CN102217294A - 用于减少串扰预编码器初始化期间的反馈开销的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种包括接收器的装置，该接收器耦合至交换点与用户端设备(customer premise equipment；CPE)之间的数字用户线(digital subscriber line；DSL)并用以发送反馈误差消息以训练耦合至交换点的预编码器，其中该反馈误差消息包括多个误差分量以及对每误差分量的比特数量和/或每误差分量的量化精度的指示。本发明包括一种方法，该方法包括确定导频信号的多个误差分量的误差范围，确定表示整个误差范围所需的比特数和/或使用固定反馈比特数表示的误差范围的量化精度(或者这两者均基于误差分量的误差范围)，发送包含误差分量并指示比特数和/或量化精度的误差反馈信号。

Description

用于减少串扰预编码器初始化期间的反馈开销的方法和装置

技术领域

本发明涉及数字用户线(digital subscriber line；DSL)技术，更进一步的，涉及一种用于减少DSL系统的串扰预编码器初始化期间的反馈开销的方法和装置。

背景技术

数字用户线(digital subscriber line；DSL)技术可为现有用户线上的数字通信提供大的带宽。当在用户线上传送数据时，可能对相邻双绞线电话线(例如在相同的或邻近的一捆线中)上所传送的信号产生串扰干扰。串扰会限制某些DSL技术的性能，例如第二代甚高速数字用户线(VDSL2)。可使用串扰预编码器消除或减少用户线中的串扰，例如在调制解调器端。使用预编码器可修改信号并将信号从交换点从下行方向传送至多个用户端设备(customer premise equipment；CPE)。以确定的方式使信号预失真，从而使信号中的预失真与线路中的串扰相抵消。这样就可在另一端接收到实质上未受串扰影响的未失真信号。

利用来自CPE的反馈信号对预编码器进行训练或初始化，这些反馈信号指示CPE处接收到的信号中的误差。导频符号序列从下行方向发送至CPE处的VDSL收发器远端单元(VTU-R)。VTU-R将误差反馈信号返回至位于交换点的VDSL收发器局端单元(VTU-O)。使用这些误差反馈信号训练预编码器从而调整预失真信号，直到收敛。通过反向信道将误差反馈信号从CPE发送给交换点，并且对于多个用户线通常需要一定的数据传输率。如果网络标准无法提供较高的数据传输率，则仅能以较低的速率向预编码器提供反馈信息，例如使用用户线中导频符号的部分子载波。当使用部分子载波发送反馈信号时，将延长预编码器的初始化时间，导致预编码器收敛速度缓慢，并降低性能。

在某些系统中，为缩短预编码器的初始化时间，可仅为预编码器提供反馈信号的样本，例如利用误差频率范围中较少的频率。例如，CPE可从N个子载波中每第n个子载波信号形成反馈信号，其中N为子载波的数量。其余子载波或是频率上的信号可通过对所接收端的采样反馈信号进行插值的方式获得。然而，使用误差反馈信号的样本获得完整的误差反馈信号会降低精度及性能。在其它系统中，可能使用较少的量化比特表示所反馈的误差，当将导致误差收敛的速度减慢并降低性能。

发明内容

在一个实施例中，本发明包括一种包括接收器的装置，该接收器耦合至交换点与CPE之间的数字用户线(DSL)，并发送反馈误差消息以训练耦合至交换点的预编码器，其中反馈误差消息包括多个误差分量，并指示每个误差分量的比特数量和/或每个误差分量的量化精度。

在另一实施例中，本发明包括一种包括至少一个处理器的装置，该至少一个处理器用以执行一种方法，该方法包括：确定导频信号多个误差分量的误差范围；确定可表示整个误差范围内所有误差的比特数或通过固定的反馈信息比特数所表示的整个误差范围的量化精度，或基于误差分量的误差范围获得二者；以及发送误差反馈信号，该误差反馈信号包括误差分量，并且指示比特数量和/或量化精度。

在又一实施例中，本发明包括一种方法，发送误差反馈消息给数字用户线(DSL)串扰预编码器以训练串扰预编码器，其中所述误差反馈消息包括误差向量以及所述误差向量的量化比例因子。

结合附图及权利要求书阅读以下详细说明，将更清楚地理解这些及其它特征。

附图说明

为更加全面地理解本发明，现在将结合附图及具体实施方式来参照以下简要说明，其中相同参考编号表示相同部件。

图1为DSL系统实施例的示意图。

图2为预编码器训练期间最大误差反馈的实施例的图示。

图3为预编码器训练期间最大误差反馈的另一实施例的图示。

图4为不同误差反馈比特数下预编码器收敛的图示。

图5为信噪比(SNR)提高的实施例的图示。

图6为数据传输率提高的实施例的图示。

图7为数据传输率提高的另一实施例的图示。

图8为误差反馈消息的实施例的示意图。

图9为误差反馈消息的另一实施例的示意图。

图10为误差反馈消息的另一实施例的示意图。

图11为误差反馈信号发送方法的实施例的流程图。

图12为通用计算机系统的一个实施例的示意图。

具体实施方式

首先，应理解，尽管下文中提出了一个或多个实施例，然而可利用其他的技术(无论是目前已知技术还是现有技术)来实施所揭露的系统及/或方法。本发明不应仅限于下文中所述的例示性实施方式、图式以及技术，包括本文所例示和说明的实例性设计及实施方式，而是可在随附权利要求书的范围及其等效内容的全部范围内作出修改。

本文揭露一种用于在DSL系统中缩短串扰预编码器初始化时间并提高性能的系统和方法。每一线路将为预编码器提供误差反馈信号，其中使用确定数量的比特来表示误差反馈信号。在第一实施例中，可基于所期望的误差反馈信号精度及线路的误差范围确定比特数量。在另一实施例中，比特数量为固定的，误差反馈信号的量化精度可基于线路的误差范围而变化。作为另外一种选择，比特数量和量化精度二者可随误差范围而变化。在串扰预编码器的初始化或训练期间，反馈信号的误差范围可缩小，并且串扰预编码器逐步收敛。随着预编码器逐渐收敛，可用较少的比特在降低精度的情况下表示误差反馈信号，或在不增加比特数的情况下表示误差反馈信号从而提供更高的量化精度。可选择的，可使用较少的比特表示误差反馈信号但提供较高的量化精度。这样，可在不损失预编码器的收敛速度和降低系统性能的情况下使用较低的数据传输率训练串扰预编码器。

图1给出了DSL系统100的一个实施例。DSL系统100可以是VDSL或VDSL2系统、ADSL或ADSL2系统、或任何其它的DSL系统。DSL系统100可包括交换点102以及多个用户端设备(CPE)104，这些CPE 104可通过用户线106耦合至交换点102。在一捆线107中包含了某些用户线106。DSL系统100还可包括串扰预编码器108，串扰预编码器108可耦合至交换点102与CPE 104之间的用户线106。另外，DSL系统100还可包括网络管理系统(NMS)110以及公共开关电话网络(PSTN)112，NMS 110和PSTN 112这二者耦合至交换点102。在其它实施例中，DSL系统100可包括分离器、过滤器、管理实体、以及各种其它硬件、软件、及功能体。

NMS 110可以是处理与交换点102所交换的数据的网络管理基础设施，并可耦合至一个或多个宽带网络，例如因特网。PSTN 112可以是产生、处理及接收声音或其它音频信号的网络。在实施例中，交换点102可以是位于局端的服务器，可包括耦合NMS 110、PSTN 112以及用户线106的交换机和/或分离器。例如，分离器可以是将从用户线106接收到的数据信号转发至NMS 110及PSTN 112并将从NMS 110及PSTN 112接收到的数据信号转发至用户线106的2:1耦合器。此外，分离器可包括一个或多个滤波器，从而在NMS 110、PSTN 112与用户线106之间进行数据信号处理。另外，交换点102可包括至少一个DSL收发器(例如VTU-O)，该收发器可在NMS 110、PSTN 112与用户线106间交换信号。使用DSL收发器(例如调制解调器)接收及发送信号。

在实施例中，DSL收发器可包括产生前向纠错(FEC)数据的FEC码编码器。DSL收发器还可包括将导频符号(或同步符号)的多个子载波上所承载的数据进行交织的交织器(interleaver)。例如，DSL收发器可使用离散多音调(DMT)线路编码技术为每一个符号中的每一个子载波分配多个比特。DMT适应用户线上不同的信道环境。在实施例中，位于交换点102的DSL收发器可用类似或不同的速率为每一用户线106传送数据。

在实施例中，CPE 104可位于用户端设备处，其中CPE 104可耦合至电话机114和/或计算机116。电话机114可以是产生、处理及接收声音或其它音频信号的硬件、软件、固件、或其组合。CPE 104可包括可耦合用户线106、电话机114以及计算机116的交换机和/或分离器。CPE 104还可包括DSL收发器(例如VTU-R)用以通过用户线106在CPE 104与交换点102之间交换数据。例如，分离器可以是将从用户线106接收到的数据信号转发至电话机114及DSL收发器并将从电话机114及DSL收发器接收到的数据信号转发至用户线106的2:1耦合器。分离器可包括一个或多个滤波器，从而对电话机114和DSL收发器所收发的数据进行处理。

CPE 104中的DSL收发器(例如调制解调器)可通过用户线106传送及接收信号。例如，DSL收发器处理所接收到的信号从而获得交换点102所发送的数据，并将所接收到的数据发送给电话机114和/或计算机116。CPE 104可通过用户线106直接耦合至交换点102。例如，任一CPE 104可耦合至与交换点102相连的用户线106。CPE 104可通过与交换点102相连的用户线106对NMS 110、PSTN 112、和/或其它连接的网络进行访问。

在实施例中，用户线106可以是交换点102与CPE 104之间和/或串扰预编码器108与CPE 104之间的通信路径，并且可包括一个或多个铜电缆双绞线。在连接至交换点102的用户线106(例如在同一捆线107中)的子载波或是信号间可能存在串扰干扰。串扰干扰可能与信号的发送功率、频率以及传输距离相关，限制网络的通信性能。例如，当发送信号的功率谱密度(PSD)在一定的频率范围上增大时，相邻用户线106间的串扰可能增大从而导致数据速率减小。在下行方向上从交换点102传播至CPE 104的信号可表示为：

y＝Hx+z，                        (1)

其中y为向量，表示CPE 104处的信号；H为矩阵，表示线路中的串扰信道；x为向量，表示交换点102输出的信号；z为向量，表示随机误差或噪声。

在实施例中，串扰预编码器108可用以减小或限制线路中的串扰。串扰预编码器108在用户线106中发送预失真信号，以抵消或减小线路中的串扰误差。串扰预编码器108从交换点102(例如从多个VTU-O)接收信号，向这些信号中增加失真，并通过用户线106将多个对应的预失真信号发送至CPE 104。因此可基于来自CPE 104的多个误差反馈信号配置预失真信号。例如，位于CPE 104的VTU-R测量从交换点102接收到的导频符号的误差，并将对应的误差反馈信号发送给交换点102。位于交换点102的VTU-O接收误差反馈信号，利用这些信号识别线路中的串扰信道，并初始串扰预编码器108的预编码矩阵。可基于自适应算法获得预编码矩阵，例如最小均方(LMS)算法，递归最小乘方(RLS)算法等。串扰预编码器108利用预编码矩阵来为线路产生预失真信号。使用失真信号来抵消串扰可表示为：

y＝HPx+z

＝diag{H}x+z，                (2)

其中P＝H^-1diag{H}，是预编码矩阵，用以抵消或消除线路中的串扰信道。

可在一时间段内可能会重复的进行发送导频符号(如至VTU-R)并接收对应的误差反馈信号(在VTU-O处)的过程，以提高串扰抵消的能力。此时间段可被称为串扰预编码器108的训练或初始化时间。例如，在初始化时间期间，发送一系列的导频符号，并且顺序的接收一系列的误差反馈信号(例如对于每一用户线106)，直至串扰预编码器108输出的预失真信号收敛成一个样板或值。

配置一个具有预定带宽的反馈信道，将误差反馈信号从CPE 104传输至交换点102或串扰预编码器108。误差反馈信号可对应于多个导频符号，每个导频符号可分别包括多个子载波。每一子载波可表示为信号中的几个比特。所用的比特数量可决定误差范围(如位于CPE104的VTU-R所测量的)的量化精度。根据量化精度，可使用固定数目的反馈比特表示整个误差范围。另外，比特数量可决定可被测量的误差的范围。通常，可需要较大的带宽或数据速率，以提供精确的误差反馈并最小化或限制串扰预编码108的初始化时间。

例如，当每个导频符号包含3000个子载波且每个子载波的实部使用16比特表示时，误差反馈信包含48000比特。其中，每个子载波的比特总数目包括8比特的实部和8比特的虚部。因此，如果在训练期间每64.25毫秒(ms)提供一次此种误差反馈信号，则反馈信道需要至少747千比特每秒(kbps)，这将超过某些DSL系统的带宽限制。例如，在VDSL2中，反馈信道或特殊操作信道(SOC)可支持约64kbps，而无法支持每个导频符号48,000比特的数据传输。通常，在此种情形中，可使用较少比特表示误差反馈信号以降低反馈信道的数据传输率，但也延长了训练时间并降低了性能。在实施例中，为缩短训练时间并提高性能，在不损失精度或增加开销的情况下，调整误差反馈信号中比特数量和/或量化精度，细节如下。

图2给出了一种在预编码器训练期间最大误差反馈200的实施例，最大误差反馈200可在交换点或串扰预编码器处获得。最大误差反馈200可由曲线210表示。曲线210包括了预编码器训练期间导频符号i的多个接收到的最大误差反馈值e_max(i)。接收到的误差反馈信号以复数的形式表示为：

E(k，i)＝e_x(k，i)+j·e_y(k，i)，                        (3)

其中E(k，i)为导频符号i的子载波k的误差反馈信号，并且e_x(k，i)和e_y(k，i)分别是误差反馈信号的实部和虚部。可使用误差反馈信号获得预编码矩阵，从而利用LMS算法训练预编码器。导频符号i的最大误差反馈信号值可根据导频符号中所有子载波的最大误差反馈的实部和虚部获得，例如：

$e_{\max }\left(i\right)=\underset{k}{\max }\left\{\max \right\{\left|e_x(k,i)\right|,\left|e_y(k,i)\right|\left\}\right\},---\left(4\right)$

其中max{}指示用于从集合中选择最大样本的函数。如图2所示，最大误差反馈值可随着导频符号数量的增大(例如随着训练时间的延长)而减小。另外，最大误差反馈值可随着训练时间的增加而收敛至某一固定值。

图3给出了预编码器训练期间最大误差反馈300的另一实施例，最大误差反馈300可在交换点或串扰预编码器处获得。最大误差反馈300可由曲线310表示。曲线310表示所接收到的最大误差反馈值e_max(i)与预编码器训练时间(以秒为单位)间的关系。类似于图2，发现图3中的最大误差反馈值随着训练时间的增加而减小并收敛。例如，当进入训练期间后1秒，e_max(i)约为0.16，并在进入训练期间10秒后收敛至约0.02。

通常，当使用固定数量的比特表示误差反馈信号时，具有较小的误差范围以及较小的最大误差反馈值的导频符号可表示为较高的精度。由于最大误差反馈随着训练时间的增加而减少(如图2、图3所示)，因而当使用固定的比特数时，反馈误差信号的量化精度可随着训练时间的增加而提高。例如，当使用8比特表示误差反馈信号时，误差范围在-1与1之间的误差反馈信号的量化精度约为2^-7或0.0078。相比之下，使用相同的比特数，误差范围在-0.25与0.25之间的误差反馈信号的量化精度可提高到2^-9或0.002。

当训练时间的增加且误差范围的减小时，减小量化比特的数量，可使得反馈误差信号的量化精度保持大致的相同。例如，对于误差范围在-1与1之间的误差反馈信号，当量化比特数为8比特时，其量化精度与误差范围在-0.25与0.25之间使用6比特表示的误差反馈信号的量化精度相等。随着训练时间的增加以及串扰预编码器的收敛逐渐减少量化比特的数量，可减少开销和反馈信道的带宽。另外，随着所用比特数量的减少，可缩短训练时间并且提高性能。

在实施例中，可确定表示整个误差范围所需的用于表示误差的比特数。基于导频符号的最大误差反馈e_max(i)和子载波的量化精度d确定用于表示误差反馈信号的比特数量N_r(i)：

$N_r\left(i\right)={\log }_2\left(\frac{{2e}_{\max }\left(i\right)}{d}\right).---\left(2\right)$

例如，位于CPE的VTU-R使用确定的比特数量N_r(i)表示导频符号中每个子载波的误差反馈信号，并将此信息(例如以消息的形式)发送至位于交换点的VTU-O。VTU-R还可在消息中告知VTU-O所确定的量化比特数量N_r(i)。

图4例示预编码器训练期间的误差反馈比特400的数量收敛的实施例。误差反馈比特从CPE发送至交换点或串扰预编码器。曲线410表示了一种误差反馈比特400数量的收敛。曲线410包含了预编码器训练期间每个导频符号i的误差反馈比特数量N_r(i)。在位于交换点的VTU-O所接收到误差反馈信号可使用误差反馈比特表示。误差反馈比特的比特数N_r(i)可根据导频符号的最大误差反馈e_max(i)和子载波的量化精度d确定，如上述方程式所示。因此，误差反馈比特数量N_r(i)与导频符号的最大误差反馈e_max(i)成正比。导频符号的最大误差反馈e_max(i)可等于图2中导频符号的最大误差反馈e_max(i)。

在图4中，误差反馈信号最初每个误差分量使用8比特表示并进行传送，其误差范围为-1与1之间。初始误差反馈信号的量化精度d约为2^-7或0.0078。随着导频符号数量的增加(例如随着训练时间的延长)，误差反馈比特数量N_r(i)减少。随着训练时间的增加，误差反馈比特数量N_r(i)可能将收敛至大约每个误差分量四个比特。在图2中，随着导频符号数量的增加和训练时间的增加，导频符号的最大误差反馈e_max(i)将逐步减小并收敛。因此，由于误差反馈比特数量N_r(i)与导频符号的最大误差反馈e_max(i)成正比，误差反馈比特数量N_r(i)随着导频符号数量的增加及训练时间的增加而减少并收敛(如图4所示)。误差反馈比特数量N_r(i)的减少可降低反馈数据传输率，增加预编码器训练时间，并提高性能。

例如，在收敛后，导频符号的全部反馈比特数约为4.3×10⁶。与预编码器训练时使用8比特的固定比特数表示误差分量相比，可减少大约71％。当使用8比特的固定比特数表示误差分量进行预编码器训练，全部反馈比特数量约为14.9×10⁶。此外，由于误差反馈比特数量N_r(i)是在未对初始误差反馈信号的量化精度d进行实质性改变的情况下计算的，误差反馈比特数量N_r(i)的减少不增加实质性的开销和降低串扰精度。

图5例示预编码器训练期间信噪比(SNR)提高500的实施例。所示SNR提高500是针对于由交换点或串扰预编码器接收到的多个导频符号，如从CPE发送。曲线510表示了SNR提高500。曲线510包括了在预编码器训练期间每个导频符号i的SNR值。如曲线410所示，误差反馈比特数量N_r(i)随着导频符号的数量而变化。如图5所示，SNR值可随着导频符号数量的增加和训练时间的增加而增大并收敛。曲线510与曲线520相比，曲线520表示了理想预编码器的SNR值。理想预编码器无需训练时间即可消除线路中的串扰。如图所示，曲线510中的SNR值可在收敛点处(如图5所示，大约400个导频符号)达到与曲线520大致相同的SNR值。

曲线510与曲线530相比，曲线530为误差分量为8比特的导频符号i的SNR值。对于所有发送的导频符号，曲线530的反馈比特数量为固定的。该固定的比特数量可能等于曲线510中每个误差分量的比特数量的初始值，并约等于曲线510收敛点处的比特数量的两倍。这两个曲线510及530存在着重叠并具有大约相同的SNR值。这表示可在不实质性的降低精度的情况下减少系统开销。可根据所期望的导频符号的量化精度及最大误差反馈来减少误差反馈比特数量。

在另一实施例中，在训练期间，误差反馈比特数量保持固定，且可提高每个误差分量的量化精度。这样，可基于误差反馈比特数量N_r(i)以及导频符号的最大误差反馈e_max(i)调整量化精度d，例如：

$d\left(i\right)=\frac{{2e}_{\max }\left(i\right)}{2^{N_r}}.---\left(6\right)$

在训练期间调整量化精度可缩小反馈误差，并因此促进串扰预编码器更快地收敛。从而缩短训练时间且提升性能。此外，由于误差反馈比特数量可能保持恒定，因而无需增加开销。例如，位于CPE的VTU-R可使用量化精度d(i)表示导频符号每个子载波的误差反馈信号，并将此信息(如以消息的方式)发送至位于交换点的VTU-O。VTU-R还可通过消息向VTU-O指示所确定的精度d(i)。

在实施例中，为调整误差反馈信号的量化精度，每误差分量的误差向量可通过缩放的方式以保证覆盖整个误差范围。首先，从一系列的比例因子(缩放因子)中获取比例因子S_Q(i)，例如(1，2，…，256)。例如选择的比例因子满足S_Q(i)·e_max(i)≤1(例如量化范围介于-1与+1之间)，以避免误差反馈信号被削减。然后，可使用比例因子将误差分量(实部和虚部)进行缩放：

${\stackrel{\‾}{e}}_x(k,i)=S_Q\left(i\right)\·e_x(k,i),---\left(7a\right)$

${\stackrel{\‾}{e}}_y(k,i)=S_Q\left(i\right)\·e_y(k,i),---\left(7b\right)$

其中

及为经缩放的误差向量。在数字化误差反馈信号或用比特表示误差反馈信号之前对误差向量进行缩放可提高量化精度。

例如，可基于由国际电信联盟(ITU)电信标准部(ITU-T)文件C-91提出的量化格式来表示误差反馈信号，该文件C-91以引用的方式并入本文中。因此，误差反馈信号可以用复数的形式表示为：

E_x(k，i)＝max{-2^N-1，min{S_Q(i)·e_x(k，i)·2^N-1，2^N-1-1}}，(8a)

E_y(k，i)＝max{-2^N-1，min{S_Q(i)·e_y(k，i)·2^N-1，2^N-1-1}}，(8b)

其中，E_x(k，i)、E_y(k，i)分别为误差反馈信号的实部和虚部。在其它实施例中，可能使用其它量化格式来调整误差向量以及误差反馈信号的量化精度。因此，随着训练时间的增加，当量化比特数量保持不变时，可动态地调整比例因子，以适应误差范围并提高量化精度。例如，当使用八比特的量化比特时，训练期间的最大误差反馈值可达到约2^-7，比例因子可相应地调整至约2⁷，这可导致量化精度约为2^-14。相比之下，不对误差向量进行缩放的传统方式大约需要15比特的量化比特才能达到相同的量化精度。

在实施例中，位于CPE的VTU-R可向位于交换点的VTU-O指示所用的比例因子S_Q(i)。VTU-R可向VTU-O发送包括比例因子S_Q(i)的误差反馈消息(如R-ERROR_FEEDBACK)。对于导频符号中的所有子载波可能使用相同的比例因子，因此需要在误差反馈消息中使用一个字段来指示比例因子S_Q(i)。例如，ITU-T标准G.vector的表10-4中的误差反馈消息R-ERROR_FEEDBACK(其以引用方式并入本文中)可被修改为包括字段“量化比例因子”(如字段#3)，如下所示。

表1：ITU-T标准G.vector表10-4的修改形式。

	字段名称	格式
			1	消息描述符	消息代码
2	频带标识符	1字节

3	量化比例因子	1字节
			4	误差向量	Nbytes字节

当利用LMS算法获得预编码矩阵并对串扰预编码器进行训练时，导频符号的误差以及相应地误差反馈信号可被逐渐的减小，例如可收敛至某一水平(级别)或某一数值。收敛程度取决于误差反馈信号中量化噪声的水平。对误差向量进行缩放可减小量化噪声并增大LMS步长，这可减小渐进误差(或收敛程度)并提高量化精度。另外，减小LMS步长可提高收敛速率并缩短预编码器训练时间。

图6例示预编码器训练期间的数据传输率提高600的实施例。所示数据传输率提高600是针对所选线路模拟的导频符号。所选线路可与多个其它线路捆绑，其中包括大约14个遗留线路(legacy line)以及大约17个激活的矢量化的线路(vectored line)。具体而言，模拟串扰预编码器初始化的第二阶段(如R-P-VECTOR2)，其中预编码器可跟踪从而抵消激活线路对所选线路的串扰。根据ITU-T文件C-140(其以引用的方式并入本文中)，第二阶段可能是串扰预编码器初始化过程中最长的阶段，是确定预编码器总初始化时间的主要因素。

曲线610表示了数据传输率提高600。曲线610包括了预编码器训练期间每个导频符号的数据传输率。可通过调整误差向量以及误差反馈信号的精度来发送导频符号。从值1、2、4、8、16、32、64、128及256中选择比例因子值从而对误差向量进行调整。将比例因子限制于此取值范围，可简单的使用比例因子对误差向量进行乘法，如左移操作。表2中给出了仿真参数。在训练期间表示导频符号的比特数量固定为八个比特。如图6所示，随着训练时间的增加，数据传输率值逐步增大并收敛。曲线610与曲线620相比，曲线620包括了无需训练即可抵消线路中串扰的理想预编码器的数据传输率值。曲线610的数据传输率值在大约八秒之后可达到约140兆比特每秒(Mbps)，该值基本上接近于曲线620的数据传输率。

表2

参数	值
		有效的比例因子	1、2、4、8、16、32、64、128、256

曲线610与曲线630和640相比，曲线630和640包括利用传统量化方式(例如具有固定的量化精度)以及LMS算法发送导频符号的数据传输率。具体而言，曲线630的LMS步长μ等于0.01，并且曲线640的LMS步长μ等于0.02获得。曲线630在大约20秒之后数据传输率达到约140Mbps。与曲线630相比，曲线610的训练时间提升了大约60％。尽管曲线640可在与曲线610相同的时间达到收敛，然而曲线640收敛时的数据传输率约为131Mbps，略低于曲线610的数据传输率值(约为140Mbps)。

如曲线630及640所示，调整LMS步长及使用传统量化方式(如固定误差缩放)可在相同的精度及可达数据传输率的情况下进一步提升预编码器的训练时间。如曲线610所示，在训练时间期间调整量化精度可以克服训练时间与可达数据传输率之间的权衡。调整误差反馈信号的比例因子可确保覆盖整个误差范围的误差值，这可提高所表示误差的精度并从而提高可达的数据传输率。更精确地表示误差反馈信号，还可利用如LMS等算法使预编码器更快的收敛，并因此缩短训练时间。

图7例示预编码器训练期间数据传输率提高700的另一实施例。所示数据传输率提高700是针对于加入线路模拟的导频符号，其可实质类似于图6中的导频符号。然而，在图7中，固定的使用四个比特表示训练期间的导频符号所用的比特数量。曲线710表示数据传输率提高700。曲线710包括预编码器训练期间的每个所发送导频符号的数据传输率值。可通过调整误差向量以及误差反馈信号的精度而发送导频符号。从值1、2、4、8、16、32、64、128及256中选择比例因子值来对误差向量进行调整。另外，曲线710的LMS步长μ约等于0.01。如图7所示，随着训练时间的增加，数据传输率值逐步增大并收敛。曲线710与曲线720相比，曲线720是理想预编码器的数据传输率。曲线710的数据传输率值在大约24秒之后达到约143Mbps，接近于曲线720的数据传输率值。

曲线710与曲线730和曲线740相比，曲线730和740使用传统的量化方式和LMS算法获得的发送导频符号的数据传输率。曲线730的LMS步长μ约等于0.01，曲线740使用更小的LMS步长μ(约等于0.003)获得的。曲线730中的数据传输率值可在大约十秒之后达到约90Mbps，与曲线710相比具有更短的训练时间。然而，与曲线710相比，曲线730在收敛时可达到更低的数据传输率。与曲线730相比，曲线740中的数据传输率值可在大约50秒之后达到约118Mbps，表明在以额外的训练时间为代价时可提高可达的数据传输率。因此，与曲线730及740相比，曲线710显示更为提升的训练时间及可达数据传输率，表明通过缩放误差向量以调整量化精度可在不增加开销的情况下改善预编码器训练过程及性能。

图8例示误差反馈消息800的实施例，误差反馈消息800可从CPE被发送至交换点。误差反馈消息800可包括可多个误差反馈值810，这些误差反馈值810对应于导频符号中的多个子载波。每一误差反馈值810包括误差分量的实部812以及误差分量的虚部814。例如，误差反馈消息800可包括K个误差分量的实部812(例如e_x(1，i)、e_x(2，i)、…、e_x(K，i))以及K个误差分量的虚部814(例如e_y(1，i)、e_y(2，i)、…、e_y(K，i))，其中误差分量对应于导频符号中的K个子载波，K为整数。另外，误差反馈消息800可包括每个误差分量的比特数量820。比特数量820可指示每个子载波的误差分量的实部812和误差分量的虚部814的量化比特数量N_r(i)。

图9例示误差反馈消息900的另一实施例，误差反馈消息900可从CPE被发送至交换点。误差反馈消息900可包括多个误差反馈值910，这些误差反馈值910与导频符号中的多个子载波对应。每个误差反馈值910包括误差分量的实部912和误差分量的虚部914。例如，误差反馈消息900可包括K个误差分量的实部912(例如e_x(1，i)、e_x(2，i)、…、e_x(K，i))以及K个误差分量的虚部914(例如e_y(1，i)、e_y(2，i)、…、e_y(K，i))，其中误差分量对应于导频符号中的K个子载波，K为整数。另外，误差反馈消息900可包括量化精度920。量化精度920可指示每个子载波的误差分量的实部912和误差分量的虚部914的量化精度d。

图10例示误差反馈消息1000的另一实施例，误差反馈消息1000可从CPE被发送至交换点。误差反馈消息1000包括导频符号中多个相应子载波的误差反馈值1010。每一误差反馈值1010均包括误差分量的实部1012和误差分量的虚部1014。例如，误差反馈消息1000包括K个误差分量的实部1012(例如e_x(1，i)、e_x(2，i)、…、e_x(K，i))以及K个误差分量的虚部1014(例如e_y(1，i)、e_y(2，i)、…、e_y(K，i))，其中误差分量对应于导频符号的K个子载波，K为整数。另外，误差反馈消息1000包括每个误差分量的比特数量1020以及量化精度1030。比特数量1020以及量化精度1030分别指示每个子载波的误差分量的实部1012和误差分量的虚部1014所对应的量化比特数量N_r(i)以及量化精度d。

图11例示误差反馈信号发送方法1100的实施例，其可用于串扰预编码器初始化或训练阶段。误差反馈信号发送方法1100可建立于CPE与交换点或耦合至交换点的串扰预编码器之间。该方法1100可开始于方块1110中，其中可接收包括多个子载波的导频符号。例如，导频符号可通过用户线由位于交换点的VTU-O发送，并由位于CPE的VTU-R接收。接着，在方块1120中，可测量所接收到的导频符号的子载波的误差。例如，VTU-R可测量每一子载波中由于相邻用户线或其它用户线的串扰所造成的误差。在方块1130中，可获得子载波的最大误差。例如，导频符号的最大误差e_max(i)可为多个子载波中的最大误差分量，例如基于方程式(4)从多个误差分量的实部及虚部得到最大误差分量。

在方块1140中，为误差反馈信号确定比特数量和/或量化精度，这些误差信号用于指示子载波的测量误差。例如，可根据预定的精度d及最大误差e_max(i)来确定比特数量N_r(i)，如利用方程式(5)。这样，误差反馈信号的比特数量可随着子载波的误差减小而减少，以缩短串扰预编码器的训练时间。作为另外一种选择，可根据固定的比特数量N_r(i)及最大误差e_max(i)来确定量化精度d，如利用方程式(6)。因此，可对误差反馈信号的误差向量进行缩放，如利用比例因子S_Q(i)以及方程式(7a)及(7b)。这样，可通过在训练串扰预编码器之后增大可达数据传输率的方式提高误差反馈信号的量化精度，从而提高系统性能。在其它实施例中，可基于最大误差e_max(i)调整比特数量和量化精度，从而在训练时间与可达数据传输率之间实现可接受的或所期望的平衡(或权衡)。

接着，在方块1150中，可根据所确定数量的比特和/或所确定的量化精度对误差反馈信号进行发送。例如，CPE向交换点发送误差反馈消息，如误差反馈消息800、误差反馈消息900或误差反馈消息1000。在某些实施例中，误差反馈消息可类似于ITU-T标准G.vector的表10-4中的R-ERROR_FEEDBACK消息，并包括指示量化精度的字段“量化比例因子”。在方块1160中，该方法1100需判断是否已接收到下一导频符号。如果满足方块1160中的条件，则该方法1100返回至方块1120以测量该下一导频符号的误差并发送相应的误差反馈信号。否则，结束该方法1100。

可结合任何通用网络组件(例如计算机或具有足够处理能力、存储资源及网络吞吐能力的网络组件)与上述组件一起操作，以处理施加于其上的必要工作量。图12例示适用于实施本文所揭露的一个或多个实施例的典型通用网络组件1200。网络组件1200可包括处理器1202(可称为中央处理器或CPU)，处理器1202与任何存储装置相连通，包括辅助存储器1204、只读存储器(ROM)1206、随机存取存储器(RAM)1208、输入/输出(I/O)装置1210、以及网络连通性装置1212、或其组合。处理器1202可被实现作为一个或多个CPU芯片，或可为一个或多个专用集成电路(ASIC)的一部分。

辅助存储器1204通常由一个或多个磁盘驱动器或磁带驱动器构成，并用于存储非易失性数据，如果RAM 1208不足以存储所有工作数据，则用作溢流数据存储装置。当程序被选择执行时，辅助存储器1204可用于存储载入RAM 1208中的这些程序。ROM 1206用于存储指令并可能在程序执行期间存储所读取的数据。ROM 1206是非易失性数据存储装置，相对于可存储较大容量的辅助存储器1204来说，该非易失性数据存储装置通常具有较小的存储容量。RAM 1208用于存储易失性数据并可能存储指令。与辅助存储器1204相比，ROM 1206及RAM 1208的存取通常较迅速。

上文揭露了至少一个实施例，并且所属领域的一般技术人员可在本发明的范围内对实施例和/或实施例的特征作出变化，组合，和/或修改。由组合，结合，和/或省略实施例的特征所产生的替代实施例也处于本发明的范围内。在明确地陈述数值范围或限制的情况中，应将这些明确的范围或限制理解为包括落于这些明确陈述的范围或限制内的相似大小的重复范围或限制(例如从约1至约10包括2、3、4等；大于0.10包括0.11、0.12、0.13等)。例如，每当揭露具有下限R₁以及上限R_u的数值范围时，包含了该范围内的任何数字。尤其是，具体揭露处于该范围内的以下数字：R＝R₁+k*(R_u-R₁)，其中k为从1％至100％的具有1％增量的变量，即k为1％、2％、3％、4％、5％、…、50％、51％、52％、…、95％、96％、97％、98％、99％、或100％。此外，也可具体揭露如上所界定的由两个R数字所界定的任何数值范围。关于权利要求中任何使用“任选地”进行修饰的元素意味着或者要求该元素，或者不要求该元素，或者在该权利要求的范围内该元素可被要求也可不被要求。应将对例如包括、包含、以及具有等更广义术语的使用理解为给例如由…组成、基本上由…组成、以及基本上由…构成等更狭义术语提供支持。因此，本保护的范围不受上述说明限制，而是由权利要求书界定，该范围包括权利要求书的所有等效内容。每一权利要求均是作为进一步揭露而并入说明书中，并且这些权利要求是本发明的实施例。

在本发明中对参考的论述并不是承认相关的技术就是现有技术，特别是对于那些其公开日期在本申请案的优先权日期之后的参考。对所有专利的揭露、专利申请案、以及本文所引用的出版物均以引用的方式并入本文中，以为本发明提供实例性、程序性、或其它细节补充。

尽管本发明已提出若干个实施例，然而应理解，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以以许多其它特定形式实施所揭露的系统及方法。这些实例将被视为例示性的而非限制性的，并且目的并不限于本文所给出的细节。例如，可在另一系统中使各种元件或组件组合或结合，或可省略或不实作某些特征。

另外，各个实施例中所说明和例示的分离的或单独的技术、系统、子系统、以及方法可在不背离本发明的范围的情况下与其它系统、模块、技术或方法组合或结合。所示或所论述的相互耦合或直接耦合或相互通信的其它项目可以电性方式、机械方式或其它方式通过某一接口、器件或中间组件进行间接耦合或通信。在不背离本文所揭露的精神与范围的情况下，所属领域的技术人员可探知变化、替换及更改的其它实例。

Claims (20)

1.一种装置，其包括：

接收器，耦合至交换点与用户端设备(CPE)之间的数字用户线(DSL)，并用以发送反馈误差消息以训练预编码器，所述预编码器耦合至所述交换点，

其中所述反馈误差消息包括多个误差分量，以及对每个误差分量的比特数量和/或每个误差分量的量化精度。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述误差分量对应于接收到的导频符号中的多个子载波。

3.如权利要求2所述，其特征在于，所述误差分量包含每个子载波的误差分量的实部和虚部。

4.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述交换点中包含甚高速数字用户线(VDSL)收发器局端单元(VTU-O)，所述VTU-O用以向CPE发送导频符号。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述CPE包含甚高速数字用户线(VDSL)收发器远端单元(VTU-R)，所述VTU-R用以确定所述每个误差分量的比特数量和/或所述每个误差分量的量化精度，并向所述交换点发送误差反馈消息。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述预编码器为串扰预编码器，并且其中所述误差分量描述DSL中的串扰误差等级。

7.一种方法，其包括：

确定导频信号的多个误差分量的误差范围；

基于误差分量的误差范围，确定可表示整个误差范围的比特数和/或使用固定个数的反馈比特可表示整个误差范围时的量化精度；

发送误差反馈信号，所述误差反馈信号包括所述误差分量，并且所述误差反馈信号指示所述比特数量和/或所述量化精度。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，以复数形式表示所述误差反馈信号：

E(k，i)＝e_x(k，i)+j·e_y(k，i)，

其中E(k，i)为导频符号i的子载波k的误差反馈信号，e_x(k，i)为所述误差反馈信号的实部，并且e_y(k，i)为所述误差反馈信号的虚部。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，根据所述误差反馈信号中的最大误差确定所述比特数量和/或所述量化精度，所述误差反馈信号中的最大误差对应于所述导频符号中的最大误差。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述误差反馈信号中的最大误差通过以下方程式从实部e_x(k，i)以及虚部e_y(k，i)中获得：

$e_{\max }\left(i\right)=\underset{k}{\max }\left\{\max \right\{\left|e_x(k,i)\right|,\left|e_y(k,i)\right|\left\}\right\},$

其中e_max(i)为所述导频符号i的最大误差，max{}指示用于从集合中选择最大样本的函数。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述量化精度为固定的，比特数量可通过以下方程式确定：

$N_r\left(i\right)={\log }_2\left(\frac{2e_{\max }\left(i\right)}{d}\right),$

其中N_r(i)为所述导频符号i的比特数量，d为量化精度。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述比特数量为固定的，所述量化精度可通过以下方程式确定：

$d\left(i\right)=\frac{2e_{\max }\left(i\right)}{2^{N_r}},$

其中N_r(i)为所述导频符号i的比特数量，d为所述量化精度。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述量化精度通过缩放所述误差反馈信号的每个误差分量的误差向量来调节，其中使用比例因子缩放所述误差向量：

${\stackrel{\‾}{e}}_x(k,i)=S_Q\left(i\right)\·e_x(k,i),$

${\stackrel{\‾}{e}}_y(k,i)=S_Q\left(i\right)\·e_y(k,i),$

其中S_Q(i)为所述比例因子，

为所述误差反馈信号的实部缩放后的误差向量，

为所述误差反馈信号的虚部缩放后的误差向量。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，误差反馈信号使用如下量化格式表示：

E_x(k，i)＝max{-2^N-1，min{S_Q(i)·e_x(k，i)·2^N-1，2^N-1-1}}，

E_y(k，i)＝max{-2^N-1，min{S_Q(i)·e_y(k，i)·2^N-1，2^N-1-1}}，

其中E_x(k，i)为所述误差反馈信号的实部，E_y(k，i)为所述误差反馈信号的虚部。

15.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述误差分量的所述比特数量及所述量化精度决定所述导频符号中的完整范围误差。

16.一种方法，其包括：

发送误差反馈消息给数字用户线(DSL)串扰预编码器以训练串扰预编码器，

其中所述误差反馈消息包括误差向量以及所述误差向量的量化比例因子。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，量化比例因子用于在量化误差向量之前将误差向量的误差分量进行缩放。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述量化比例因子等于2、4、8、16、32、64、128、256。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述误差反馈消息为基于国际电信联盟(ITU)电信标准部(ITU-T)标准G.vector的R-ERROR_FEEDBACK消息，其中所述R-ERROR_FEEDBACK消息包括误差向量、量化比例因子、消息描述符、以及频带标识符。

20.如权利要求7所述的装置，其特征在于，基于所述误差反馈消息并利用最小均方(LMS)算法训练所述DSL串扰预编码器。

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