状态的一部分时间段期间接通MOSFET(T2)，从而使循环电流经由MOSFET(T2)而流动。在电子开关T1断开后经过了(Tz+10[μs])的时间段之后，循环电流IF仍然存在的情况下，循环电流流经寄生二极管Dp。

以这种方式，根据第二实施例的供电装置，由于控制电路21a由包括单稳多谐振荡器15的数字电路构造而成，所以除了第一实施例所述的前述效果之外，还可以获得能够通过更容易的方法来设计电路的效果。

尽管基于各附图中所示的各实施例对根据本发明的供电装置进行了说明，但是本发明不限于此，并且各个部分的构造可以由具有同样功能的任意构造来代替。

例如，尽管针对驱动要安装在车辆上的散热器风扇的情况作为例子说明了前述各实施例，但是本发明不限于此，而是可以应用于利用直流电源在PWM控制下驱动电机的负载的情况。

尽管参考特定的各实施例详细描述了本发明，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神、范围和意图范围的情况下，可以进行各种改变和修改。

本发明基于2008年12月25日提交的日本专利申请(日本专利申请No.2008-329693)，其内容通过引用的方式结合于此。

工业实用性

由于在通过利用PWM控制来驱动电机时能够减少能量损失，所以本发明是相当有用的。

Claims

1.一种供电装置，该供电装置包括：

电子开关，该电子开关设置在将直流电源连接于电机负载的线路上；

半导体元件，该半导体元件具有寄生二极管并且与所述电机负载并联设置，使得所述寄生二极管的正向与流经所述电机负载的电流的流动方向相反；以及

控制部，该控制部利用PWM来控制所述半导体元件，

其中，所述半导体元件包括：第一主电极，该第一主电极与连接在所述电子开关与所述电机负载之间的第一连接点相连；第二主电极，该第二主电极连接于地；以及控制电极，控制信号输入到该控制电极，其中，当正电压施加于所述控制电极时，所述半导体元件接通；并且

其中，当所述第一连接点处的电压在所述电子开关从接通状态切换至断开状态之后降低到等于或低于地电平的电平的时候，所述控制部开始对所述控制电极施加正电压，并且当从正电压的施加到所述第一连接点处的电压开始增加的第一时间段与正电压的施加之后直到恒定时间段过去为止的第二时间段二者之中较短的那个时间段已经过去的时候，所述控制部停止施加正电压。

2.根据权利要求1的供电装置，其中，所述半导体元件是N型场效应管，其包括作为所述第一主电极的漏极、作为所述第二主电极的源极以及作为所述控制电极的栅极；

其中，所述控制部包括由第一电阻器和晶体管形成的串联电路；

其中，所述串联电路设置在所述直流电源与地之间；并且

其中，所述晶体管的控制输入端子连接于所述第一连接点，连接在所述第一电阻器与晶体管之间的第二连接点经过由电容器和第二电阻器形成的串联电路而连接于地，并且连接在所述电容器与所述第二电阻器之间的第三连接点连接于所述半导体元件的栅极。

3.一种供电装置，该供电装置包括：

控制部，该控制部利用PWM来控制所述半导体元件，以便使控制之下的该半导体元件在所述电子开关处于断开状态期间的一部分时段内接通，

其中，所述半导体元件是N型场效应管，其包括作为第一主电极的漏极、作为第二主电极的源极以及作为控制电极的栅极；

其中，所述串联电路设置在所述直流电源与地之间；并且

其中，所述晶体管的控制输入端子连接于在所述电子开关与所述电机负载之间连接的第一连接点，连接在所述第一电阻器与晶体管之间的第二连接点经过由电容器和第二电阻器形成的串联电路而连接于地，并且连接在所述电容器与所述第二电阻器之间的第三连接点连接于所述半导体元件的栅极。